TWI399032B - 消除平衡轉換放大器之雜訊的方法及其裝置 - Google Patents

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Description

消除平衡轉換放大器之雜訊的方法及其裝置
本發明是有關於一種放大器，且特別是有關於一種平衡-非平衡轉換放大器(Balance-to-Unbalance amplifier，Balun amplifier，以下簡稱平衡轉換放大器)。
在有線通訊和無線通訊領域裡，新興的寬頻通訊(broadband communication)技術已陸續湧現，諸如：手持式視訊廣播(DVB-H)(470-890 MHz)與感知無線電(cognitive radio)(0.1-10 GHz)等。由於低雜訊放大器(low-noise amplifier，以下簡稱LNA)乃配置於接收機的第一級電路，故LNA的特性會直接影響到接收機的整體效能。因而，在處理寬頻效能時，設計者將會面臨更多的挑戰，包括如何設計具有寬頻輸入匹配與增益頻寬(gain bandwidth)的LNA。然而，傳統的作法上為了要達到前述功效，通常會犧牲雜訊指數(noise figure，簡稱NF)的特性。
在習知技術中，通常可藉由一或多個低雜訊放大器來處理特定的頻帶寬度(frequency span)，其中每一LNA各處理一小部分的頻帶。由於天線與射頻濾波器(radio frequency filter，簡稱RF filter)一般處理的訊號模式為單端訊號，故使用單端(single-ended)LNA來處理上述訊號能有效提高效能，因為單端LNA具備小面積、節能與低成本。另一方面，在接收端使用差動訊號技術(differential signaling)能減少二階失真(second-order distortion)，並降低電源供應端與基板的雜訊干擾。因此，在接收電路端可採用單端輸入差動輸出的放大器(single-ended input differential output amplifier)以將單端的射頻訊號轉換為差動訊號，其中上述之單端輸入差動輸出的放大器亦稱為平衡-非平衡轉換放大器(Balun amplifier，以下簡稱平衡轉換放大器)。
採用單端輸入差動輸出且低雜訊的晶片型放大器(亦即Balun LNA)有助於與前端天線以及與後端雙平衡式混波器的連接。舉例而言，Balun LNA可包括一對共閘極(common-gate，簡稱CG)與共源極(common-source，簡稱CS)放大器，以使得LNA之前端不需使用外接(off-chip)的Balun元件，以提供較低的雜訊性能並減少外部元件的使用成本。除此之外，使用Balun LNA也不需要於LNA後端額外配置一晶片型(on-chip)的Balun電路，故能有效地減少訊號的失真並降低耗能。然而，當共閘極放大器與共源極放大器的電晶體尺寸相同時，上述之共閘極-共源極之Balun LNA的雜訊仍然過高，可能會超過3.5 dB。
有鑑於此，如何在不影響諸如增益、三階輸入交調截取點(input third-order intercept point，簡稱IIP3)與寬頻阻抗匹配等性能的情況下，將共閘極-共源極Balun LNA之雜訊指數(noise figure，簡稱NF)降低至遠小於3.5dB，乃一重要研究課題。
根據一實施例提供一種消除Balun放大器之雜訊的方法，其包括以下步驟。首先，將一放大器之電流感測支路(例如共閘極支路)的一輸出與放大器之電壓感測支路(例如共源極支路)的一輸出相加並縮放，以產生一或多個經加總並縮放過的輸出。接著，將上述經加總並縮放過的輸出回授至放大器之電流感測支路與電壓感測支路之輸出的至少其中之一。
另根據一實施例提供一種消除Balun放大器之雜訊的裝置，其包括一電流感測放大器以及一電壓感測放大器。消除Balun放大器之雜訊的裝置亦可包括一控制模組。控制模組將來自電流感測放大器的一輸出與來自電壓感測放大器的一輸出相加並縮放，並將一或多個經加總並縮放過的輸出回授至電流感測放大器與電壓感測放大器之輸出的至少其中之一。
另根據一實施例還提供一種消除Balun放大器之雜訊的裝置，其包括至少一處理器以及至少一記憶體，其中記憶體包括用於一或多個程式的一電腦程式碼。記憶體、電腦程式碼與處理器可使消除Balun放大器之雜訊的裝置執行至少以下步驟。首先，將一放大器之電流感測支路的一輸出與放大器之電壓感測支路的一輸出相加並縮放，以產生一或多個經加總並縮放過的輸出。接著，將上述經加總並縮放過的輸出回授至放大器之電流感測支路與電壓感測支路之輸出的至少其中之一。
為讓上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉幾個實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。應注意的是，以下實施例所揭露的內容亦可透過其他不同的方式來實現，且任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故所附圖式及相關敘述僅用以作為說明本發明，並非用以限制本發明。
下文將揭露幾種消除Balun放大器之雜訊的方法及其裝置的實施例。在以下的說明中，許多具體細節之提供是為使本揭露詳盡且完整，且使本揭露之範疇完整地傳達於熟習此項技術者。就此而言，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本揭露之精神和範圍內，在實際操作時當可不採用這些具體細節或作些許之更動與潤飾。在其他實施例中，為了避免不必要地模糊實施例之揭露內容，在此將習知技藝者所熟知的結構與裝置以方塊圖來表示。
圖1為一般用以之包括共閘極(common-gate，以下簡稱CG)與共源極(common-source，以下簡稱CS)放大器之單級(single-stage)平衡轉換低雜訊放大器(Balun low-noise amplifier，以下簡稱Balun LNA)的方塊圖。Balun係用以將相對於地之雙平衡的差動訊號轉換為不平衡或單端的訊號，或將不平衡或單端的訊號轉換為雙平衡的差動訊號。低雜訊放大器(low-noise amplifier，以下簡稱LNA)為放大器的一種，其用以將微弱的訊號放大，其中該微弱訊號可以是由天線所接收。圖1的CG放大器(對應電晶體MCG )適用於寬頻阻抗匹配。而藉由採用與CG放大器並聯的CS放大器(對應電晶體MCS )，能減少高於3.5dB的雜訊指數(noise figure，以下簡稱NF)以及改善電壓增益不足。NF用以衡量訊雜比(signal-to-noise ratio，簡稱SNR)的衰減，此衰減係因射頻(radio frequency，簡稱RF)訊號鏈路(signal chain)內元件雜訊所造成。NF定義為在標準雜訊溫度(noise temperature)T0 (通常為290 K)下，輸入端訊雜比與輸出端訊雜比的比例。
圖2為圖1之CG-CS Balun放大器及其雜訊轉換函數(transfer function)的示意圖。通常CG放大器作為電流放大器，而CS放大器係作為電壓放大器或跨導(transconductance)放大器。藉由輸出差動訊號，能消除來自電晶體MCG (或稱M1)的雜訊或失真。而電晶體MCS (或稱M2)的雜訊則是影響NF的主要因素。並聯的CS放大器可使電壓增益加倍，並消除來自CG放大器的雜訊與失真。另外，CG-CS輸入級本質上可執行單端至差動轉換，而不需使用外接(off-chip)的Balun電路，故能節省成本。
請參照圖2，假設CG與CS支路係彼此對稱，亦即g m,CG =g m,CS 且R L1 =R L2 =R L ，則Balun LNA的NF可用以下式子來近似表示：
其中g m,CG 和g m,CS 分別代表CG放大器與CS放大器的跨導。跨導(g m )又稱為互導(mutual conductance)，其為輸出端之電流變化與輸入端之電壓變化的比值。R L1 與R L2 分別代表CG與CS支路的電阻負載(resistor load)。R S 為源電阻(Source Resistance)，一般定義為50歐姆(ohm)。T i,CG 與T i,CS 分別代表差動輸出端因CG與CS電晶體之雜訊電流(亦即i n,M1 與i n,M2 )所造成的電流轉換增益(transfer gain)，且雜訊電流i n,M1 與i n,M2 可用以下式子來表示：
其中γ/α代表電晶體的過雜訊因子(excess noise factor)，T i,RS 代表差動輸出端因源電阻R S 之雜訊電流(亦即i n,RS )所造成的轉換增益，且雜訊電流i n,RS 可用以下式子來表示：
CG電晶體通道的雜訊電流i n,CG 分別造成CG放大器與CS放大器位於汲極(drain)端的雜訊電流i nd1 與i nd2 ，且T i,CG 為i nd1 與i nd2 之差值且標準化至i n,CG 。上述參數可由下列式子導出：
應注意的是，雜訊電流i nd1 與i nd2 的正負號相同。在本實施例中，假設兩支路彼此對稱，亦即g m,CG =g m,CS 、R L1 =R L2 且雜訊電流增益i nd1 /i n,CG =k，則另一支路的電流增益i nd2 /i n,CG =(1-k)。另一方面，由CG、CS放大器中位於汲極端之CS電晶體通道雜訊(亦即i n,CS )所導致的雜訊電流增益分別為0和1。
當1/g m,CG =R s 時，Balun LNA提供2R L /R s 的電壓增益。由於CG放大器與CS放大器之輸出端的雜訊相同，故來自CG放大器的雜訊能被與之並聯的CS放大器消除，亦即k=(1-k)=0.5。
然而，雖然來自CG放大器的雜訊能被與之並聯的CS放大器消除，但由於大部分的雜訊係來自CS放大器，故整體的NF依舊很高。依據式子(1)，當R L =400且γ/α=1時，NF約高達3.5dB。
因此，為了要減少式子(1)的NF，因而減少|T i,CG |2 +|T i,CS |2 的數值。T i,CG 代表差動輸出端因CG電晶體之雜訊電流(亦即i n,M1 )所造成的電流轉換增益，且其可用下列式子來表示：
假設上式的1/(1+g m,CG R s )等於k ，由於g m,CG =g m,CS ，故第二項g m,CS R s /(1+g m,CG R s )便可表示為(1-k )。另一方面，T i,CS 代表代表差動輸出端因CS電晶體之雜訊電流(亦即i n,M2 )所造成的電流轉換增益，且等於1，則：
T i，CG =k -(1-k )=2k -1=0，T i,CS =1　(7)
如此一來，項次|T i,CG |2 +|T i,CS |2 便可用下列式子來表示：
|T i,CG |2 +|T i,CS |2 =|k -(1-k )|2 +|1|2 　(8)
為了減少項次|T i,CG |2 +|T i,CS |2 的大小，在此將k 設為0.5。如此一來，|T i,CG |2 +|T i,CS |2 具有最低的數值為1，且F=2.25(~3.5dB)。此即為圖1之傳統Bauln LNA所採用的作法，其中Bauln LNA採用包括尺寸、偏壓皆相同的CG、CS放大器。
為了增進圖1之Bauln LNA的效能，一般作法則是採用無電感的LNA，並推衍出能同時達成平衡輸出、雜訊消除以及失真抵銷的條件，其藉由放大CS級相對於CG級的跨導值(transconductance)以達到降低雜訊的效果。上述作法所得到的NF大約等於或小於3dB。
另一作法則是於LNA中採用前饋(feedforward)熱雜訊消除(thermal noise-canceling)技術，其能達成阻抗匹配，且能同時消除因匹配元件所導致的雜訊與失真。上述作法提供了一種穩定且NF介於1.9dB至2.4dB的寬頻阻抗匹配放大器。其主要是藉由配置一增益為-Av的輔助(auxiliary)電壓感測放大器來前饋至匹配級，以使當有訊號外加時，來自匹配元件的雜訊能於輸出端被消除。利用上述方法，便能以輔助放大器的功率消耗做為代價來換取降低LNA之NF的效果。當同時外加訊號時，雜訊與訊號間的相反符號能抵消匹配元件的雜訊。然而，上述方法卻可能造成高功率消耗(例如14-35 mW)與低平均增益(例如14-15.6 dB)。除了提供低於3dB的NF、適當的線性特性與源電阻匹配等功效外，高敏感度之接收機還需要多個能提供高增益的LNA來處理寬頻通訊，且其同時具備一些可變增益功能以處理相鄰通道所造成的干擾。此外，亦有其他方法被提出以克服功率過高與增益不足。
另一種方法則是採用由交錯耦合(cross-coupled)電容以及PMOS電晶體以差動CG結構組成的差動CG LNA。差動CG LNA能將功率消耗降低至3.6 mW，但在頻寬為0.3-0.92 GHz的範圍內僅能提供平均3 dB的NF。
再一種方法是採用具有單端輸入與輸出的LNA，並對數位地面電視(digital terrestrial)與有線電視調諧器(cable TV tuner)採用雜訊與IM2失真抵銷技術。此單端LNA依據電流放大採用熱雜訊消除，以在增益未衰減且達到寬頻輸入匹配的情況下達到低NF(例如3.0-3.3dB)與高三階交調截取點(third-order intercept point，簡稱IIP3)(例如3 dBm)的效果。
後續段落提出一種適用於CG-CS Balun放大器的相加與縮放裝置與方法實施範例，其具有NF遠低於3.5 dB、功率消耗低於10 mW，且IIP3介於0-3 dBm。圖3為一實施例之單級CG-CS Balun放大器301的示意圖，其中CG-CS Balun放大器301包括控制模組303以執行相加與縮放的方法。當相加兩支路之雙端輸出時，便能取得三個相關於期望訊號(desired signal)、CG電晶體雜訊與CS電晶體雜訊的正規化成份，其歸一化反應值分別為0、1與1。換句話說，期望訊號、CG電晶體雜訊與CS電晶體雜訊三個成分的轉換函數可表示為T i,Rs =0、T i ,CG =1與T i,CS =1。在經由增益為A的放大器縮放過，上述轉換函數則變為T i,Rs =0、T i,CG =A與T i,CS =A。而在將上述成分回授至負輸出v ο - 的節點後，電晶體於負輸出的雜訊項次則便為T i,CG,neg =(1-k +A)與T i,CS =(1+A)。
因此，項次|T i,CG |2 +|T i,CS |2 便可改寫為：
|T i,CG |2 +|T i,CS |2 =|k -(1-k +A )|2 +|1+A |2 　(9)
為了最小化項次|T i,CG |2 +|T i,CS |2 的值，當A=-(1-k)時，可獲得|T i,CG |2 +|T i,CS |2 最小值為為2k2 。
當藉由增益為-(1-k)之放大器來縮放上述成分，且將縮放過的成分回授至CS支路的輸出時，便能降低CS輸出上的雜訊成份，並維持期望訊號處理不受影響。舉例來說，當g m,CG R s =1(即k=0.5)，則A=-(1-k)=-0.5，從而使得|T i,CG |2 +|T i,CS |2 降低為2k2 =0.5，並依據式子(1)得出2.4dB的NF。應注意的是，傳統技術中|T i,CG |2 +|T i,CS |2 之最低值為1，且NF為3.5dB，因此與傳統技術相比，此例子之NF比圖1之設計所產生的NF減少了1.1dB。
在另一例子中，當g m,CG R s =1.85(g m,CG =37 mS)(意即k=0.35)，則A=-(1-k)=-0.65，從而使得|T i,CG |2 +|T i,CS |2 更減少至2k2 =0.245，當忽略回授路徑的雜訊時，此例子的NF可下降至1.76dB。換句話說，當g m,CG R s =1.85(即k=0.35，S11 =-10.5dB)、R L =400、γ/α=1(即T i,CG =-0.35、T i,CS =0.35)，則NF=1.5(~1.76dB)。如此一來，與傳統技術相比，此例子之NF比圖1設計所產生的NF降低達1.74dB。
由於LNA係用於無線應用上，其系統重要性能參數之一輸入匹配特性，可用以下式子來表示，其主要由CG放大器之跨導值決定：
為了維持適當的輸入匹配，通常工程要求S 11 為-10 dB，從而將g m,CG 限制在11至38 mS的範圍內。如前所述，較高的g m,CG 能提供較佳的NF。是故，為了要維持適當的S 11 ，g m,CG 可設計為37 mS，如前所述，其對應的NF為1.76 dB。
圖4為一實施例之消除CG-CS Balun LNA之雜訊的方法流程圖。其中本實施例之方法400能在不犧牲其他效能(例如增益、IIP3與寬頻阻抗匹配)的情況下，消除Balun LNA的雜訊。舉例來說，方法400例如是由圖3中LNA的控制模組303來執行。詳細來說，在步驟401中，控制模組303將來自CG支路的一輸出與來自CS支路的一輸出相加並縮放，以產生一或多個經加總並縮放過的輸出。其中上述之相加與縮放的方法包括相加CG支路與CS支路之輸出，以產生一加總結果，並利用一第一電路方塊縮放上述之加總結果；或利用一第二電路方塊對CG支路與CS支路之各個輸出進行縮放，以產生多個縮放結果，並相加這些縮放結果。在另一實施例中，CG支路與CS支路之輸出的相加係利用一或多個電感、一或多個電阻、一或多個電容，或上述之組合來達成。在又一實施例中，CG支路與CS支路之輸出的縮放係利用一或多個CS放大器來達成。
在步驟403中，控制模組303將上述之一或多個經加總並縮放過的輸出回授至CG-CS Balun LNA之CG支路與CS支路之輸出的至少其中之一。上述之回授的方法包括將上述之一或多個經加總並縮放過之輸出之其中之一的正輸出，回授至CG-CS Balun LNA之CG支路與CS支路之輸出之其中之一的正輸出；或將上述之一或多個經加總並縮放過之輸出之其中之一的負輸出，回授至CG-CS Balun LNA之CG支路與CS支路之輸出之其中之一的負輸出；或上述兩步驟之結合。在一實施例中，CG-CS Balun LNA之CG支路與CS支路之其中之一的負輸出係反相於CG-CS Balun LNA的一輸入，且上述之一或多個經加總並縮放過之輸出之其中之一的負輸出係回授至上述之負輸出。在另一實施例中，CG-CS Balun LNA之CG支路與CS支路之其中之一的正輸出與CG-CS Balun LNA的一輸入彼此間無相位偏移(phase shift)，且上述之一或多個經加總並縮放過之輸出之其中之一的正輸出係回授至上述之正輸出。在其他實施例中，可將前兩實施例加以結合，以使上述之一或多個經加總並縮放過之輸出之其中之一的負輸出與其中之一的正輸出分別係回授至負輸出與正輸出。
圖5為另一實施利用以實施圖3之CG-CS Balun LNA之回授增益的等效電路圖。圖3之CG-CS Balun LNA包括CG放大器(電流感測放大器)503、CS放大器(電壓感測放大器)502以及控制模組，其中電流感測放大器503與電壓感測放大器502接收輸入訊號501。舉例而言，控制模組利用加法器(summer)511將來自電流感測放大器503的正輸出507與來自電壓感測放大器502的負輸出509相加，以產生一加總結果。接著，控制模組便利用調整器(scaler)513的增益-A f ，或調整器515的增益+A f ，或前述兩者之結合來對加總結果進行反相位或同相位縮放。
之後，控制模組將一或多個經加總並縮放過的輸出回授至電流感測放大器503或電壓感測放大器502之正輸出507與負輸出509的至少其中之一。如此一來，藉由將CG支路與CS支路的兩輸出相加，並搭配一增益調整電路之使用將相加結果回授至兩輸出的其中之一，能有效降低NF。舉例來說，當回授路徑係由加法器511與調整器513所組成，且與輸入訊號501具有180度的相位差，則加總成份會被回授至CS支路的負輸出509。於另一例子裡，當回授路徑與輸入訊號501無任何相位偏移或僅有些微相位偏移時，則加總成份會被回授至CG支路的正輸出507。
以下實施例為當假設放大器g m,CG =g m,CS 時，放大器具有轉換函數1/(1+g m,CG R s )=k 且g m,CS R s /(1+g m , CG R s )=(1-k )的情形。在一實施例中，當回授路徑僅包括一個具有增益-A f 的調整器或放大器時，則A f =(1-k )且增益-A f 會被回授至負輸出509。在另一實施例中，當回授路徑僅包括一個具有增益+A f 的調整器或放大器時，則A f =(1 -k )且增益+A f 會被回授至正輸出507。另外，在其他實施例中，當回授路徑包括兩個以上的調整器或放大器，且其一之增益為+A f1 而另一個之增益為-A f2 時，則增益A f1 =k 1 、增益A f2 =k 2 且分別會被回授至正輸出507與負輸出509，其中k 1 +k 2 =(1 -k )。上述實施例係使用相加與縮放的方法，使CG-CS Balun放大器在不犧牲其他例如為增益、IIP3與寬頻匹配等效能的情況下，達到減少NF的效果。
雖然以上的電路設計皆是以g m,CG =g m,CS 為例，然而在其他實施例中，g m,CG 可與g m,CS 不一樣，且前述之相加與縮放方法仍為有效，只不過相關的設計參數需作些微調整，如圖12所示。
本實施例之相加與縮放方法能應用於許多不同類型電路上。如圖6A、7A與8A所示，以下將舉幾種不同的模擬電路圖為例做說明。
圖6A為使用上述相加與縮放方法的第一個模擬電路圖600。在本實施例中，電感601用以作為加法器且CS放大器603用以作為調整器，其中電感601提供高阻抗，且位於該處的共模(common-mode)端係提供加總成分。在其他實施例中，加法器可利用一或多個電阻、電感或電晶體來實施，且調整器除了可使用CS放大器來實施外還可使用一或多個它種放大器。舉例來說，加總成分耦接至放大器的輸入端，經縮放後回授至CS支路的輸出。
圖6B為圖6A電路的NF對頻率的模擬圖620。如圖6B所示，藉由使用外加的回授電路執行上述之相加與縮放的方法，相較於傳統的NF而言，對應圖6A電路所模擬出的NF明顯地降低許多。其中NF 621為採用相加與縮放的方法所模擬出的NF趨勢線，而NF 623則為採用圖1之傳統方法所模擬出的NF趨勢線。如圖6B所示，藉由相加與縮放之方法，當頻率在0.1至2 GHz的範圍內時，NF值介於1.5至2.25 dB之間。模擬出之NF的數值大約比傳統作法的NF還小1.25至1.7 dB。另一方面，在整個頻帶上，模擬NF所呈現的趨勢與傳統作法之NF大致相符，其證實寬頻雜訊消除的效果與本實施例之方法的有效性。
圖7A為使用上述相加與縮放方法的第二個模擬電路圖700。在本實施例中，電容對701用以作為加法器且CS放大器703用以作為調整器，其中共模端係提供加總成分。在其他實施例中，加法器可由一或多個電阻、電感、或電晶體來實施，且上述之調整器除了可用CS放大器來實施外，亦可採用一或多個放大器來實施。舉例來說，加總成分耦接於調整器的輸入端，且回授至CS支路的輸出端。
圖7B為圖7A電路的NF對頻率的模擬圖720。如圖7B所示，藉由使用外加的回授電路執行上述之相加與縮放的方法，相較於傳統的NF而言，對應圖7A電路所模擬出的NF明顯地降低許多。如圖7B所示，藉由相加與縮放之方法，當頻率在150 MHz至2 GHz的範圍內時，NF大約位在1.75 dB附近且低於2 dB。然而，當頻率在150 MHz至2 GHz的範圍內時，傳統作法所造成的NF卻是3.2至3.5 dB。如圖7B所示，由此可知，此模擬電路的NF相較傳統作法所造成的NF可改善1.15至1.7 dB。
圖8A為使用上述相加與縮放方法的第三個模擬電路圖。與圖6A、圖7A之模擬電路不同的是：此電路先縮放兩輸出成份，再將縮放過的成分相加。在本實施例中，CS放大器對801用以縮放回授分量大小，經相加後並將縮放結果回授至CS支路的輸出端。
圖8B為圖8A電路的NF對頻率的模擬圖。如圖8B所示，藉由相加與縮放之方法，當頻率在100 MHz至1.5 GHz的範圍時，NF大約位在1.75 dB附近且低於2 dB。然而，當頻率在0.1至2 GHz的範圍時，傳統作法所造成的NF卻是3.2至3.5 dB。由圖8B可知，此模擬電路的NF相較傳統作法所造成的NF可改善1.15至1.7 dB。
圖9為上述之三型模擬電路與前述之傳統寬頻LNA的效能比較表。其中採用相加與縮放方法之LNA的模擬效能係整理於圖9的表格，且表格亦呈現前述之傳統LNA的效能以作為對照之用。如表所示，本實施例之相加與縮放方法及其電路能達到寬頻、整體頻帶上的低NF以及小晶圓面積且又兼具適當功率消耗。舉例來說，本實施例之相加與縮放方法及其電路能符合超低壓功率(ultra-low voltage/power，簡稱ULVP)微系統、生醫應用、無線感測網路(wireless sensor network，簡稱WSN)、高速電路等的特殊要求。當相加與縮放方法及其電路應用於上述領域時，能達到超低功率消耗(<400 μW，NF<4dB)、超低電壓操作(<0.5V)、超寬頻操作(>9GHz)與balun LNA或全差動LNA之可重組性。
另外，亦可藉由各種LNA來達成，並不受限於此類單端CG-CS Balun LNA電路。進一步而言，任何包括電流感測放大器與電壓感測放大器的Balun放大器，以及各種整合有後級放大器之Balun放大器皆能用以實施以達成上述優點。除此之外，上述之消除CG-CS Balun LNA之雜訊的方法亦能透過軟體、硬體、韌體(firmware)或前述之組合來實施。利用上述方法，CG-CS Balun LNA的NF能被有效地降低，且不需犧牲如增益、IIP3與寬頻阻抗匹配等其他效能。另外，上述方法亦可實施於特殊應用積體電路(application specific integrated circuit，簡稱ASIC)或場可程式閘陣列(field programmable gate array，簡稱FPGA)等。
圖10為晶片組的示意圖，其中晶片組能應用於多種不同的實施例。晶片組1000被程式化後能減少LNA的NF，且無須犧牲其它如增益、IIP3與寬頻阻抗匹配的效能。晶片組1000例如包括整合於一或多個物理封裝(如晶片)的處理器與記憶體元件。舉例來說，物理封裝包括一或多個配置區、元件，以及/或位於結構裝配(如基板)的線路，以提供一或多個特性，其例如為物理強度、節省體積、以及/或限制靜電作用(electrical interaction)。在特定的實例中，晶片組1000能被實施為單一晶片。除此之外，在特定的實例中，晶片組或晶片1000能被實施為系統單晶片(system on a chip)。晶片組或晶片1000或其部分用以執行一或多個步驟以控制共振轉換器(converter)的直接電流增益以提昇電路的功率。
在一實施例中，晶片組或晶片1000包括如匯流排(bus) 1001的通訊機制，以使資訊能於晶片組1000的元件之間傳遞。處理器1003連接至匯流排1001以執行指令並處理例如存在記憶體1005內的資訊。處理器1003例如包括一或多個處理核(processing core)，且處理核彼此獨立運作。多核處理器能於單一物理封包內執行多工化處理(multiprocessing)。多核處理器例如包括兩個、四個、八個或更多的處理核。或者，處理器1003亦可包括一或多個微處理器透過匯流排1001匯接以獨立執行指令、管線操作(pipelining)與多工作線(multithreading)。處理器1003亦可與一或多個特殊元件一同使用以處理特定的處理功能與任務，其中特殊元件例如為數位訊號處理器(digital signal processor，簡稱DSP)1007或特殊應用積體電路1009。數位訊號處理器1007一般用以即時處理現實世界中的訊號(例如聲音)，且獨立於處理器1003。類似地，特殊應用積體電路1009可用以執行通用處理器不易處理的特殊功能。其它有助於執行此處所描述之創新功能的特殊元件例如還有一或多個場可程式閘陣列(未繪示)、一或多個控制器(未繪示)、或一或多個特殊用途的電腦晶片。
處理器1003與附加元件皆透過匯流排1001與記憶體1005耦接。記憶體1005包括動態記憶體與靜態記憶體，以於執行創新性步驟時儲存執行指令。動態記憶體例如為動態隨機存取記憶體(random access memory，簡稱RAM)、磁片(magnetic disk)或可寫光盤(writable optical disk)等，而靜態記憶體例如為唯讀記憶體(read only memory，簡稱ROM)或光碟唯讀記憶體(CD-ROM)等。記憶體1005也儲存與執行創新性步驟相關的資料或因執行創新性步驟所產生的資料。
圖11為一實施例利用傳統之單端至差動緩衝器1101與控制模組1103來實施相加與縮放方法的方塊圖1100。
舉例來說，傳統單端至差動緩衝器1101係使用一對CG放大器M1與CS放大器M2作為輸入級。換句話說，單端至差動緩衝器1101利用CG-CS放大器作為輸入級以產生差動輸出。兩個接成二極體形式的MOS電晶體M3、M4係作為負載以將輸出電流轉為電壓。然而，此電路雖提供較高線性度，但卻提供較差的NF。不過，依據上述之相加與縮放方法及其電路的相關描述，仍可藉由於電路中加入控制模組1103以達到降低NF的效果。
圖12為另一實施例利用傳統之單端至差動LNA 1201與控制模組1203來實施相加與縮放方法的方塊圖1200。
舉例來說，傳統單端至差動LNA 1201係使用一對CG放大器與CS放大器作為輸入級。換句話說，單端至差動LNA 1201利用CG-CS放大器作為輸入級以產生差動輸出。本實施例係利用兩額外技術來增進電路的效能，包括：NF、線性度、差動平衡。此電流緩衝器亦採用交錯耦合技巧以提供高增益與低NF，並在無額外消耗直流電流的情況下提昇跨導(g m )。然而，上述技術需要使用到兩級串接電路，其較難應用於超低電壓(ultra low voltage，簡稱ULV)操作上。不過，依據上述之相加與縮放方法及其電路的相關描述，仍可藉由於電路中加入控制模組1203以達到降低NF的效果。
在一實施例中，上述之相加與縮放方法雖是在g m,CG 等於g m,CS 的假設下執行，然而在其它實施例中，即使g m,CS 大於g m,CG ，但藉由搭配一些電路參數的設計，上述之相加與縮放方法仍然能有效地降低NF。
雖然本揭露已列舉實施例如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本揭露之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。除此之外，雖然上述描述與相關圖式係說明本文實施例之元件及/或功能之特定組合，然而任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，亦可於另一實施例提出上述元件及/或功能的不同組合。在此情況下，元件及/或功能的不同組合亦屬於本發明所欲保護的範圍。雖然本文使用特定術語，但其僅在一般且描述性意義上使用且不用於限制目的。
100、200、300、301、500．．．Balun放大器
303、1103、1203．．．控制模組
400．．．相加與縮放方法
401、403．．．步驟
501．．．輸入訊號
503．．．電流感測放大器
505．．．電壓感測放大器
507、v o + ．．．正輸出
509、v o - ．．．負輸出
511．．．加法器
513、515．．．調整器
600、700、800．．．模擬電路
601．．．電感
603、M2．．．CS放大器
620、720、820．．．模擬圖
621、623、721．．．NF趨勢線
900．．．對照表
1000．．．晶片組
1001．．．匯流排
1003．．．處理器
1005．．．記憶體
1007．．．數位訊號處理器
1009．．．特殊應用積體電路
1100、1200．．．方塊圖
1101．．．單端至差動緩衝器
1201．．．差動LNA
MCG 、MCS 、M3、M4．．．電晶體
RL1 、RL2 、RS ．．．電阻
VS ．．．電源
g m,CG 、g m,CS ．．．跨導
T i,CG 、T i,CS 、T i,Rs ．．．電流轉換增益
i n,M1 、i n,M2 、i n,Rs ．．．電流
M1．．．CG放大器
ZL ．．．阻抗
VB1 、VB2 ．．．偏壓電壓
Vin ．．．輸入訊號
圖1為一實施例包括CG與CS放大器之單級Balun LNA的方塊圖。
圖2為圖1之CG-CS Balun放大器及其雜訊轉換函數的示意圖。
圖3為一實施例之單級CG-CS Balun放大器使用相加與縮放方法的示意圖。
圖4為一實施例之在不犧牲其它效能(例如增益、IIP3與寬頻阻抗匹配)的情況下，消除CG-CS Balun LNA之雜訊的方法流程圖。
圖5為一實施利用以實施圖3之CG-CS Balun LNA之回授增益的等效電路圖。
圖6A與圖6B分別為使用上述相加與縮放方法的第一個模擬電路圖及其電路之NF以及IIP3模擬示意圖。
圖7A與圖7B分別為使用上述相加與縮放方法的第二個模擬電路圖及其電路之NF以及IIP3模擬示意圖。
圖8A與圖8B分別為使用上述相加與縮放方法的第三個模擬電路圖及其電路之NF以及IIP3模擬示意圖。
圖9為上述之模擬電路與前述之傳統寬頻LNA的效能比較表。
圖10為適於應用在多種不同的實施例的晶片組的示意圖。
圖11為一實施例利用傳統之單端至差動緩衝器與控制模組來實施相加與縮放方法的方塊圖。
圖12為一實施例利用傳統之單端至差動LNA與控制模組來實施相加與縮放方法的方塊圖。
400．．．相加與縮放方法
401、403．．．步驟

Claims (20)

  1. 一種消除平衡轉換放大器之雜訊的方法，包括：將一放大器之電流感測支路的一輸出與該放大器之電壓感測支路的一輸出相加並縮放，以產生一或多個經加總並縮放過的輸出；以及將該或該些經加總並縮放過的輸出回授至該放大器之該電流感測支路與該電壓感測支路之該些輸出的至少其中之一。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的方法，其中該相加與縮放的方法包括相加該電流感測支路與該電壓感測支路之該些輸出，以產生一加總結果，並利用一第一電路縮放該加總結果，或利用一第二電路對該電流感測支路與該電壓感測支路之各該輸出進行縮放，以產生多個縮放結果，並相加該些縮放結果。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的方法，其中該電流感測支路與該電壓感測支路之該些輸出的相加係利用一或多個電感、一或多個電容、一或多個電晶體，或上述之組合來達成。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的方法，其中該電流感測支路與該電壓感測支路之該些輸出的縮放係利用一或多個放大器來達成。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的方法，其中該回授的方法包括將該或該些經加總並縮放過之輸出之其中之一的正輸出，回授至該放大器之該電流感測支路與該電壓感測支路之該些輸出之其中之一的正輸出，或將該或該些經加總並縮放過之輸出之其中之一的負輸出，回授至該放大器之該電流感測支路與該電壓感測支路之該些輸出之其中之一的負輸出，或上述兩步驟之結合。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的方法，其中該放大器之該電流感測支路與該電壓感測支路之該些輸出之其中之一的負輸出係反相於該放大器的一輸入，且該或該些經加總並縮放過之輸出之其中之一的負輸出係回授至該負輸出。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的方法，其中該放大器之該電流感測支路與該電壓感測支路之該些輸出之其中之一的正輸出係同相於該放大器的一輸入，且該或該些經加總並縮放過之輸出之其中之一的正輸出係回授至該正輸出。
  8. 一種消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，包括：一電流感測放大器；一電壓感測放大器；以及一控制模組，將該電流感測放大器的一輸出與該電壓感測放大器的一輸出相加並縮放，並將一或多個經加總並縮放過的輸出回授至該電流感測放大器與該電壓感測放大器之該些輸出的至少其中之一。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，其中該控制模組用以相加該電流感測放 大器與該電壓感測放大器之該些輸出，以產生一加總結果，並利用一第一電路縮放該加總結果，或利用一第二電路對該電流感測放大器與該電壓感測放大器之各該輸出進行縮放，以產生多個縮放結果，並相加該些縮放結果。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，更包括一或多個電感、一或多個電容、一或多個電阻、一或多個電晶體或上述之組合，其中該控制模組利用該或該些電感、該或該些電容、該或該些電阻、該或該些電晶體或上述之組合將該電流感測放大器與該電壓感測放大器的該些輸出相加。
  11. 如申請專利範圍第9項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，更包括一或多個放大器，其中該控制模組利用該或該些放大器對該電流感測放大器與該電壓感測放大器的該些輸出進行縮放。
  12. 如申請專利範圍第8項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，其中該控制模組用以將該或該些經加總並縮放過之輸出之其中之一的正輸出，回授至該電流感測放大器與該電壓感測放大器之該些輸出之其中之一的正輸出，或將該或該些經加總並縮放過之輸出之其中之一的負輸出，回授至該電流感測放大器與該電壓感測放大器之該些輸出之其中之一的負輸出，或上述兩步驟之結合。
  13. 如申請專利範圍第8項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，其中該電壓感測放大器用以將該平衡轉換放大器的一輸入反相，以使該電流感測放大器與該電壓感測放大器之該些輸出的其中之一為負輸出，且該控制模組用以將該或該些經加總與縮放後之輸出之其中之一的負輸出回授至該負輸出。
  14. 如申請專利範圍第8項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，其中該電流感測放大器用以維持該電流感測放大器之該些輸出同相於該平衡轉換放大器的一輸入，以使該電流感測放大器與該電壓感測放大器之該些輸出的其中之一為正輸出，且該控制模組用以將該或該些經加總與縮放後之輸出之其中之一的正輸出回授至該正輸出。
  15. 如申請專利範圍第8項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，更包括一低雜訊放大器。
  16. 如申請專利範圍第8項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，更包括一或多個單級共閘極與共源極平衡轉換放大器，或一或多個具有電流感測放大器與電壓感測放大器的平衡轉換放大器，或一或多個結合後級放大器的平衡轉換放大器，或上述之組合。
  17. 一種消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，包括：至少一處理器；以及至少一記憶體，包括用於一或多個程式的一電腦程式碼，其中該記憶體、該電腦程式碼與該處理器用以使該消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置執行至少以下步驟：將一放大器之電流感測支路的一輸出與該放大器之電壓感測支路的一輸出相加並縮放，以產生一或多個經加總並縮放過的輸出；以及將該或該些經加總並縮放過的輸出回授至該放大器之該電流感測支路與該電壓感測支路之該些輸出的至少其中之一。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，其中該消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置更被設定相加該電流感測支路與該電壓感測支路之該些輸出，以產生一加總結果，並利用一第一電路縮放該加總結果，或利用一第二電路對該電流感測支路與該電壓感測支路之各該輸出進行縮放，以產生多個縮放結果，並相加該些縮放結果。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，其中該消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置更被設定利用一或多個電感、一或多個電容、一或多個電阻、一或多個電晶體，或上述之組合將該電流感測放大器與該電壓感測放大器的該些輸出相加。
  20. 如申請專利範圍第18項所述之消除平衡轉換放大器之雜訊的裝置，其中該平衡轉換放大器之雜訊的裝置更被設定利用一或多個放大器對該電流感測放大器與該電壓感測放大器的該些輸出進行縮放。
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