TWI220023B - Estimation and verification method of the equivalent model for common mode noise source - Google Patents
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1220023 玫、發明說明: 【發明所屬之技術領域】 本卷明係一種共杈雜汛源等效模型之估測及驗證方 法,特別係關於-種利用估測方式求出共模雜訊源等效模 型之元件值及其驗證估測是否精確的方法。 【先前技術】 在電力電子領域裡,傳導性電磁干擾(Electr〇magnetic
Interference;EMI)的防治工作—向是非常備受重視的問 題。雜訊的存在使得週邊電子裝置在操作過程中產生不想 要的現象(即所謂電磁干擾)。 因此電磁干擾問題的因應與對策,長久以來一直是電 子產品及儀器在設計上的—大盲點,此乃因電磁干擾所牵 /的口素繁夕以及處理時所需技術層次較高的關係。因 此如何縮短產品的研發時間以期能搶佔市場先機,有效降 低電磁干擾已成為眾多研發業者當務之急。 而在切換式電源供應器(Switeh_m:de pGwer supply ; SMPS )的領祕φ,^立丨你、苦 的員域中抑制傳導性EMI雜訊反灌回交 k電源系統的方式’常在整流單元及交流電源間加一刪 慮波益。而-般職濾波器設計之流程,首先必須利用各 種雜Λ:離為刀別夏測出待測物在未加任何濾波器元件 下之共模(C〇mmon_mode ; CM )和差模 出(;DM)原始雜訊;接著根據規範計算 衰減量,並設計出所需的滤波器元件 值,隶後將设叶出的、、廣、、由哭4七7士 的濾波D„加在待測物電
端,並量測此時的雜訊是否符合規範。 的取月J 1220023 以下將針對如何量測雜訊作介紹,言青參閱第一圖,其 所繪式係為傳導性_量測系統。傳輸阻抗穩定網路(We impedanCestabilizingnetw〇rk;LisN) ^主要目的為提供 純淨之交流源至待測铷】〇 - α ^ ^ ^ 行刿物1 2,亚且擷取待測物丨2所產生的雜 I將/、傳遞至頻禮分析儀(㈣价· ; SA) 13顯 示出雜訊的大小值’再經由個人電腦14對量測出雜訊值分 析計算。而所謂CM雜訊電流為LN㈣分別相對於地線G 之共同雜訊電流分量,而DM雜訊電流指的是流經l、n兩 端而不級、、、工地線G之電流雜訊分量,藉由第一圖之架構可 :對待測物12在未加任何濾波器元件下量測出包括有共 ^和❹之原始總雜訊。並可進—步在頻謹分析儀Η之前 藉由雜訊分離技術,例如電流探棒(Current卜朴㈠法、 差杈拒斥網路(DifferentialM〇deRejecti〇nNet购rk)、主 動型雜訊分離器(Active N〇ise s rat〇 人 ^ ( P〇wer C〇mbiner / SpHt^;〇;:
Separat〇r ) ··.…等,以同時分離出CM與DM雜訊。 接下來討論如何抑制雜訊電流的散射,首先以順向式 (F〇rward)切換式電源供應器為例,請參閱第二圖,〔μ 雜:主要是由Power M0SFET之汲極與其散熱座間的寄生 電容Cq、快速二極體之陰極與其散熱座間的寄生電容&、 及高頻變壓…器之一次側與二次側的寄生電容和雜散電^ q所造成,rCM之耦合路徑如第二圖中虛線迴路所示。並請 參閱第三圖,DM雜訊則由電源電路初級端的非連續電 流、橋^式整流二極體逆向偏壓下之接面電容及輸入端濾: 大電谷 CB上的寄生電感(EquivaieiU Series Inductance · 1220023 ESL)所造成,rDM之輕合路徑如第 根據上述說明,基本上,二中虛線迴路所示。 雜戒成份實曾u M〇SFET切換頻率的諧波成分所構成。根據前人的是由 現,切換式電源供應器CM雜訊源之等效電路如:研-發 示,以-個電流源rs,CM並聯阻抗4來表示 四圖所 效模型如第五圖所示,"源電路初級端的非連::源等 流有㈣(不論正負半週),DM雜訊源等效模型是=電 電堡源VS,DM奉聯低阻抗心來表示;而當電源電 :個 此 非連續脈波電流無值時(即為零值),DM雜訊=的 是以-個電流源rs,DM並聯高阻抗Zp來表示雜訊:J型 模型的兩種情況是交替出現的,且其切換的頻率為::致 率的兩倍’故第五圖在等效模型的最前端會 二'、頻 開關的切換頻率為電源頻率的兩倍。 汗斧 而在知道雜訊源的等效模型之後,我們即可進 如何設計濾波器,%第六圖所示為一般常用的_級職: 波裔架構,共包含有四種元件,分別為…電感、_〜 x電容及γ電容,纟元件的功能及特性說明如下:f CM電感主要目的即是阻隔共模雜訊電流,為了提 電感阻隔電流的能力,應盡可能提高電感阻抗。因, 感=阻抗Zi^j〇L,正比於電感值與頻率,而電感值又^ 鐵蕊之導磁率"成正比,故會選擇高"值的鐵蕊,CM1 感典型值一般在數mH到數十mH之間。此外,必須強調一 點,CM電感之漏電感Lleakage對DM雜訊亦有衰減作用,可t 當作DM電感來使用,故一般而言,EMI濾波器中不一定习 DM電感的存在,卻一定會有cM電感。 1220023 DM電感主要是用以阻隔DM雜訊電流,雖然其對 雜訊電流亦有作用,但因其電感量一般都遠小^ cm電 感^故其影響不大。DM電感的濾波原理與電源供應器輸 出鳊的濾波電感相同’由於必須流經大電流,故多採用低 #值的鐵蕊以避免飽和。一般而言,DM電感之感值約在 數β Η至數百# η之間。 電谷是跨接於電源線L和Ν間之線間電容,扮演的是 DM電容的角色,用以旁路高頻〇]^雜訊電流,對〔μ雜訊電 ,並無作用,與DM電感組成二階的低通濾波器。對於 奋女規亚無嚴格限制其大小,但當濾波器所加的χ電容 大於某個各值以上時,則必須在渡波器的l、ν兩端跨接一 洩放電阻,使得當交流電源被移去時,對χ電容提供一快 ,放甩的路徑。X電容一般採用金屬皮膜之材質,規格從 ^^0.015/zF^ O.l^F^ 0.22// 0.33// 0.47// 0.68 A F到1 // F為最大。 γ電容連接方式是兩個電容為一組,串聯跨接於電源 、- 矛N G間之電容’扮演的是CM電容的角色,用以 旁路L、N相對於地叫⑽雜訊電流。從DM的角度來看, 其作用如同串聯-般’故相當於提供十當CY1=CY2時) 之DM電容值’故γ電容同樣具有濾除dm雜訊的作用。由 於Υ電容是連接於電力線l、n和地端G之電容,安規上必 須考遽漏電流的限制_,故其值不能太大。—般Y電容 均為高壓陶莞電容,其值從330PF、47QpF、68GpF、刪pF、 1220023 2200PF、3300PF 到 470〇奸為最大。 根據上述說明,我們可以得到EMI濾波器的 等效電路,分別如第七及人圖所示,這兩個等效電路都顯 不出-階LC低通濾波器的特性’ ^省略雜訊源的等效阻 抗’則轉折頻率分別為·· Μ /c
In dm
2C
DM (2) 配口 =隹訊量測結果,emi遽波器的設計步驟則可歸麵 、、、丨昼原始雜成、计异衰減量、計算轉折頻率與計算 思、、二,件值,兀成之後再判斷高低頻段是否符合規範, 序、疋疋否降低轉折頻率或改變電路板佈局等。在上述程 取谷易產生誤差之處在於省略雜訊源阻抗與元件高 改、盖#生不j ’後者僅能藉由補償或選擇其它種類元件嘗試 們^ ^前者所造成的誤差確是可以避免的,因此只要我 而口、°測出雜訊源的等效電路模型,即可避誤差產失, 器Y 、、十對待測物设计出有效降低電磁干擾之£MI濾波 緣是, 究並配合學 上述缺失之 法』。 本發明人有感上述缺失之可改善,乃特潛心研 理之運用,終於提出一種設計合理且有效改善 一種共模雜訊源等效模型之估測及驗證方 1220023 【發明内容】 模型tr月之主要目的’在於可提供一種共模雜訊源等效 /則及驗證方法,減少因省略雜訊源的阻抗或導 測方Γί得滤波器設計過程容易產生誤差’因此提出以估 ::出共模雜訊源等效模型之元件值,以供正確便利 吧5又叶濾波器。 為了達成上述目的,本於明描征 ^ 1± 模型之估測方法,包括下源等效 測物與傳輸阻抗穩定網路 1、亚聯於待 路之^估 4周路之間’里測流經傳輸阻抗穩定網 ρ Β 以共模雜訊源等效模型取代待測物;建立丘 ;雜訊源等效模型與滤波器及·傳輸阻抗穩定網路= :路關係式;將傳輸阻抗穩定網路之電流值及數:= 遽波器元件值代入該電路關係式;及運算該電路;= 估測求出該共模雜訊源等效模型之元件值。⑻^式以 達成上述目的,本發明提供—種 1 型之驗證方法’包括下列步驟:取得滤波器元件值取 仔待測物加入該濾波器後 之共模雜訊源等效模型中…:估測出該待測物 丁于双揭空中的兀件值,以 驗證估測出之共模雜訊源等效模型的準確性。…’及 為了使貝審查委員能更進一步瞭解本發明特 技術内容,請參閱以下有關本發 、 而所附圖式僅提供參考與說明用,並非用來對:::’然 限制。用木對本發明加以 【實施方式】 h閱第九圖’係為本發明使用簡化刪濾波器之切 Ί源供應器系統架構圖 網路2!、—滹 月係由—傳輸阻抗穩定 估測求出切換% : 式電源供應器23構成,以 效模型之元 、U物)之共模雜訊源等 <凡件值。其中濾波器2 網路21與待測物 傳輸阻抗穩定 波器中的¥電… 濾“22係採用-級emu N、G之門^ 兩個電容串聯跨接於電源線L、G和 地γμ ㈤電容’並用以旁路電源l、n相針於 地G的CM雜訊電流。 N相對於 電源:2估:彳出待測物之共模雜訊源等效模性,切換式 、、衣 心可以看成如第四圖之等效模型,传由—千 〜源並聯一阻浐 L ♦ 、 %由一電 知,在―並炉:,如弟十圖所示。而根據網路分析理論得 抗以導:;:中若要使用分流原S,電路中各分支阻 中的各阻抗以ί 可讓計算過程簡化’因此將第十圖 % . 几¥、.内型式表示,如第十一圖,我們可以得μ t路的各導納值如下所述: ”以仔到
Ycm ^ a + jb =
Z
CM
YR =丄 25 Υ〇ν = x + jy 其中YCN為等效電路中濾波γ電容c风沾⑽的導納,理論 應為純虛數。但電磁干擾測試的頻率範圍可言達 〇MHZ ’濾;:皮γ電容不能再純電容 — 們可以利用分流原理求得: 目中,我 11 1220023 ΤΠ Irn - Yr f YcM + ycn+yr CM 將( 3 ) 、(4 )與(5 : τπ Irn = ——------ 1/25 卩 a + jb + x + jy + i/25 CM 式代入
式,可再得到: 而由於濾波Y電容係由我們自行選定,故滹 之值為已知,且流經傳輸阻抗穩定網路輸入電導^二谷 由量測中㈣求得,因此僅_換式電源供應器^電= 中之電流源ICM及並聯導納實部a與導納虛部b三個未知 數。我們希望在㈣條件下於第十_圖中能列出三個=立° 的方程式,以解這三個未知數,基於這樣的理由,此處利 用更改第十一圖中唯一可任意變動且為已知的濾波¥=容 ycn之值來達到目的。故於第九圖中將濾波γ電容c仰分別 以不同的值CY1、CY2及cYS代入,相對於其等效電路第十一 圖中,等效導納假設分別為Yci=:u + jv、Yc2=:r + js及 YC3二p +jq,便可列出以下三式: τπ Iri
Yr ΙΟ Ir τπ Ir2
Ycm+Yci+Yr cm Yr
Yr τπ Ir ΤΠ •Ir
a + jb + u + jv + YR CM YR 8 χπ Ir3
Ycm+Yc2+Yr CM Yr — YcM + Yc3 + Yr
w •I
CM ΤΠ
a +jb + r + js +YR CM Yr a + jb + p + jq + YR 9
ΤΠ I
CM (10) (8 )、( 9 )及(i 〇 )三式皆為數學相量式,包含了大 小值及相位,由於頻譜分析儀僅能量測大小值,因此我們 將上述三式僅取出其大小值後,再將等號雨邊同時平方, 12 繞移項整理後可得到三個圓方程式: r τη
上述三個 色+ Yr)2· Τχ5 Iri 2-(p + Yr)2 Τϋ ^R1 2 V5 IR3 2 〜 (13) 圓的共同父點即Λ & ^ ^ 為切換式電源供應器CM雜 訊源等效模型中並聯導納實部a與導納虛部b之值。實際上 三個圓並不容易很精確地相交於座標上—點,因此我們另 13 1220023 可能的解,再以此三解之算術平均 以數值逼近法求得三個 數為歲終答案。 導纟f出了切換式電源供應器CM雜訊源等效模型中並聯 ^、内η。卩a與導納虛部b之值後,接下來只剩匸矹雜訊 广:電流源I:為未知,考慮C6),只取其大小值可得寺輪
\? I ^+^yR)2+(y+bf IcmI (14) 戈a^、b之值與二組jlCMl和YCN即可求得三個ιζ I :再以此三解之算術平均數為最終答案。因此最彳丄:1可: =雜:源等效模型之元件值,而可以根據所求出之估· :值進一乂設計出可有效降低電磁干擾之職 贅述。 …十“已於習知技術作介紹,在此不再 據此,藉由上述所述方式, 效模型之方法,可她社為下別半w I、核雜讯源等 m 〜、、、Ό為下列步驟··係先提供一滹沽$、, 聯於切換式電源供應器(即遽、波-亚 之間;量測流經傳輪阻μ〜、傳輪阻抗穩定網路 得輸阻抗穩定網路之電流 源等效模型取代切換式電源供應器 =換雜訊 模趣波器及傳輪-抗穩定網路之間的電:雜關::等效· 傳輪阻抗穩定網路之電流值及數㈣糸式,將 代入該電路關係式;以及運算該電路關係式出元件值 雜訊源等效模型之元件值。 求串該共模 而以估測方式求出待測物之模 元件值後,為了驗證估測求出之值與實雜際= 的誤差,本發明提出_ A y 里/則所得值之間 料雜訊源等效模型之驗證方法, 14 有下列步驟:首先取得滹波 T ? .皮為兀件值,即濾波Y電容之大 小及相位值,因濾波γ —m 4 於估測則即可由我們自杆氺 疋,口此/、值即為已知;再取 4、 ^ v ^ ^ 丹取侍切換式電源供應器加入、清 波Y電各後之雜訊電壓值 ^ ^ ^ 值可猎由儀器量取切換式電源供 訊電壓;緊接著將已知的渡波Y電容之大小Γ; Γ 換算求得流經傳輸阻抗穩定網路之輸入電導
XRN ,:上述估測共模雜訊源等效模型之方法,即可估測 出共杈雜訊源等效模型之元件 阻抗之元件值,並進—步換”雜及其並聯 以钟…? 原寺效核型的正確型,驗證時係將 °卞方式求得之雜訊電壓稱為 濾波Y電容所實際量測之雜气電,:’ 1路中加入 4之雜汛電壓大小稱為實際值,藉由 /、杈雜Λ源等效模型之元件值的精確性。 直4/宗上所述,本發明完全符合專利申請之要件,故爱依 提出申請,請詳查並請早曰惠准專利,實感德便, 疑早發明者之權益’“局之貴審查委員有任何的稽 疑,請不吝來函指示。 惟’以上所述,僅為本發明最佳 ΛΑ Θ ^ ^ A / I 心, —知乃取1土之一的具體實施例之 啤細說明與圖式,任何孰籴 U ............本發明之領域 内’可輕易思及之變化或修偷昏 μ ^珍仰白可涵盍在以下本案之專利 15 1220023 拾壹、圖式: 【圖式簡單說明】 (1 )圖示說明 第一圖係為傳導性EMI量測系統; 第二圖係為切換式電源供應器共模雜訊電流之耦合路 徑不意圖, 第三圖係為切換式電源供應器差模雜訊電流之耦合 路徑示意圖; 第四圖係為切換式電源供應器共模雜訊源等效模型 圖, 第五圖係為切換式電源供應器差模雜訊源等效模型 圖; 第六圖係為一級EMI濾波器之架構示意圖; 第七圖係為EMI濾波器之共模等效電路圖; 第八圖係為EMI濾波器之差模等效電路圖; 第九圖係為本發明使用簡化EMI濾波器之切換式電 源供應器系統架構圖; 第十圖係第十圖之共模等效電路圖;及 第十一圖係本發明以導納表示之共模等效電路。 (2 )圖號說明 11傳輸阻抗穩定網路 12 待測物 13頻讀分析儀 14 個人電腦 21傳輸阻抗穩定網路 2 2 遽波器 23切換式電源供應器 19
Claims (1)
- 拾 、申請專利範圍: 包括下列步驟: 限抗穩定網路 之間; 一種共模雜訊源等效模型之估測方法, 提供一濾波器並聯於待測物與傳輸 (Line impedance stabilizing network) 量測流經傳輸阻抗穩定網路之電流值 以共模雜訊源等效模型取代待測物; 為及傳輪阻抗穩定 建立共模雜訊源等效模型與濾波 網路之間的電路關係式; 將傳輸阻抗穩定網路之電流值及 ^ ^ 、、、不同的濾波器 兀件值代入該電路關係式;及 運算該電路關係式以估測求出該共 〜 供雜汛源等效模 里之元件值。 2 、如申請專利範圍第1項所述丘 |犋滩矾源等效模型之 估測方法,其中該濾波器係為一級 。、、及bMl濾波器架構中 的Y電容。 如申請專利範圍第1項所述之共模雜訊源等效模型之 估測方法,其中該濾波器係為兩個電容串接。 如申請專利範圍第1項所述之共模雜訊源等效模型之 估測方法,其中該共模雜訊源等效模型係以電流源並 耳外阻抗表示。如申請專利範圍第1項所述之共模雜訊源等效模型之 估及I方法,其中該待測物係為切換式電源供應器。 種共模雜訊源等效模型之驗證方法,包括下列步驟: 取得濾波器元件值; 取得待測物加入該濾波器後產生之雜訊值; 16 1220023 估測出該待測物之共模雜訊源等效模型中的元件 值’以計算出雜訊值;及 7 驗證估測出之共模雜訊源等效模型的準確性。 如申請專利範圍第6項所述之共模雜訊源等效模型之 法,其中該濾波器元件值係為濾波電容之阻抗 大小及相位。 8 二:專利:圍第6項所述之共模雜訊源等效模型之 型二元件广測出該待測物之共模雜訊源等效模 、件值,包含有下列步驟: f波器並聯於待測物與傳輸阻抗穩定網路之間· 里測流經傳輸阻抗穩定網路之電流值; 以共模雜訊源等效模型取代待測物;, ^#«#訊㈣效模型與濾波器 網路之間的電路關係式; 〗阻抗%疋 將傳輸阻抗穩定網路之電流值及數 」件值代入該電路關係式;& 的滤波器 運鼻该電路關择+ 型之元件Γ 測求出該共模雜訊源、等效模 9 、如申睛專利範圍第8 ^ ^ ^ ^ 、迷之/、模雜訊源等^ + ,方法’其中該共模雜 ,型之 聯阻抗表示。 俱i係从電流源並 〇如申清專利範圍第6頂如+ :驗證方法,驗證時係將等效模型 為估计值,另於電路中 #式求仔之雜訊值稱 值稱為實際值,藉由比^皮器所實際量场j之雜訊 異,即可得#以估測方飞乂计值與f際值<間的差 方式未出共模雜訊源等效模 17 1220023
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TWI505614B (zh) * | 2012-08-28 | 2015-10-21 | Silergy Semiconductor Technology Hangzhou Ltd | AC / DC voltage conversion circuit with low standby power consumption and its control method |
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