TWI389466B - 次載波間干擾消除裝置及方法 - Google Patents

Description

次載波間干擾消除裝置及方法

本發明係有關於一種次載波間干擾消除裝置及方法。

在無線通訊系統中，傳送器係經由諸如空氣等之實體通道將無線訊號以電磁波的形式傳送至接收器。由於非理想的通道效應，例如多路徑反射(multipath reflection)及多路徑衰落(multipath fading)等，導致接收器所接收的無線訊號可能會失真。

基於多載波調變之正交分頻多工(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)調變技術對於多重路徑反射效應具備有效的處理能力。因此OFDM系統在接收端僅需要一簡單的一階等化器(one-tap equalizer)即可等化非時變多路徑通道(time invariant multipath channel)所導致的頻率選擇性衰落(frequency selective fading)效應，故近年來在通訊領域及廣播應用發展上成為主流技術。諸如非對稱數位用戶線路(asymmetric digital subscriber line，ADSL)、電力線通訊(power line communication，PLC)、數位音訊廣播(digital audio broadcasting，DAB)、無線區域網路(wireless local area network，WLAN) 802.11a/b/g/n、中國移動多媒體廣播(China mobile multimedia broadcasting，CMMB)、地面數位電視廣播(digital video broadcasting-terrestrial，DVB-T)、手持式數位視訊廣播(digital video broadcasting-handheld，DVB-H)以及具移動性(Mobility)設備的Wi-Max IEEE 802.16e等各種系統均使用OFDM傳輸技術。

現今部份的OFDM系統(例如DVB-T、DVB-H、IEEE 802.16e、CMMB等)要求其接收端在高速移動下必須具有良好的接收效能。然而，當OFDM系統之接收端非靜止而是相對於傳送端進行高速移動時，在一個OFDM有效符元的時間長度(useful symbol duration)內其通道效應不再維持固定的狀態，導致時間選擇性衰減通道(time-selective fading channel)。在高速移動情形下，由於都卜勒(Doppler)效應的影響，使OFDM訊號會以載波頻率(carrier frequency,f_c )為中心，正負偏移一倍都卜勒頻率(f_d )的偏移量。此一偏移量尤其不利於多載波調變系統，會導致次載波間干擾(inter-carrier interference，ICI)效應，破壞次載波間的正交性並使得位元錯誤率(bit error rate，BER)產生錯誤延續(Error Floor)現象。

美國專利申請號US 2006/0239367 A1揭露一種ICI消除方法。視窗化(例如2階/4階視窗化)及平行干擾消除(parallel interference cancellation，PIC)等化器的結合。接收端估測最大通道延遲的資訊以決定非碼際干擾(Inter-Symbol Interference Free，ISI-Free)區間的資訊以及一組2階/4階的視窗化係數。依據ISI-Free區間的資訊將時域接收循環有效符元與視窗化係數相乘以做時域結合。結合後的訊號經由快速傅立葉轉換為頻域訊號，然後由PIC等化器消除ICI效應。PIC等化器利用一階最小平方-強制歸零(least square zero forcing，LS-ZF)或是最小均方差(minimum mean square error，MMSE)法則估測出全部的傳送資料，再於單位時間內進行ICI重建及消除。PIC等化器具有運算速度快之優點，然而，對於低訊號對干擾及雜訊功率比(signal to interference-pulse-noise power ratio，SINR)之次載波上資料，容易產生估測錯誤，導致資料估測正確度降低。

IEEE Transactions on Communications,Vol. 49,PP. 1375-1387,Aug. 2001揭露了一種ICI消除方法。在此期刊論文中，係利用一連續干擾消除(successive interference cancellation，SIC)等化器取代傳統未考慮ICI效應之等化器，此SIC等化器依據每個次載波資料訊號的SINR高低，安排偵測次載波上資料的先後順序，再依次進行資料偵測。SIC等化器每偵測出一個次載波上之資料，即作相對應之ICI效應之重建與消除運算。由於係依據SINR高低順序作資料偵測，故資料估測正確度提高，重建之ICI正確度也相對提高，扣除ICI效應後的較低SINR的接收訊號估計錯誤率降低，提升了消除ICI效應的效能。然而，若假定次載波的數目為N，此SIC等化器在使用MMSE法則估測次載波上的資料時需要做N×N大小的反矩陣運算，且利用SINR作排序偵測機制需進行N次的連續干擾消除運算，故整體計算量相當高，需要高達O(N⁴ )個複數乘法器。此外，需作N次的連續干擾消除運算，故運算處理速度亦相當慢。

IEEE Transactions on Consumer Electronics,Vol. 5,PP. 2528-2532,May 2006更揭露了一種改良式SIC等化器。此改良式SIC等化器直接選用頻域通道矩陣中對角線上的值作排序。同時，觀察頻域通道矩陣得知，其ICI效應造成頻域通道矩陣內非0之值會分佈於矩陣內對角線之鄰近D個次載波資料上。D的值遠比所有次載波的數目(N)來得小，因此頻域通道矩陣可以被視為稀疏矩陣(spares matrix)。當使用反矩陣運算以估測資料時，利用此一特性可將原N×N大小之頻域通道矩陣化簡成(2D+1)×(4D+1)大小之頻域通道矩陣。接著此改良式SIC等化器再依據排序結果，利用MMSE法則估測其資料。然而，此改良式SIC等化器的計算複雜度雖已降低，但由於其ICI效應並未更集中於鄰近次載波資料上，所以仍需要較大的D值才可使系統效能提升，因此其計算複雜度為中等。同時，仍然需作N次的連續干擾重建及消除運算，所以運算處理速度慢。

根據本實施例提出一種次載波間干擾消除裝置，包括一非碼際干擾區間偵測器、一多階視窗化調整器、一時域結合器、一快速傅立葉轉換器、一通道估測器以及一重疊平行多區塊連續干擾消除等化單元。非碼際干擾區間偵測器用以偵測一時域接收訊號以得到時域接收訊號的非碼際干擾區間的資訊。多階視窗化調整器用以依據非碼際干擾區間的資訊從時域接收訊號取出多個循環有效符元且產生一組多階視窗化係數，並將每一個循環有效符元與此組多階視窗化係數相乘而得到多個調整後循環有效符元。時域結合器用以將此些調整後循環有效符元做時域結合以得到一時域結合訊號，其中時域結合訊號的每一個次載波上的次載波間干擾係集中於相鄰的D個次載波上。快速傅立葉轉換器用以將時域結合訊號轉換為一頻域接收訊號。通道估測器用以估測得到頻域接收訊號對應的通道響應矩陣。重疊平行多區塊連續干擾消除等化單元用以依據D的值將頻域接收訊號及對應的通道響應矩陣切割為重疊的多個訊號區塊，並對每一個訊號區塊分別且平行進行連續次載波間干擾消除以得到一估測資料。

另提出一種次載波間干擾消除方法，包括下列步驟。偵測一時域接收訊號以得到時域接收訊號的非碼際干擾區間的資訊。依據非碼際干擾區間的資訊從時域接收訊號取出多個循環有效符元且產生一組多階視窗化係數，並將每一個循環有效符元與此組多階視窗化係數相乘而得到多個調整後循環有效符元。將此些調整後循環有效符元做時域結合以得到一時域結合訊號，其中時域結合訊號的每一個次載波上的次載波間干擾係集中於相鄰的D個次載波上。將時域結合訊號轉換為一頻域接收訊號。估測得到頻域接收訊號對應的通道響應矩陣。依據D的值將頻域接收訊號及對應的通道響應矩陣切割為重疊的多個訊號區塊，並對每一個訊號區塊分別且平行進行連續次載波間干擾消除以得到一估測資料。

為讓本發明之上述內容能更明顯易懂，下文特舉一實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：

根據本實施例係提出一種次載波間干擾(Inter-Carrie Interference，ICI)消除裝置及方法，使用時域多階視窗化(time-domain multi-step windowing)技術，並搭配重疊平行多區塊連續干擾消除(overlapped parallel multi-block SIC)技術，解決次載波間干擾效應，有效地提升正交分頻多工系統在高速移動環境中的效能並降低計算複雜度。

請參照第1圖，其繪示依照本實施例之次載波間干擾消除裝置之方塊圖。次載波間干擾消除裝置100包括一非碼際干擾(Inter-Symbol Interference Free，ISI-Free)區間偵測器110、一多階視窗化調整器120、一時域結合器130、一快速傅立葉轉換器140、一通道估測器150以及一重疊平行多區塊連續干擾消除等化單元160。接下來請配合參照第2圖，其繪示依照本實施例之次載波間干擾消除方法之流程圖。首先，於步驟S200中，ISI-Free區間偵測器110偵測一時域接收訊號y_n 以得到時域接收訊號y_n 的ISI-Free區間的資訊。時域接收訊號y_n 的ISI-Free區間的資訊包括ISI-Free區間的位置資訊及時間長度(duration)，其中，ISI-Free區間包括q個取樣點。

請參照第3圖，其繪示一正交分頻多工(OFDM)符元的示意圖。在OFDM系統中，為對抗多重路徑反射效應，傳送端於時域會在每個有效符元(useful symbol)前面複製一段有循環前置特性的護衛區間(guard interval，GI)，形成一完整的OFDM符元。其中，護衛區間內包含N_g 個取樣點，而有效符元內包含N個取樣點。當通道的最大通道延遲時間(maximum channel delay)τ_max 小於GI的時間長度時，接收端即可避免ISI效應。在一般高速移動環境中，τ_max 會較GI的時間長度來得小，ISI-Free區間的時間長度存在，故存在多組循環性的有效符元可供取用。本實施例之步驟S200可利用美國專利案號7,310,393號所揭露的偵測ISI-Free區間方法來提高偵測ISI-Free區間的正確度。

於步驟S210中，多階視窗化調整器120依據時間長度為q個取樣點的ISI-Free區間的資訊從時域接收訊號y_n 取出(q+1)個循環有效符元(cyclic useful symbol)且產生一組多階視窗化係數w_d (d為-q~0)，並將每一個循環有效符元與此組多階視窗化係數相乘而得到多個調整後循環有效符元。多階視窗化調整器120在時域接收訊號y _n 的每一個OFDM符元中，從ISI-Free區間開始取出對應的循環有效符元，循環有效符元的時間長度為有效符元的時間長度。循環有效符元如式(1)所示。

多階視窗化調整器120依據ISI-Free區間的時間長度產生一組多階視窗化係數，並將每一個循環有效符元與此組多階視窗化係數在時域上相乘而得到多個調整後循環有效符元。此多個調整後循環有效符元加總後可以視為時域接收訊號y _n 與視窗權重w(n)的乘積，其中n為-q，-q+1，……，N-1。

茲舉此組多階視窗化係數為一組等權重(q+1)階視窗為例做說明，然並不限於此。此組等權重(q+1)階視窗對應的視窗權重w(n)的個數為(N+q)個，且最前q個視窗權重依序為1/(q+1)、2/(q+1)、…、q/(q+1)，中間(N-q)個視窗權重均為1，最後q個視窗權重為依序為q/(q+1)、(q-1)/(q+1)、…、1/(q+1)。亦即，最前q個視窗權重與相對應的最後q個視窗權重之和為1。請參照第4圖，其繪示依照本發明較佳實施例之等權重(q+1)階視窗的對應視窗權重w(n)及線性時變通道之一例之示意圖。於第4圖中，w(n)為等權重(q+1)階視窗的對應視窗權重，h(n)為某一路徑之一階線性時變通道響應，在一般行車速度範圍內可假定h(n)為一階線性時變。觀察第4圖可以得知，在經由此組等權重(q+1)階視窗及時域結合處理之後，時域接收訊號y _n 的通道變化在一個有效符元的時間長度內變得較為緩和。亦即，緩和了部份ICI效應。同時，經由此組等權重(q+1)階視窗及時域結合的處理後，時域結合訊號的每一個次載波上的次載波間干擾係被集中於相鄰的D個次載波上，有利於下一級頻域等化器之複雜度簡化及系統效能的提升。

於步驟S220中，時域結合器130將此些調整後循環有效符元做時域結合以得到一時域結合訊號z _n ，時域結合訊號z _n 的每一個次載波上的次載波間干擾係被集中於相鄰的D個次載波上。時域結合器130實質上係將此些調整後循環有效符元延遲一有效符元的時間長度並與原先的調整後循環有效符元作加總運算，然後取出對應有效符元的部份，如此即可得到時域結合訊號z _n 。時域結合訊號z _n 如式(2)所示，其中且(‧) _N 代表以N為模數。

於步驟S230中，快速傅立葉轉換器140將時域結合訊號z_n 轉換為一頻域接收訊號Z _k 。頻域接收訊號Z _k 如式(3)所示，其中x _n 為時域傳送訊號，及τ ^{( l )} 分別為第l 個時變路徑的衰落增益及延遲展延。

接下來分析此頻域接收訊號Z _k 。首先，將頻域接收訊號Z _k 作進一步地化簡可以得到式(4)。

由式(4)可以得知，頻域接收訊號Z _k 被化簡為欲估測資料項及ICI項。由於假定時變通道為一階線性時變，例如式(4)中ICI項的子項次可被進一步化簡為式(5)。

由於等權重(q+1)階視窗化係數w _d 為常數，故式(5)可視為多個相同大小但不同相位的向量(phasors)相加。經由觀察得知，在向量旋轉超過一個圓之後相加的和之強度會明顯變小，可忽略此對應的ICI效應。當D=N/q時，若|m -k |大於D，則向量旋轉超過一個圓，亦即，印證了步驟S220所述之ICI效應係被集中於相鄰的D個次載波上。其中，由式(5)可定義出D的值係為有效符元的時間長度除以ISI-Free區間的時間長度，亦即D=N/q。

於步驟S240中，通道估測器150估測得到頻域接收訊號Z_k 對應的通道響應矩陣H。於步驟S250中，重疊平行多區塊連續干擾消除等化單元160依據D的值將頻域接收訊號Z_k 及對應的通道響應矩陣H切割為重疊的多個訊號區塊，並對每一個訊號區塊分別且平行進行連續次載波間干擾消除以得到一估測資料。

請參照第5圖，其繪示依照本實施例之重疊平行多區塊連續干擾消除等化單元之方塊圖。重疊平行多區塊連續干擾消除等化單元160包括一區塊選擇器300、B個連續干擾消除(SIC)等化器320_1~320_B以及一資料粹取暨多工單元340。區塊選擇器300依據D的值決定一重疊數olp及一訊號區塊數B，並依據訊號區塊數B切割頻域接收訊號Z _k 及對應的通道響應矩陣H，再依據重疊數olp得到重疊的多個訊號區塊。其中，考量到ICI效應係被集中於相鄰的D個次載波，區塊選擇器300決定一訊號區塊數B以將頻域接收訊號Z _k 及所估計重建之對應的通道響應矩陣H切割成B個訊號區塊。又考量到在每個訊號區塊邊界上的資料會受到相鄰訊號區塊之ICI效應影響而造成資料偵測錯誤，故區塊選擇器300依據D的值決定一重疊數olp，以在訊號區塊的邊界增加olp個重疊訊號。亦即，每一個訊號區塊包括對應的被切割次載波訊號及相鄰的被切割次載波訊號的邊緣部份。

由於ICI效應已集中於相鄰的D個次載波上，因此重疊數olp不大於D的值。此外，考量到在訊號區塊的邊界增加重疊訊號所增加的計算複雜度，定義訊號區塊數小於有效符元的時間長度除以2倍重疊數，亦即B<N/(2×olp)。請參照第6A圖及第6B圖，其繪示依照本實施例之訊號區塊分割及重疊之示意圖。茲舉N為12，B為3，olp為1為例做說明。於第6A圖及第6B圖中，Z 為頻域接收訊號Z _k (k為0~(N-1))，H為估計重建之對應的通道響應矩陣，X為頻域估測資料，W為白高斯雜訊。於第6A圖中，頻域接收訊號及通道響應矩陣被切割為三個訊號區塊B1~B3，其中訊號區塊的邊界上的資料會受到相鄰訊號區塊之ICI效應影響，例如直線區域與右斜線區域互相影響，左斜線區域與橫線區域互相影響。是故，於第6B圖中，訊號區塊B1擴展而納入右斜線區域的訊號，訊號區塊B2擴展而納入直線區域及橫線區域的訊號，訊號區塊B3擴展而納入左斜線區域的訊號。

之後，SIC等化器320_1~320_B分別且同時對切割出來的重疊的B個訊號區塊進行連續次載波間干擾消除以得到各訊號區塊對應的子估測資料。每一個訊號區塊係經由對應的SIC等化器進行資料之連續偵測與ICI之連續重建消除運算。SIC等化器320_1~320_B實質上可利用MMSE法則估測資料，使用(2D’+1)×(4D’+1)大小之頻域通道矩陣。而由於ICI效應被集中的效益，D’的值可被選定為0或1。

最後，資料粹取暨多工單元340粹取SIC等化器320_1~320_B得到的子估測資料並將其合成得到估測資料。其中資料粹取暨多工單元340係摒棄子估測資料中最前和最後對應重疊數的部份，並合成子估測資料的剩餘部份而得到符合傳送端所組織的估測資料。

請參照第7圖，其繪示依照本實施例之對應於5種不同的等權重視窗化之ICI能量效應集中之模擬圖。在本實施例中，經多階視窗化處理及時域結合後，時域結合訊號的每一個次載波上的ICI效應係被集中於相鄰的D個次載波上。第7圖中的參數q等於N/8，因此D(=N/2q)等於4。從第7圖可以觀察到，對於17階及(q+1)階視窗化而言，當，殘餘ICI功率近乎常數。

請參照第8圖，其繪示依照本實施例之次載波間干擾消除方法及習知方法之效能比較圖。由第8圖可以得知，在線性時變的車輛A通道(VA channel)，對應於10.6%的正規化都卜勒頻率(f_d T_u )效應，本實施例可將ICI效應降至對應於約3%的正規化都卜勒頻率效應。相當於接收端移動時速為500公里且中心載波頻率為2.56GHz，但使用本實施例的方法下殘餘的ICI效應只相當於移動時速為140公里，大幅改善效能。此外，相較於習知方法，對應於未編碼之位元錯誤率10^-2 ，本實施例在通道編碼機制之前的訊號雜訊比增益亦有所提升。另外，請參照第9圖，其繪示依照本實施例之次載波間干擾消除方法及多區塊連續干擾消除方法在不同參數下之效能模擬比較圖。由第9圖可以得知，當平行處理之訊號區塊數越多，雖然處理速度變快，但若沒有考慮到使用訊號區塊的重疊，會使系統效能急遽下降，甚至達不到系統之要求(例如位元錯誤率10^-2 )。然而在使用重疊方式時，需同時考慮多付出之計算複雜度，當平行處理之訊號區塊數越多，所付出之計算複雜度也會隨增大，但系統效能下降和緩。

本發明之次載波間干擾消除裝置及方法，在時域上，使用時域多階視窗化技術，和循環有效符元進行時域結合，可以自動消除部份因都卜勒效應所造成之ICI效應，並讓ICI效應更集中於鄰近D個次載波資料上(D值和ISI-free區間長度q有關)。此外，在頻域上，選定ICI效應集中參數D與等化器所需參數(例如B、olp及D’)，並利用平行處理與重疊概念，優化系統參數，故可使用重疊平行多區塊連續干擾消除技術，解決次載波間干擾效應，有效地提升正交分頻多工系統在高速移動環境中的效能，具有簡單低複雜度架構，運算處理速度快且ICI消除能力佳的優點，提升OFDM系統在高速移動環境下之系統性能。

綜上所述，雖然本發明已以多個實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明。本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾。因此，本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100．．．次載波間干擾消除裝置

110．．．非碼際干擾區間偵測器

120．．．多階視窗化調整器

130．．．時域結合器

140．．．快速傅立葉轉換器

150．．．通道估測器

160．．．重疊平行多區塊連續干擾消除等化單元

300．．．區塊選擇器

320_1~320_B．．．連續干擾消除等化器

340．．．資料粹取暨多工單元

第1圖繪示依照本實施例之次載波間干擾消除裝置之方塊圖。

第2圖繪示依照本實施例之次載波間干擾消除方法之流程圖。

第3圖繪示一正交分頻多工符元的示意圖。

第4圖繪示依照本實施例之等權重(q+1)階視窗的對應視窗權重w(n)及線性時變通道經視窗權重處理前後之一例之示意圖。

第5圖繪示依照本實施例之重疊平行多區塊連續干擾消除等化單元之方塊圖。

第6A圖及第6B圖繪示依照本實施例之訊號區塊分割及重疊之示意圖。

第7圖繪示依照本實施例之對應於5種不同的等權重視窗化之ICI能量效應集中之模擬圖。

第8圖繪示依照本實施例之次載波間干擾消除方法及習知方法之效能比較圖。

第9圖繪示依照本實施例之次載波間干擾消除方法及多區塊連續干擾消除方法在不同區塊數參數下之效能模擬比較圖。

100．．．次載波間干擾消除裝置

110．．．非碼際干擾區間偵測器

120．．．多階視窗化調整器

130．．．時域結合器

140．．．快速傅立葉轉換器

150．．．通道估測器

160．．．重疊平行多區塊連續干擾消除等化單元

Claims (20)

1. 一種次載波間干擾消除裝置，包括：一非碼際干擾區間偵測器，用以偵測一時域接收訊號以得到該時域接收訊號的非碼際干擾區間的資訊；一多階視窗化調整器，用以依據該非碼際干擾區間的資訊從該時域接收訊號取出複數個循環有效符元且產生一組多階視窗化係數，並將每一個循環有效符元與該組多階視窗化係數相乘而得到複數個調整後循環有效符元，其中當該非碼際干擾區間包括q個取樣點，該組多階視窗化係數係為一組(q+1)階視窗化係數；一時域結合器，用以將該些調整後循環有效符元做時域結合以得到一時域結合訊號，其中該時域結合訊號的每一個次載波上的次載波間干擾係集中於相鄰的D個次載波上；一快速傅立葉轉換器，用以將該時域結合訊號轉換為一頻域接收訊號；一通道估測器，用以估測得到該頻域接收訊號對應的通道響應矩陣；以及一重疊平行多區塊連續干擾消除等化單元，用以依據D的值將該頻域接收訊號及對應的通道響應矩陣切割為重疊的複數個訊號區塊，並對每一個訊號區塊分別且平行進行連續次載波間干擾消除以得到一估測資料。
2. 如申請專利範圍第1項所述之次載波間干擾消除裝置，其中該組多階視窗化係數之係數值依序為1/(q+1)、2/(q+1)、…、q/(q+1)、1。
3. 如申請專利範圍第1項所述之次載波間干擾消除裝置，其中每一個循環有效符元係經由一有效符元的循環式位移得到。
4. 如申請專利範圍第1項所述之次載波間干擾消除裝置，其中該時域結合器係將該些調整後循環有效符元延遲一有效符元的時間長度並與該些調整後循環有效符元作加總運算，然後選擇對應該有效符元的部份以得到該時域結合訊號。
5. 如申請專利範圍第1項所述之次載波間干擾消除裝置，其中D的值係為該有效符元的時間長度除以該非碼際干擾區間的時間長度。
6. 如申請專利範圍第1項所述之次載波間干擾消除裝置，其中該重疊平行多區塊連續干擾消除等化單元包括：一區塊選擇器，用以依據D的值決定一重疊數及一訊號區塊數，並依據該訊號區塊數切割該頻域接收訊號及對應的通道響應矩陣，再依據該重疊數得到重疊的該些訊號區塊；複數個連續干擾消除等化器，分別且平行對重疊的該些訊號區塊進行連續次載波間干擾消除以得到各訊號區塊對應的子估測資料；以及一資料粹取暨多工單元，用以粹取該些子估測資料並合成得到該估測資料。
7. 如申請專利範圍第6項所述之次載波間干擾消除裝置，其中該重疊數不大於D的值。
8. 如申請專利範圍第6項所述之次載波間干擾消除裝置，其中該訊號區塊數小於該有效符元的時間長度除以2倍該重疊數。
9. 如申請專利範圍第6項所述之次載波間干擾消除裝置，其中每一個訊號區塊包括對應的被切割次載波訊號及相鄰的訊號區塊的邊緣部份。
10. 如申請專利範圍第6項所述之次載波間干擾消除裝置，其中該資料粹取暨多工單元係摒棄每一個訊號區塊的該些子估測資料中對應該重疊數的邊緣部份，並合成所有該些訊號區塊的該些子估測資料的剩餘部份而得到該估測資料。
11. 一種次載波間干擾消除方法，包括：偵測一時域接收訊號以得到該時域接收訊號的非碼際干擾區間的資訊；依據該非碼際干擾區間的資訊從該時域接收訊號取出複數個循環有效符元且產生一組多階視窗化係數，並將每一個循環有效符元與該組多階視窗化係數相乘而得到複數個調整後循環有效符元，其中當該非碼際干擾區間包括q個取樣點，該組多階視窗化係數係為一組(q+1)階多階視窗化係數；將該些調整後循環有效符元做時域結合以得到一時域結合訊號，其中該時域結合訊號的每一個次載波上的次載波間干擾係集中於相鄰的D個次載波上；將該時域結合訊號轉換為一頻域接收訊號；估測得到該頻域接收訊號對應的通道響應矩陣；以及 依據D的值將該頻域接收訊號及對應的通道響應矩陣切割為重疊的複數個訊號區塊，並對每一個訊號區塊分別且平行進行連續次載波間干擾消除以得到一估測資料。
12. 如申請專利範圍第11項所述之次載波間干擾消除方法，其中該組多階視窗化係數之係數值依序為1/(q+1)、2/(q+1)、…、q/(q+1)、1。
13. 如申請專利範圍第11項所述之次載波間干擾消除方法，其中每一個循環有效符元係經由一有效符元的循環式位移得到。
14. 如申請專利範圍第11項所述之次載波間干擾消除方法，其中該時域結合步驟包括：將該些調整後循環有效符元延遲一有效符元的時間長度並與該些調整後循環有效符元作加總運算；以及選擇對應該有效符元的部份以得到該時域結合訊號。
15. 如申請專利範圍第11項所述之次載波間干擾消除方法，其中D的值係為該有效符元的時間長度除以該非碼際干擾區間的時間長度。
16. 如申請專利範圍第11項所述之次載波間干擾消除方法，其中得到該估測資料之步驟更包括：依據D的值決定一重疊數及一訊號區塊數；依據該訊號區塊數切割該頻域接收訊號及對應的通道響應矩陣；依據該重疊數得到重疊的該些訊號區塊；分別且平行對重疊的該些訊號區塊進行連續次載波間干擾消除以得到各訊號區塊對應的子估測資料；以及 粹取該些子估測資料並合成得到該估測資料。
17. 如申請專利範圍第16項所述之次載波間干擾消除方法，其中該重疊數不大於D的值。
18. 如申請專利範圍第16項所述之次載波間干擾消除方法，其中該訊號區塊數小於該有效符元的時間長度除以2倍該重疊數。
19. 如申請專利範圍第16項所述之次載波間干擾消除方法，其中每一個訊號區塊包括對應的被切割次載波訊號及相鄰的訊號區塊的邊緣部份。
20. 如申請專利範圍第16項所述之次載波間干擾消除方法，其中係摒棄每一個訊號區塊的該些子估測資料中對應該重疊數的邊緣部份，並合成所有該些訊號區塊的該些子估測資料的剩餘部份而得到該估測資料。