TWI234359B

TWI234359B - Method for implementing a communication transceiver impairment emulator

Info

Publication number: TWI234359B
Application number: TW091136830A
Authority: TW
Inventors: Kenneth P Kearney; Leonid Kazakevich; Timothy A Axness; James Nolan
Original assignee: Interdigital Tech Corp
Priority date: 2001-12-20
Filing date: 2002-12-20
Publication date: 2005-06-11
Also published as: AU2002364089A1; TW200302635A; EP2048802A2; US7336701B2; WO2003055083A2; ATE425600T1; WO2003055083A3; DE60231544D1; EP1456983A4; EP1456983A2; EP1456983B1; US20030202571A1; ES2324402T3; DK1456983T3; EP2048802A3; AU2002364089A8

Description

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&、發明說明 (發明說明應敘明：發明所屬之技術領域、先前技術、内容、實施方式及圖式簡單說明) 發明背景本發明係關於通訊、通訊網路，特別係關於無線型網路。更特別的是，本發明係關於一種透過引進網路減損來評估網路設計及特性的方法，並且實現高效率且高成本效益之測試及評估。相關技藝說明通訊系統通常透過一媒體將資訊信號從一來源傳輸到一目的地，該媒體可能是導引式或非導？丨式，例如銅線、光纖或空氣，媒體通常被稱為通訊頻道。此資訊信號被改變，即經過調變以匹配頻道特性。通訊在接收端被解調變，以便還原此承載資訊的信號。通訊系統通常包括一發射數據機、一向上轉換器或發射器、通訊媒體、向下轉換器或接收器及一接收數據機。輸入資料被解調變並向上轉換到一個事先定義的載波頻率，並被輸出到通訊媒體。在接收器上執行反向運作。當前使用的調變技術包括調頻（FM)、頻移键（FSK)、相移键（PSK)、二位元相移鍵（BPSK)及微分相移鍵（DPSK)。最常使用的高速資料調變方法為四相位調幅（QAM)及四相位相移键（QPSK)。這些技術依據一輸入信號來修改一事先定義載波頻率的綱幅相位，以便在每一鮑中傳輸多位元，促使更高效率使用可用頻寬。調變（例如·正交調變）通常係在一數據機上執行，用以提供一基頻帶輸出，據此使用該基頻帶輸出將一事先定義 1234359 (2) 發明說明續頁的載波頻率調變，並且被放大及在通訊媒體上道頻率超過基頻帶頻率時會利用向上轉換。相必須有效克服相位同步問題。例如··正交調《和Q頻道必須有相同的增益，因為不匹配的信幅會造成處理錯誤。載波波形信號間的相位差降低的各頻道間產生溢出。這些減損是一共同是因為向上及向下轉換器中所採用的電子混器、交直流轉換器等等。每一個組件會因（例d 造容限及影響信號完整性的其他因素，導致特變。藉由改變不受輸入信號強度影響的輸出增益遇到之具有線性行為的減損特徵化： a) 振幅不平衡 b) 相位不平衡 c) 相位抖動 d) 載波頻率偏移（限接收器） e) 載波洩漏（限發射器） f) 增益波紋 g) 相位波紋也藉由改變會受輸入信號強度影響而變化的相位將所遇到之非線性減損特徵化。兩個主要包含： a) 由整個放大器增益轉換功能之非線性特幅到調幅（AM-AM)失真，以及傳輸。當頻位調變技術 I中採用的I 號增益或振在造成性能現象，部分頓器、濾波口）溫度、製定的數值改或相位將所輸出增益或的信號減損性所造成調 1234359 發明說明續頁 (3) b) 由受調幅影響之相位偏移（限發射器）所造成的調幅到相位失真（AM-PM轉換）。除了在上下轉換期間遇到之減損外，無論導引式或非導引式通訊媒體受到障礙、衰減及波反射所影響，造成行動通訊環境中的信號位準的波動達許多dB並且持續改變。傳播特性與一通訊連結是固接式或行動式、傳播路徑的狀況及媒體本身的組成密切相關。當設計及原型化新型通訊系統時，基頻調變或解調變元件經過例行且徹底的檢測，以及在傳輸頻道操作頻率之間來回進行向上或下轉換，先前技藝測試技術通常包括信號產生器、Eb/N。產生器（也就是說，位元載波能量對雜訊能量比率）和計量器、頻道仿真器等。然而，此方法不包含轉換元件。除了高度期望能夠從演算法或其他系統化差異來區別向上/向下轉換減損與傳輸頻道減損以外，還進一步期望能夠在實際硬體實施（包含原型實施）之前，視需要評估設計及修改設計，藉此提供具有顯著時間及成本效率的方法。發明内容本發明揭示一種用於模擬信號減損以實現動態評估發射及接收數據機性能之方法，其方式為利用電腦產生的模型來實現評估系統性能，以及比較從分別暴露於減損及未減損條件下系統設計所獲得的結果，實現直接比較該等結果以及比較種標準化測量值，藉此促進任何硬體實施前的系統設計活動。 1234359 (4) 「發明說明續頁貫施方式開發的模型使用c編寫程式，並且匯入到建造於Cadence 的信號處理工作系統（Signal Pr〇cessing w〇rkSystem)模擬環衩的測試副程式（bench)。發展的模型容許將許多不同無線電減損引進到一模型化基頻實體層的模擬環境中。設計者使用Cadence工具及使用C編寫模型程式，相同的方法可運用在不同的模型環境及程式碼語言。設計者也研究對3G TDD信號的影響，但是方法學及模型可再一次使用在其他調變機制中。如實施所示，無線電減損區塊（圖1中標示為15，圖2中標示為33、36及圖3中標示為64)包含一參數螢幕（例如：觸控勞幕，為了間潔化的目的而未描續*於圖中），用於允許操作者選擇所要包含的減相，以及設定所包含之每個減損值的值。圖1顯TF測試模型，其中四相位移鍵（QPSK)資料係在i i 產生，並且在12及14遇到有限脈衝響應濾波。在15引進了個減抽。下文中會詳細介紹減損。在1 7測量及比較峰值對平均比（PARO。在13及16,接收FIR將所傳輸信號濾波，在18測量及比較〜μ波仏號的錯误向量強度（EVM)、峰值碼域錯誤（pCDE) =。該測試模組在各減損的存在及不存在情況下來評估一 :埋想發射器。FIR濾波可被修改為低於理想參數，以決又在有減損及/或無減損情況下對所傳輸信號的影響。圖2顯示上行鏈路接收器的測試模組3〇 ’其中在31處組 1234359 發明說明續頁

(5) 合使用者Q P S K資料與本身的細胞干擾和多路徑信號衰減. 並在32及35，傳輸FIR進行濾波。在40引進其他細胞干蠖（例如·來自具有不同擾亂碼之一或多個鄰近細胞的干擾）’在3 3及3 6引進減損。雖然已提供相同的減損，龟是在 33及36提供之減損的設定值可不同於具有接收差異性的測試模組。產生的信號被接收器FIR濾波器34及37過濾，然後經過一接收器執行其他功能，例如：解調變及放大等等。然後在39測量信號，測試區塊錯誤率（blER)、原始位元錯誤率（BER)等。非理想成型之傳輸及接收型態濾波器也可被模型化以決定它們是如何影響設計。圖3的模組60檢視了下行鏈路接收器的減損結果，其中在61合併使用者QPSK資料連接、干擾連接及多路徑信號衰減。在63藉由模擬一傳輸FIR濾波器來執行濾波。在62引進其他細胞減損。過濾QPSK資料及其他細胞干擾與在64引進的減損合併。在65模擬被接收器FIR濾波器濾波的「傳輸」信號。在66模擬接收器通常會對所接收信號執行的功能。在67測量來自66的輸出，包括BLER、原始BER、信號對干擾比率（SIR)估計等等。以下提出每一減損的工作定義及描述。線性減損包括；周幅不平衡、相位不平衡、相位抖動、載波洩漏/抑制、載波偏移量及dc偏移量，下文中會說明每一項。調幅不平衡是接收器/發射器中的一種情況，在此情況 -10- 1234359 發明說明續頁 (6) 中I與Q頻道間的增益不相等。調幅不平衡的數學模型如下所示： _ 工· = I ·万· (；〇8(π/4 + X) Q* = Q * -v/2 · sin(Ti/4 + X) 其中Γ=Ι的減損值 Q，=Q的減損值不平衡控制 10 log I err \2 ：101og 5=以dB為單位的不平衡= λ/2οοβ(^+ζ)Υ 定義調幅不平衡模型參數的軟體限制，範圍最好限制在 3 = + /-3dB 0 相位不平衡是接收器/發射器的一種情況，在此情況中I 與Q頻道間的插入相位偏離所預期的90度。數學模型為： I’ = I.cos((j)) + Q.sin((|)) Q’==Q.cos((()) + I.sin((t)) 在此Γ = Ι的減損值 = Q的減損值 φ =以度數為單位的相位錯誤定義相位不平衡模型參數的軟體限制，範圍最好限制在 φ = + /-15 度。相位抖動是一種將放大裝置内部所產生的雜訊標示為小 1234359 厂_ ΠΛ I發明說明續頁量高斯雜訊的情況，用於模組化I及Q頻道間的相位。數學模型為： I’ = I.cos((j>) + Q.sin((()) Q’ = Q.cos((j))-I.sin((|)) 在此Γ = I的減損值 Q’==Q的減損值 Φ = φ 〇 ·隨機高斯雜訊 =被高斯雜訊調變之以度數為單位的相位錯誤範圍在-1及1之間。相位雜訊資料被過濾，而存在於2-10 kHz頻帶内。 ΦοΖ以度數為單位的相位錯誤定義相位抖動模型參數的軟體限制，範圍限制在（^=0到 5度。

載波洩漏/抑制是由於四相位解調變器内部小量DC偏移所形成的一種情況，並有形成額外交互調變失真，或減少載波抑制的效果。數學模型為 Γ: I·+Icj 2，=2·ν(ί:无）十 2d 在此Ι’=Ι的減損值 Q ’ = Q的減損值 Iu=k.cos((())

Qci= k.sin((()) φ =以度數為單位的載波洩漏相位角度 £ =201og(k) -12- 1234359 (8) 發明說明續頁 10-6/20 ε =全比例下以dB為單位的載波戍漏定義載波洩漏/抑制模型參數的軟體限刹 w ’強度範圍限制在ε>12 dB，視為一種損失。相位角产 η及的靶圍限制在 0<φ<360度。載波偏移量是一種載波（也就是說本機震堡器）不等於所程式規劃的頻率的情況，數學模型為 Γ = 1· cos( φ) +Q· sin( φ) Q’ = Q*cos((j))-I«sin((|)) 在此Γ = I的減損值， Q^Q的減損值， ψ=跨資料區塊之以度數為單位的累加相位錯誤 =φerrCarrOffset ° errCarr0ffset=2Ti · CarrOffsetHz/sampleRate carrOffsetHz=以Hertz為單位的載波偏移量 sampleFreq=chipFreq* txFIRoutSampleRate=3.84 MHz* 5 chipFreq=TDD 3.84 MHz txFIRoutSampleRate=—般為應用於 tx & rx FIRs 間減損的 TDD 5 定義載波偏移量模型參數的軟體限制，範圍被限制在 carrOffsetHz= + /-10 KHz 〇 DC偏移量是一種在接收器内由於少量DC偏移量而形成的情況，並且有在同相位及四相位信號成份形成偏壓的效果。數學模型為 -13- 1234359 (9) 發明說明續頁 I，=I + Idc〇ff Q, = Q+Qdc〇ff 在此Γ = I的減損值 Q ’ = Q的減損值， idcoft^dcOffl/ioo.o

Qdc〇ff= dcOffQ/ioo.o dC〇ffI=按照全比例百分比（假設為1〇)之j成份的dc偏移量 dc〇ffQ=按照全比例百分比（假設為1〇)之q成份的dC偏移量定義用於獨立控制I及Q之DC偏移量模型參數的軟體限制，每一 DC偏移量的範圍限制在百分之30.0。藉由設定dc 〇ff I=dc Off Q來模擬一般模型DC偏移量。非線性減損包括AM到AM失真，及AM到PM失真。 AM到AM失真是一種在放大器内輸出調幅與輸入調幅不成比例的非線性狀態，此種情況通常發生在或接近放大器的最大輸出位準。數學模型為 r = N(l-k#(I2+Q2))

Qr = Q#(l-k#(I2+Q2)) 在此Γ = Ι的減損值 Qf = Q的減損值 k= AM到AM失真白勺非線性係數藉由以下模型，使AM到AM失真的非線性係數k與以dB 為單位的交互調變相關：將IsAcosCcc^t)及Q = Acos(co2t)代入前面的I’方程式，並忽 • 14- 1234359 (10) 略較高位乘積乘積，得到： I,==(l-5/4k)· e〇s(co it)-k/2.cos(2co2_co 丨）這可視為在I加入一個信號音，以及在Q加入音’並將基本信號音及它的第三位乘積去除。變為： IM = P3rd/Plst=(k/2)2/(l-5/4k)2，但考慮 k<<l 並改到： IM=201og(k/2) 定義AM到AM失真模型參數的軟體限制，相的範圍被限制在低於信號位準50 db到20 db。 AM-PM失真是一種在放非線性大器中改變輸成插入相位相對的改變之狀況。此種情況通常近放大器的最大輸出位準。數學模型為 r=、cos((j))-Q”in((()) Q 丨= Q.cos((j>) + I«sin((()) 在此Γ = Ι的減損值， = Q的減損值， (t) = k.(I2+Q2)2 K=am到pm失真的非線性係數。藉由以下模型，使非線性係數k由以下模型與對AM-PM失真來說，將相同信號音應用在兩邛視為在I及Q上運用兩個相等強度的向量，在應該疋一個45度的向量。將I = Q = AC0S((wt)代入K 方程式’並且以下小角度近似值而只採用小角發明說明續買另一個信號現在交互調變為dB而得

互調變乘積入位準而造發生在或接

度數相關：個頻道。這此例中輸出「面的Γ及Q ’ 度： -15 - 1234359 (Π) 5ίπ(φ)-(φ)? 〇〇8(Φ)= 1-(φ2)/2 代入及消除後得到： I,==(_3/2.k2+7/2.k+l) ·ς：〇3((\γ1:)且 Q'= (-3/2·k2-7/2·k+1) •cos((wt) 向量角度是反正切（Γ/Q，）。考慮到k=0，角度是45户， ^ 、。錯决是向量角度一45度，可使用以下方程式來代表以度數、單位的AM-PM失真錯誤： . 錯誤（度數）=反正切[(3*k2-7«k-2)/(3.k2+7*k-2)]-45 定義AM到PM失真模型參數的軟體限制。錯誤範囹鲁同限制 , 在〇到1〇.〇度。遽波響應減損模型化包括相位波紋（群體延遲變量， /、J:曾益波紋及非理想成型濾波器。 θ 相位波紋（群體延遲變量）是一種信號頻寬中群體延遲變化的情況。相位波紋主要的成因是系統遽波器。又

減損被模型化為相位減損與一等化器的乘積。圖4鞀亍相位波紋衍生的時域表示。'结果中在去除不適合的錯：員。圖5顯示|皆由安排在D欄的複數條妹Έ 、延遲線、安排在Κ欄的複數個乘法器、安排在S欄的複數個* μ 加總電路及正規化電路Ν所實施的減損圖形表示。在此延遲是相位波紋的延遲因素，衍生如下 fc =晶片頻率， f r =相位波紋頻率， η =複合樣本的延遲， -16- 1234359 (12) X =相位波紋週期=n/fs, m =fir取樣率， fs =取樣頻率=m，fc， f, =利益頻寬=fs/2, fr - 1/τ ~ fe/n = 了乂， η =t/fr= m9f</fr 延遲 =2· n k是群體延遲係數衍生如下； T = 1 QDV :峰值到峰值群體延遲，一 Tgdv 二 =4·7ΐ#^/ ^ k = ^GDV Φ /r^/ 以下憑經驗衍生而來的正規化項 norm = l-k2 ^kY2 +¾ -0.00001 般以奈方定義相位波紋模型參數的軟體限制。认制在120到960 KHz。峰值到峰值群體延遲 600奈秒。增益波紋是一種在信號頻寬中增益變十紋主要的成因是系統濾波器。圖6顯示相位波紋衍生的時域表示。滅圖7所示。在此：延遲是增益波紋的延遲因素衍生如下； fc =晶片頻率， fr =相位波紋頻率’ 發明說明續頁為單位；結果信號； .紋頻率的範圍限的範圍限制在1到的情況。增益波損被模型化，如

•17- 1234359 發明說明續頁

(13) η =複合樣本的延遲， τ =相位波紋週期=n/fs， m = fir取樣率 fs =取樣頻率=m· fc fi =利盈頻寬= fs/2， £. = 1/τ = ^η= m9^c/n7 n = fs/fr=m·%，延遲 =2·η k是增益波纹係數衍生如下； R=峰值到峰值波紋調幅 R = : 20·1。 k = =>2- \%〇. 1〇^°

定義增益波紋模型參數的軟體限制。波紋頻率範圍限制在120至960 KHz。峰值到峰值的波紋調幅範圍限制在0.2到 2.0dB。應注意在上文中的模型包括當作一輸入參數的頻率，但是就如所模型化的增益波紋，以上提出之k的方程式與頻率無關。非理想脈衝成型濾波器會顯著影響鄰接頻道洩漏功率比 (ACLR)、錯誤向量強度（EVM)、峰值碼域錯誤（PCDE)。藉由在測試環境中定義兩個信號頻道，一組非理想FIR濾波器分接頭可以與一組理想FIR濾波器標籤作比較，以研究 -18- 1234359 發明說明續頁 (14) 非理想脈衝成型濾波器的EVM及PCDE影響。可以藉由個別引進有線及無線通訊中所遭遇的減損來執行以上所述的測試，以便模擬有線或無線通訊，其中有線通訊包括光纖、銅線或其他導電纜線、同軸電纜等等。圖式簡單說明本發明的目標及優點，將從以下細節敘述及圖式而為人了解，在此中類元素被類數字指定，且在此中：圖1顯示對解釋本發明的方法學有用處的簡化發射器。圖2顯示對解釋本發明的方法學有用處的簡化上行鏈路接收器。圖3顯示對解釋本發明的方法學有用處的簡化下行鏈路接收器。圖4顯示相位波紋誘導的時域表示平面圖。圖5顯示相位波紋模型的圖解。圖6顯示增益誘導的時域表示平面圖。

圖7顯示增益波紋模型的方塊圖。圖式代表符號說明 11 四相位相移鍵資料

12 傳輸FIR

13 接收FIR

14 傳輸FIR 15 加入減損

16 接收FIR 17 平均比例峰值測量 -19 - 1234359 發明說明續頁 (15) 18 錯誤向量強度、峰值碼域錯誤測量 31 使用者四相位相移鍵資料、本身細胞干擾&多路徑減損合併

32 傳輸FIR 3 3 加入減損

34 接收FIR

35 傳輸FIR 36 加入減損

37 接收FIR 38 接收器 39 區塊錯誤率、原始位元錯誤率測量 40 其他細胞干擾 61 四相位相移鍵使用者資料，連接干擾&多路徑減損合併 62 其他細胞干擾

63 傳輸FIR 64 加入減損

65 接收FIR 66 接收器 67 區塊錯誤率、原始位元錯誤率、信號干擾比測量 -20-

Claims

1234359 拾、申請專利範圍 1. 一種用於評估一運用在數位通訊系統中所設計之發射器的方法，包括： a) 將一發射器輸出模型化，以應用在第一及第二測試頻道； b) 將至少一減損引進到該等頻道之至少一頻道；及 c) 比較該等頻道以決定減損對一發射器輸出之影響，以幫助發射器設計。 2. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該減損是一種線性減損。 3. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該減損是一種非線性減損。 4. 如申請專利範圍第1項之方法，其中至少引進一線性及非線性減損。 5. —種用於評估一運用在數位通訊系統中所設計之接收器的方法，包括： a) 將一接收器輸出模型化，以應用在第一及第二測試頻道； b) 將至少一減損引進到該等頻道之至少一頻道；及 c) 比較該等頻道以定減損對——接收器輸出之減損之影響，以幫助接收器設計。 6. 如申請專利範圍第5項之方法，其中該減損是一種線性減損。 7. 如申請專利範圍第5項之方法，其中該減損是一種非線 1234359 _ I申請專利範圍續頁性減損。 8. 如申請專利範圍第1項之方法，其中步驟（b)包含以Ι/Q複合表示來模型化一基頻信號。 9. 如申請專利範圍第1項之方法，其中步驟（b)包含將基頻的振幅不平衡RF減損模型化。 10. 如申請專利範圍第1項之方法，其中步驟（b)包含將基頻的相位不平衡RF減損模型化。 11. 如申請專利範圍第1項之方法，其中步驟（b)包含將基頻的相位跳動RF減損模型化。 12. 如申請專利範圍第1項之方法，其中步驟（b)包含將基頻的載波洩漏RF減損模型化。 13. 如申請專利範圍第5項之方法，其中步驟（b)包含將基頻的載波偏移RF減損模型化。 14. 如申請專利範圍第1項之方法，其中步驟（b)包含將基頻 DC偏移RF減損模型化。 15. 如申請專利範圍第1項之方法，其中步驟（b)包含將基頻的相位波紋RF減損模型化。 16. 如申請專利範圍第1項之方法，其中步驟（b)包含將基頻的增益波紋RF減損模型化。 17. 如申請專利範圍第1項之方法，其中步驟（b)包含將調幅調變模型-基頻的調幅調變失真RF減損模型化。 18. 如申請專利範圍第1項之方法，其中之步驟（b)包括調幅調變模型化-基頻的相位調變失真RF減損模型化。 19. 如申請專利範圍第1項之方法，進一步包括評估非理想 1234359 _ 申請專利範圍續頁有限脈衝響應（FIR)濾波模型化。 20. 如申請專利範圍第1項之方法，進一步包含模型化在一無線環境中遇到之至少一減損。 21. 如申請專利範圍第1項之方法，進一步包含在一有線環境中遭遇之至少一減損的模型化。 22. 如申請專利範圍第14項之方法，其中一相位波紋透過延遲功能、乘法器功能、加法功能及正規化功能的運用來實施。 23. 如申請專利範圍第1 5項之方法，其中透過延遲功能、乘法器功能及加法功能的運用來實施一增益波紋減損。 24. —種用於評估一運用在數位通訊系統中所設計之發射器的方法，包括：將一發射器輸出模型化，以應用在一測試頻道中；將至少一減損引進到該頻道；及決定減損對一發射器輸出之影響，以幫助發射器設計。 25. —種用於評估一運用在數位通訊系統中所設計之接收器的方法，包括：將一接收器輸出模型化，以應用在一測試頻道中；將至少一減損引進到該頻道；及決定減損對一接收器輸出之影響，以幫助接收器設計。 26. 如申請專利範圍第24項之方法，其中該模型係以C語言編寫程式碼。 1234359 _ 申請專利範圍績頁 27. 如申請專利範圍第25項之方法，其中該模型係以C語言編寫程式碼。 28. 如申請專利範圍第26項之方法，其中將模型匯入一用於提供所需模擬的測試副程式（bench)。 29. 如申請專利範圍第24項之方法，其中在基頻進行模型化。 30. 如申請專利範圍第5項之方法，其中在基頻進行模型化。 31. 如申請專利範圍第5項之方法，其中步驟（b)包含將基頻的調幅不平衡RF減損模型化。 32. 如申請專利範圍第5項之方法，其中步驟（b)包含將基頻的相位不平衡RF減損模型化。 33. 如申請專利範圍第5項之方法，其中步驟（b)包含將基頻的相位跳動RF減損模型化。 34. 如申請專利範圍第5項之方法，其中步驟（b)包含將基頻的相位波紋RF減損模型化。 35. 如申請專利範圍第5項之方法，其中步驟（b)包含將在基頻的增益波紋RF減損模型化。