TW545008B - OFDM pilot tone tracking for wireless LAN - Google Patents

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545008 A7 ___ B7_ 五、發明說明（I ) [發明背景] 1. 發明領域 本發明係槪括關於基於正交分頻多工（OFDM-based， orthogonal frequency division multiplexed_based)之通訊， 且更明確而言係有關追蹤基於OFDM之通訊的導頻音(pilot tone)，以降低於一 OFDM接收器之射頻部分中的相位雜訊 要求，並且提供近乎最佳之頻率誤差追蹤性能。 2. 相關技藝之論述 ~ 於無線區域網路（WLAN，wireless local area network)應 用中，多個裝置係經由基於OFDM之射頻（RF，radio frequency)無線連結而彼此通訊。舉例而言，對於該種 OFDM通訊之一常見格式係爲基於IEEE 802.1 1a規範或 HiperLAN2規範。於該種基於OFDM之通訊中，當運用諸 如 64-QAM 與 256-QAM (quadrature amplitude modulation， 正交振幅調變）的複數訊號群集（complex signal constellation)時，於OFDM發射器與接收器的射頻部分中 之良好的本地振盪器(LO, local oscillator)相位雜訊性能係 爲嚴苛。此乃因爲符號率(symbol rate)係被選擇爲足夠低以 應付其存在爲類似於戶內無線應用中之嚴格的多路徑傳輸 特性，且此低的符號率係亦導致較大的相位雜訊相關性能 減弱。舉例而言，於IEEE 802.1 1a與HiperLAN2，符號率 係約爲250 kHz，藉以強調需求以具有於250 kHz與更小 者左右之載波射頻偏移的優良相位誤差性能。 再者，該RF訊號之相位係受到產生於發射器與接收 ___4___ _ 衣紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 x 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) · I 1 丨 ----訂---------· A7 545008 五、發明說明（〆） 器之本地振盪器(LO)的相位雜訊而影響。此外，當發射器 或接收器係相對於彼此而實際移動時，以及當多路徑改變 時（例如門戶係開啓），相位干擾係引入。不幸的是，不良 的LO相位雜訊性能係導致一潛在的高符號誤差率，其嚴 重降級該系統之通訊範圍與生產量。舉例而言，於一種運 用IEEE 802.1 1a之典型系統中，所估計的是，其千擾 OFDM波形的各個子載波之可接受相位雜訊係爲2.7度之 均方根値(rms)的規模。儘管此對於QPSK與16-QAM調變 係可接受，對於64-QAM調變或更高階群集而言係爲過量 ，造成群集諸點爲易於混亂。 進而加諸於此問題者係在於，該種無線式產品之大多 數的發射器與接收器係高度積集於單一元件或晶片上。因 此，舉例而言，接收器之RF部分的性能係相對受限。再 者，當實施於具有低供應電壓(例如3.3伏特)之單一晶片上 ，實施該系統之RF部分具有其爲高階調變(諸如64-QAM 與上述者)所需之期望的良好相位雜訊性能係極爲困難。 [發明槪論] 本發明係藉著提出一種導頻追蹤系統而有利地論述上 述需求以及其他需求，該種導頻追蹤系統係運用一種基於 最大相似性估計(maximum likelihood estimation)理論之最 佳化的導頻相位誤差計量(metric)在該基於OFDM之接收 益的基頻帶處理部分，以補償在該基於OFDM之接收器與 發射器的射頻部分中之不良的本地振盪器性能而且槪括改 良頻率追蹤。 ___ ____ 5 t、紙張尺屋適用中國國家^準（CnS)a4規格（210 X 297公釐) " 一"" --------------------訂--------- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) A7 545008 _ _B7____ 五、發明說明（々） 於一個實施例中，本發明係可描述爲一種用於正交分 頻多工(OFDM)接收器之導頻相位追蹤迴路，包括：一相位 旋轉器，供接收一進入訊號並將其相位去旋轉；一快速傅 立葉變換，稱接至相位旋轉器之一輸出，以供處理由相位 旋轉器所輸出之一訊號；以及一導頻相位誤差計量，其包 括一離散傅立葉變換部分。該離散傅立葉變換部分係耦接 至相位旋轉器之輸出。該導頻相位誤差計量係決定一相位 誤差估計，其關聯於由相位旋轉器所輸出訊號之一接收的 OFDM符號。該種導頻相位追蹤迴路亦包括一迴路濾波器 與一振盪器，迴路濾波器係耦接至導頻相位誤差計量之一 輸出，振盪器係耦接至迴路濾波器之一輸出。該振盪器具 有耦接至相位旋轉器之一輸出，俾使相位旋轉器係以該相 位誤差估計而調整在接收OFDM符號後所到達的進入訊號 之後續OFDM符號的相位。 於另一個實施例中，本發明係可描述爲一種正交分頻 多工(OFDM)接收器之導頻相位追蹤方法，包含步驟爲··接 收對應於在該OFDM接收器之一離散傅立葉變換部分的一 OFDM前文波形之一基頻帶訊號，其中該離散傅立葉變換 係一單獨處理作業，其爲除了 OFDM接收器的一快速傅立 葉變換之外者；決定對應於一 OFDM前文波形之複數個導 頻者的導頻參考點；接收對應於在該離散傅立葉變換部分 之一 OFDM符號的一基頻帶訊號；決定對應於該〇fdM符 號之複數個導頻者各者的複數訊號測量；基於該等導頻參 考點與複數訊號測量而決定對應於該OFDM符號之一相位 __ 6 衣紙張尺度用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） ^ -- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂·--------線f A7 545008 ___B7___ 五、發明說明（屮） 誤差估計；濾波該相位誤差估計；及，以一濾波後的相位 誤差估計而旋轉對應於該OFDM符號後之將在快速傅立葉 變換所接收的後續OFDM符號之一進入訊號的一相位；其 中對應於將在該快速傅立葉變換所接收的後續OFDM符號 之進入訊號的一相位雜訊係降低。 於又一個實施例中，本發明係可描述爲一種正交分頻 多工(OFDM)接收器之導頻相位追蹤方法，包含步驟爲：接 收其代表在該OFDM接收器之一離散傅立葉變換部分的一 OFDM波形之一訊號，其中該離散傅立葉變換係一單獨處 理作業，其爲除了亦接收該訊號之0FDM接收器的一快速 傅立葉變換之外者；決定對應於OFDM波形之一 OFDM符 號的一相位誤差估計；爐波該相位誤差估計；及，以一濾 波後的相位誤差估計而旋轉該OFDM符號後之將在快速傅 立葉變換所接收的後續OFDM符號之訊號的一相位，其中 對於將在該快速傅立葉變換所接收的後續OFDM符號之訊 號的一相位雜訊係降低。 於再一個實施例中，本發明係可描述爲一種用於正交 分頻多工（OFDM)接收器之導頻相位誤差計量(metric)，包 括：一離散傅立葉變換部分，以供接收對應於一 OFDM波 形之一進入訊號。該離散傅立葉變換部分係輸出對應於 OFDM波形之一前文部分的複數個導頻者各者之複數訊號 測量、與對應於OFDM波形之一後續OFDM符號的複數個 導頻者各者之複數訊號測量。該離散傅立葉變換部分係與 OFDM接收器的一快速傅立葉變換爲分離。一最大相似性 _____7__ 衣紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐) (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

--------訂--------I A7 545008 五、發明說明（彡） 相位誤差/加權處理器係耦接至該離散傅立葉變換部分，以 供處理對應於後續OFDM符號的複數個導頻者各者之複數 訊號測量，其爲相較於該等導頻參考點。且，一相位誤差 估計器係耦接至該最大相似性相位誤差/加權處理器，以供 估計相對於對應於前文部分的一相位之後續OFDM符號的 一相位誤差，其爲基於處理後的複數訊號測量與導頻參考 點。 於隨後一個實施例中，本發明係可描述爲一種正交分 頻多工(OFDM)接收器之導頻相位誤差估計方法，包含步驟 爲：決定對應於一 OFDM前文波形之複數個導頻者的導頻 參考點；在對於該決定步驟之一平行路徑中，以一快速傅 立葉變換而處理該OFDM前文波形；決定相對於該等導頻 參考點之一後續OFDM符號的一相位誤差估計；及，在對 於該等決定步驟之平行路徑中，以快速傅立葉變換而處理 後’1¾ OFDM付5虎’其中該決定相位誤差估計步驟係在平行 路徑中以快速傅立葉變換之處理後續〇FDM符號的完成前 而完成。 於另一個實施例中，本發明係可描述爲一種正交分頻 多工(OFDM)接收器之導頻相位誤差估計方法，包含步驟爲 :在平行於該OFDM接收器的一快速傅立葉變換處理路徑 之一單獨處理路徑中，決定對應於一 〇FDM前文波形之複 數個導頻者的導頻參考點；及，在該單獨處理路徑中，估 計相對於導頻參考點之一後續0FDM符號的一合計相位誤 差，藉著運用對應於後續〇FDM符號之複數個導頻者各者 ____________8_ 木紙張尺度適用中國國豕標準（CNS)A4規格（2iq X 997公爱） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂·-------«線屬 A7 545008 _____B7_ 五、發明說明（b ) 的複數訊號測量與該等導頻參考點。 於另一個實施例中，本發明係可描述爲一種正交分頻 多工(OFDM)接收器之導頻相位誤差估計方法、以及供達成 該種方法之機構，包括步驟爲：決定對應於一 OFDM前文 波形之複數個導頻者的導頻參考點；及，估計相對於導頻 參考點之一後續OFDM資料符號的一合計相位誤差，藉著 運用對應於後續OFDM資料符號之複數個導頻者各者的複 數訊號測量與該等導頻參考點。 於又一個實施例中，本發明係可描述爲一種用於正交 分頻多工(OFDM)接收器之導頻相位誤差計量，其包括一參 考點儲存器，以供儲存對應於一 OFDM前文波形之複數個 導頻者各者的參考點。該導頻相位誤差計量係亦包括一最 大相似性相位誤差/加權處理器，其係耦接至該參考點儲存 器，以供處理對應於一後續OFDM資料符號的複數個導頻 者各者之複數訊號測量，其爲相較於來自該參考點儲存器 之參考點。且’ 一相位誤差估計器係耦接至該最大相似性 相位誤差/加權處理器，以供由處理後的複數訊號測量與該 等參考點而估計相對於導頻參考點之OFDM資料符號的一 合計相位誤差。 於再一個實施例中，本發明係可描述爲一種用於正交 分頻多工(OFDM)接收器之導頻相位追蹤迴路，包含：一相 位旋轉器，供接收一進入訊號；一傅立葉變換，耦接至相 位旋轉器之一輸出；以及一導頻相位誤差計量，耦接至傅 立葉變換之一輸出，以供決定關聯於一接收OFDM符號的 9 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公爱） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂---------赢 A7 545008 ____B7^_ 五、發明說明（7 ) 一相位誤差估計。一迴路爐波器係親接至導頻相位誤差計 量之一輸出，且一振邊器係親接至迴路濾波器之一輸出。 該振盪器具有耦接至相位旋轉器之一輸出，以供致使相位 旋轉器以對於後續〇FDM符號的濾、波相位誤差估計而旋轉 進入訊號之相位，俾使由該相位旋轉器所輸出訊號之相位 雜訊係降低。 於另一個實施例中，本發明係可描述爲一種用於正交 分頻多工(OFDM)接收器之導頻相位追蹤迴路，包含：一相 位旋轉器，供接收一進入訊號並將其相位調整；一傅立葉 變換，耦接至相位旋轉器之一輸出；以及一導頻相位誤差 計量，耦接至傅立葉變換之一輸出。此外，一迴路濾波器 係耦接至導頻相位誤差計量，且一振盪器係耦接至迴路濾 波器並且具有耦接至相位旋轉器之一輸出。 於又一個實施例中，本發明係可描述爲一種正交分頻 多工(OFDM)接收器之導頻相位追蹤方法，包含步驟爲：接 收一進入訊號，其對應於在該OFDM接收器之一傅立葉變 換的一 OFDM前文波形；決定對應於一 OFDM前文波形之 複數個導頻者的導頻參考點；接收對應於在該傅立葉變換 之一 OFDM符號的一進入訊號·，決定對應於該OFDM符號 之複數個導頻者各者的複數訊號測量；決定對應於該 OFDM符號之一相位誤差估計；濾波該相位誤差估計；及 ’以濾波後的相位誤差估計而旋轉該OFDM符號後之將在 傅立葉變換所接收的後續OFDM符號之進入訊號的一相位 ’其中對於後續OFDM符號之進入訊號的一相位雜訊係降 ___\〇___ 木紙張尺^適^中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公爱Ί ' (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂---------% 545008 A7 ___ B7____ 五、發明說明（f ) 低。 於再一個實施例中，本發明係可描述爲一種正交分頻 多工(OFDM)接收器之導頻相位追蹤方法，包含步驟爲：接 收其代表在該OFDM接收器之一傅立葉變換的一 OFDM波 形之一進入訊號；基於該傅立葉變換之輸出而決定對應於 OFDM波形之一 OFDM符號的一相位誤差估計；濾波該相 位誤差估計；及，以濾波後的相位誤差估計而旋轉該 OFDM符號後之將在傅立葉變換所接收的後續0FDM符號 之進入訊號的一相位，其中對於後續OFDM符號之進入訊 號的相位雜訊係降低。 [圖式簡單說明] 本發明之上述以及其他層面、特點與優點將係由其結 合隨附圖式所呈現之以下較爲特定說明而更爲顯明，其中 第1圖係一正交分頻多工(OFDM)接收器之方塊圖，說 明該OFDM接收器之射頻部分的本地振盪器(L0)之一相位 雜訊成因者，且於其中係可實施本發明之一或多個實施例 j 第2圖係對於例如由第1圖之OFDM接收器所運用於 OFDM通訊中之IEEE 802.1 1a規範的PHY層資訊段結構 圖； 第3圖係第1圖之OFDM接收器的一基頻帶處理部分 之一導頻追蹤迴路的作用方塊圖，其利用基於根據本發明 一個實施例之用以估計OFDM資料符號的相位誤差之一種 ___ 11 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐) " " (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂·-------* 545008 A7 -------- -B7 _ 五、發明說明（f ) 最大相似性估計理論的一導頻相位誤差計量； 第4圖係第3圖之導頻追蹤迴路之一導頻相位誤差計 量的作用方塊圖，其係基於根據本發明一個實施例之最大 相似性估計； 第5圖係說明LO相位雜訊成因者對於(vs.)頻率之圖 ’其並未運用導頻追蹤以及運用根據第3與4圖的實施例 之導頻追蹤； 第6圖係實行於根據本發明一個實施例之第4圖的導 頻相位誤差計量之步驟流程圖； 第7圖係根據一個實施例之第3圖的導頻追蹤迴路之 閉迴路轉移函數例圖； 第8圖係第1圖之OFDM接收器的基頻帶處理部分之 一導頻追蹤迴路的作用方塊圖，包括其利用根據本發明另 一個實施例之對於OFDM資料符號的相位誤差之一種最大 相似性估計器的一相位誤差計量； 第9圖係第8圖之導頻追蹤迴路的導頻相位誤差計量 之作用方塊圖，運用根據本發明一個實施例所實行之一種 最佳化的最大相似性估計； 第10圖係根據本發明又一個實施例之第9圖的導頻相 位誤差計量之一離散傅立葉變換的作用方塊圖； 第11圖係根據另一個實施例之第8圖的導頻追蹤迴路 806之閉迴路轉移函數例圖； 弟12圖係5兌明L0相位雜訊成因者對於(vs·)頻率之圖 ，其爲並未運用導頻追蹤、運用根據第3與4圖的實施例 12 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 x 297公爱） "----- (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂.--------線爲 A7 545008 _ — __B7__ 五、發明說明（丨0 ) 之導頻追蹤、以及運用根據第8至10圖的實施例之導頻追 蹤； 桌13 Η係一作用方塊圖，說明根據本發明一個實施例 之第8圖的導頻追蹤迴路之迴路濾波器； 第14圖係根據本發明另一個實施例之第13圖的迴路 濾波器之一種數位實施的作用方塊圖； 第15圖係一作用方塊圖，說明第14圖之數位迴路濾 波器的一模擬者； - 第16圖係說明第15圖之模擬追蹤迴路濾波器的響應 圖，如在第15圖所指出的探測點處而測量；及 第17圖係一個流程_，其顯示根據本發明另一個實施 例所執行以降低頻率曳移與頻率推移的影響之步驟。 kt應的爹考付5虎係指不於附圖數個圖式之對應的構件 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) - tr---------線座 [主要符號說明] 100 OFDM接收器 102 天線 104 射頻部分 106 基頻帶處理部分 108 本地振盪器(LO) 110 相位雜訊 112 混合器 114 總和器 116 進入訊號 ___13 衣紙張尺度適i中國國家標準（CNS)A4規格（21〇 X 297公釐） A7 545008 _____B7 五、發明說明（（丨） 200 資訊段(frame) 202 前文（preamble) 204 資料部分 206 短符號部分 208 長符號部分 210 資料符號 212 防護（guard)時間區間 300 導頻追蹤迴路 302 相位旋轉器 304 FFT 306 開關 308 參考點儲存器 310 導頻相位誤差計量 312 PN導頻調變產生器 314 迴路瀘波器 316 NCO 318 總和器 320 粗略及精細頻率估計訊號 402 、 404 多工器 406 最大相似性相位誤差/加權處 理器 408 品質估計器 410 相位誤差估計器 412 隨機導頻調變移除 _14 本、纸張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格（210 X 297公釐f (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) £ • n H ϋ— n n n n - J, t Hi 1^1 I flu n I 0 545008 A7 B7 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂·-------- 1010 、 1011 _________15 木纸張尺度適用中國國家標準YcNS)A4規格（210 X 297公釐） 五、發明說明（β ) 414 、 416 418 、 420 422 、 424 426 、 428 430 、 432 502 、 504 602、604、606、608 、610 、 612 、 614 702 、 704 802 804 806 808 810 901 902 、 904 、 906 、 908 1001 1002 、 1003 1004 、 1005 1006 、 1007 儲存器 導頻#0之訊號 導頻#1之訊號 導頻#2之訊號 導頻#3之訊號 第5圖之曲線 第6圖之步驟 第7圖之曲線 循環字首移除（cyclic prefix removal) 頻道估計器（channel estimator)

導頻相位追蹤迴路 導頻相位誤差計量 基頻帶ΐ/Q訊號 DFT部分 DFT DFT部分 相互關連(correlation)處理器 符號逆轉(sign reversal)模組 整合傾出（integrate and dump)模組 數値控制振盪器 545008 A7 B7 五、發明說明（〇 1012、1014、 1016、 乘法器 1018 1020、1022、 1024、 總和器 1026 1028、1030、 1032、 乘法器 1034 1036、1038、 1040、 總和器 1042 1044、1046、 1048、 符號逆轉乘法器 1050、1052、 1054、 1056 、 1058 1060 積分器 1062 移位器（shifter) 1102 、 1104 第11圖之曲線 1202 第12圖之曲線 1302 訊號解密模組 1304 NCO/相位旋轉器 1402 乘法器 1404 、 1406 總和器 1408 、 1410 位元移位器 1412 z變換 1414 數位相位鎖定迴路比例項 1416 數位相位鎖定迴路積分項 1418 迴路濾波器輸出 16 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂--------- A7 乘法器 總和器 Z變換 DPLL比例 DPLL積分 DPLL輸出 導頻相位誤差計量 第16圖之模擬結果 第17圖之步驟 545008 -------_B7 五、發明說明（4) 1502 、 1504 1506 、 1508 1512 1514 1516 1518 1520 1602、1604、1606、 1608 1702 、 1704 、 1706 [較佳實施例詳細說明] 以下說明係並非欲以限制意味而視之，而是僅爲針對 敘述本發明的槪括主旨之目的而作出。本發明之範疇係應 參照申請專利範圍而決定。 首先參考第1圖，一個方塊圖係顯示出一正交分頻多 工(OFDM)接收器，說明該OFDM接收器之射頻部分的本 地振盪器（LO)之相位雜訊成因者（contribution)，且於其中 係可實施本發明之一或多個實施例。OFDM接收器100 (亦 稱爲接收器100)包括一天線102、一射頻部分104與一基 頻帶處理部分106。射頻部分104包括本地振盪器，其集 體顯示爲本地振盪器108 (於下文稱爲L0 108)，其引入相 位雜訊(顯示爲雜訊110)至接收器100。雜訊110係與來自 本地振盪器108之訊號爲總和(於總和器114)，且係於混合 器112而乘以所接收訊號。如同係爲普遍者，接收訊號係 _____17 ___ 衣纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐T" 一 --------------------訂---------線 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) A7 545008 五、發明說明（3 ) 由RF(射頻)所轉換爲一進入訊號Π6 (亦稱爲一“基頻帶 /IF訊號”），其係送至基頻帶處理部分1〇6。進入訊號116 係可爲一基頻帶訊號(亦稱爲一“基頻帶1/(5訊號”）。於某 些實施例中，進入訊號116係可爲一中頻訊號(亦稱爲一 IF 訊號），其係於基頻帶處理部分106而轉換爲基頻帶。由 RF至基頻帶之頻率轉換係可達成於多個頻率轉換步驟。如 此，進入訊號Π6包括爲由OFDM接收器100的射頻部分 104之L0 108所引入的相位雜訊110。實際上，進入訊號 116亦將包括爲由在其發射OFDM訊號至接收器1〇〇之 OFDM發射器的本地振盪器所引入的相位雜訊、以及由頻 道所引入的其他雜訊，例如：於多路徑之變化、接收器與 發射器相對於彼此之移動、與熱雜訊。 降低LO 108之相位雜訊成因者的一個解決方式係設計 一射頻部分104，其具有良好的相位雜訊性能特性。然而 ，於射頻部分1〇4與基頻帶處理部分1〇6爲整合至一或多 個裝置(即晶片）之此種實施中，該種射頻部分104之設計 係困難且耗費成本，尤其是高階調變係運用時。 根據本發明之一個實施例，射頻部分1〇4之規格係放 寬，使得由LO 108所引入之相位雜訊11〇的某一量係可 接受。有利的是，根據一個實施例，由L0 108所引入之相 位雜訊110係由OFDM接收器1〇〇之基頻帶處理部分1〇6 所補償。因此，基頻帶處理部分106係運作以有效放寬該 射頻部分104之相位雜訊性能要求，此允許射頻部分1〇4 可設計以事前處理較差的相位雜訊性能。因此，射頻部分 __ 18 本、纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐)~' 一 ---------------------訂--------- C請先閱讀背面之注音？事項再填寫本頁} A7 545008 五、發明說明（（b ) 104係可更爲容易且不昂貴地實施。對於此等實施例之關 鍵係在於瞭解介於射頻部分104與基頻帶處理部分1〇6之 間的關係。一種典型的理論係可能爲最佳化設計射頻部分 104而且接著最佳化設計基頻帶處理部分1〇6。該種理論係 導致一個複雜且昂貴的射頻部分1〇4,其要求良好的相位 雜訊性能。即，由LO 108所引入之相位雜訊11〇係無須 進而修正並且係足以支援於指定調變之發訊。然而，隨著 g周變群集增大，例如由16-QAM而移動至64-QAM或至 256-QAM，則由LO 108所引入之相位雜訊的愈來愈少者 係可被容忍。否則，當運用較高階群集時，由L〇 1〇8所引 入之同樣的相位雜訊係更爲可能造成群集點之混亂。因此 ，隨著調變群集增大，射頻部分104之規格係逐漸變成更 爲嚴厲。因此，隨著群集複雜度增大，具有良好相位雜訊 性能之一射頻部分104係變爲更困難而且昂貴以實施。 然而，藉著放寬射頻部分104之要求，使得射頻部分 1〇4成爲相位雜訊110之成因，其反而可能造成群集點誤 差（可能造成一無法接受的符號誤差率），故一種較爲簡單 並且較不昂貴的射頻部分係實施。再者，有利的是，LO 1〇8之相位雜訊成因者(contributi〇n)係追蹤並且移除，藉著 運用其利用一種最大相似性估計器之一個導頻追蹤迴路於 接收器100之基頻帶處理部分106。因此，基頻帶處理部 分106係有效降低射頻部分104之L0 108的相位雜訊成 因者而無需該射頻部分104具有良好的相位雜訊性能。因 此’基頻帶處理部分106與射頻部分104係共同設計以提 ________19 _ 本、纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） --------------------訂--------- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) A7 545008 _______ B7______ 五、發明說明（^ ) 供一種整合式的OFDM接收器loo，其係更爲容易實施於 單一個裝置，且其可支援多種符號對符號之調變，諸如 MPSK或M-ary QAM，例如64-QAM或更高者之群集。 關於運用基頻帶處理部分106以有效降低射頻部分 104之LO 1〇8的相位雜訊成因者之特定技術的進一步細節 係敘述於下文。 接著參考第2圖，一例圖係顯示對於例如由第1圖之 〇FDM接收器1〇〇所運用於OFDM通訊中之IEEE 802.1 1-a 規範的PHY層資訊段結構。如圖所示者係一資訊段200， 其具有一前文202與一資料部分204。前文202包括一短 符號部分206與一長符號部分208，短符號部分206包括 10個短符號(h + o)，而長符號部分208包括2個長符號(ΊΠ 與T2)。資料部分204包括多個資料符號210 (亦稱爲 OFDM符號或簡單稱爲符號）。各個長符號乃與Τ2與各個 資料符號210均具有在其前端之一防護時間區間212。資 訊段200係亦稱爲一 ΡΗΥ層之資訊段或一種媒介存取控制 (MAC，medium access control)資訊段0 根據此等規範，前文202係選擇，其係相當適以快速 測量於通訊系統中之頻率誤差，但是係實質爲較不理想以 供測量訊號到達之精確時間。如同眾所週知於此技藝中’ 短符號部分206係運用於訊號偵測、多樣變化選擇、粗略 的頻率偏移估計、以及時序同步化。長符號部分2〇8係運 用於頻道估計、以及精細的頻率偏移估計。跟隨在前文 202之後，各個OFDM符號210係由一組適當時窗(time- ____20 β氏張尺度適用中國國家標準~(CNS)A4規格（210 X 297公爱7 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂---------線一 A7 545008 __B7_ 五、發明說明（β ) windowed)的調變子載波（例如正弦波）與一防護時間區間 212所組成。如同眾所週知於此技藝中，此防護時間區間 212係運用以允許通訊頻道暫態可在傳送下一個OFDM符 號210之前而衰減。根據IEEE 802.1 1a規範，此防護時間 區間212係0.8微秒，而符號210之長度係3.2微秒。注 意，於長符號部分208之防護時間區間係二倍於在各個資 料符號210之前的持續時間，即1.6微秒。根據 HiperLAN2規範，防護時間區間212係可選擇爲介於0.-4 微秒與0.8微秒之間，而符號210之長度係3.2微秒。如 此，防護時間區間212係夠長，以使得所傳送符號210之 所有反射爲在下一個OFDM符號210之傳送前而適當降低 〇 如同眾所週知於IEEE 802.1 1a或HiperLAN2波形，無 論是資料符號210或長符號几與T2的一者之各個符號均 包括48個資料，其容有子載波與並未傳送資料之埋藏於訊 號內的複數個導頻子載波(亦稱爲“導頻音(pilot tone)”或 簡稱爲導頻者（pilot)”），例如於IEEE 802.1 1a或 HiperLAN2波形中之4個導頻者。根據IEEE 802.1 1a規範 ，此等導頻者係佔有各個符號之子載波位置±7 與±21 。 如此，導頻者之相位行爲係精確已知，除了頻道相關受損 情形與LO雜訊之外。由於加諸於此等導頻音之相位雜訊 係爲其加諸於所有子載波之相同的相位雜訊，藉著相位追 蹤此等導頻者係可能將L0相位雜訊減輕許多。然而，由 於在OFDM接收器輸入之有限訊號雜訊比(SNR)係亦成爲 _____21_ 衣紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） "" ' (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

I I I ----^ . -------I A7 545008 _____^____ 五、發明說明（1 ) 對於所有子載波之相位雜訊的成因，該種追蹤演算法之有 效雜訊頻寬係無法作成任意大。反之，該種追蹤演算法之 頻寬係基於介於LO相關相位雜訊抑制與歸因於有限輸入 SNR的額外雜訊之間的一個折衷。 根據本發明之一個實施例，於長符號部分208之長符 號乃與T2，複數訊號測量係針對各個導頻音而取得’並且 係儲存於直角座標形式而作爲對於MAC資訊段200之各 個導頻音的個別導頻參考點。接著，一導頻追蹤迴路之一 導頻相位誤差計量係處理對於各個後續資料符號210之所 有導頻者的複數訊號測量以及導頻參考點，以產生目前 OFDM資料符號之合計相位誤差的一估計，其爲相較於在 MAC資訊段200之開端的實際相位。導頻相位誤差計量係 基於一種最大相似性估計理論，其關於導頻者之複數訊號 測量以及導頻參考點係如何結合。有利的是，此實施例係 估計該資料符號之合計相位誤差而無須明確計算於長符號 部分208之中的個別導頻者之振幅與相位、或者計算各個 資料符號210之個別導頻者的振幅與相位。之後，目前資 料符號之合計相位誤差的估計係接著反饋通過一迴路濾波 器，並且係運用以旋轉進入的基頻帶IQ訊號之相位而針對 於後續OFDM資料符號，使得其將係以改善的相位誤差而 被接收。此在導頻相位誤差計量中之基於最大相似性估計 的理論係偏離於習用方法之一變更者，其追蹤資料符號之 導頻合計而並非僅僅追蹤資料符號之複數個導頻者的最強 者。因此，最大相似性導頻相位誤差計量係補償OFDM接 ______22_ 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂---------線一 A7 545008 ________ —_ B7___ 五、發明說明（/) 收器之射頻部分之不佳的相位雜訊性能。最大相似性計量 之一個固有的副產物(by-product)係在於，其亦使得對於整 體考量之導頻符號的有效SNR爲最大化。額外的SNR係 •允許藉著此等揭示技術之L0相位雜訊的較大抑制。該種 最大相似性公式化係自動調整由各個導頻者所作成之有效 成因者，即使是於存在頻率選擇性衰落(fading)時係可能送 出最低方差(variance)相位誤差估計。 接著參考第3圖，一作用方塊圖係顯示第1圖之 OFDM接收器的基頻帶處理部分之一導頻追蹤迴路300, 其利用基於根據本發明一個實施例之用以估計OFDM資料 符號的相位誤差之一種最大相似性估計理論的一導頻相位 誤差計量。如圖所示者係進入訊號Π6 (其可爲例如一基頻 帶訊號或一 IF訊號）、一相位旋轉器302、一 FFT 304 (快 速傅立葉變換，其可槪括稱爲一 “傅立葉變換”）、具有位 置A (實線)與位置B (虛線)之一開關306、一參考點儲存 器308、一導頻相位誤差計量310、一虛擬隨機導頻調變產 生器312 (下文稱爲一 PN導頻調變產生器312)、一迴路濾 波器314、一總和器318、一粗略及精細頻率估計訊號320 、與一 NC0 316 (數値控制振盪器，其可槪括稱爲一“振 盪器”）。 進入訊號116係輸入至相位旋轉器302。相位旋轉器 302係耦接至FFT 304，其係耦接至開關306。於位置A， 開關306係耦接至導頻參考點儲存器308，其係耦接至導 頻相位誤差計量310。於位置B ’開關306係直接耦接至 23_ — 木紙張尺度適用由國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂--------- A7 545008 __ _ B7 ____ 五、發明說明（ >丨） 導頻相位誤差計量310。PN導頻調變產生器312係亦耦接 至導頻相位誤差計量310。另外，迴路濾波器314係經由 總和器318而耦接該導頻相位誤差計量310至NCO 316， 且NCO 316係耦接回到相位旋轉器302。總和器318係總 和該迴路濾波器314之輸出與該粗略及精細頻率估計訊號 320，且然後係輸出至NCO 316。 於作業中，導頻追蹤迴路300 (亦稱爲一相位鎖定迴路 )係運用以追蹤對於各個符號之所有的複數個導頻者之相位 變化，藉以修正或最小化對於後續的資料符號之相位誤差 ，其係相對於例如於該前文期間所測量之參考點。初始時 ，導頻追蹤迴路係決定對於個別的導頻者各者之參考點， 由於所接收導頻者之振幅與相位係全然未知並且係可能歸 因於多路徑與到達時間而爲變化於各個符號內之不同導頻 者。於一個實施例中，OFDM前文波形之長符號凡與T2 的導頻者係運用以決定參考點。如此，當進入訊號116之 長符號係通過相位旋轉器302,其相位係由於導頻追蹤迴 路爲尙未致動(即開關306爲於位置Α)而並未改變。於前 文之長符號部分中，一頻道估計係由FFT 304所作成並且 儲存，例如對於各個導頻者之複數訊號測量I+jQ係於FFT 304所引出並且儲存於參考點儲存器308。對於各個導頻者 之參考點係以直角座標形式而儲存爲叫與(其中k=0，l，2 與3)，其分別代表對於各個導頻音之I (in-phase，同相)與 Q (quadrature,正交)値。於此時間(即當開關306爲於位置 A)，NCO 316係預設爲適當的初始條件而且迴路濾波器 _____24 __ 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐Ί~~ ' (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -------訂--------•線 545008 A7 -----------B7___ 五、發明說明 314之更新係被禁能。 在導頻參考點叫與^係運用;FFT 304而對於各個導頻 者所決定之後，進入訊號116之後續資料符號係由FFT 304所一次處理一個。開關3〇6現在係移動至位置b，其 致動該導頻追蹤迴路。對應於目前資料符號的各個導頻者 之FFT 304的輸出(即複數訊號測量)係輸入至導頻相位誤 差計量310，其係基於一種最大相似性估計理論，運用資 料符號之各個導頻者，相較於對於各個導頻者之個別儲存 的參考點uk與Vk。導頻相位誤差計量310之結果係於個別 的資料符號之一合計相位誤差計量。如同先前所述，於此 實施例中，導頻相位誤差計量310係有利運用所有的導頻 者以產生其估計。重要的是，各個資料符號之所有導頻者 係追蹤以減輕於OFDM資料符號之頻率範圍的頻率選擇性 衰落之影響。 迴路濾波器314係基於導頻相位誤差計量310之輸出 而更新。由於導頻相位誤差計量310與迴路濾波器314係 追蹤相當小的頻率，（得自於在OFDM接收器之另一部分 的前文之長符號中的頻道估計處理之)粗略及精細頻率估計 訊號320係於總和器318而與迴路濾波器314之輸出爲總 和。因此，迴路濾波器314係接著調整NCO 316，其致使 相位旋轉器302以將該進入訊號116其相位去旋轉以保持 合計相位誤差爲儘可能低。迴路濾波器314、總和器318 以及NCO 316係均爲眾所週知的構件，其可見於如同習知 於此技藝中之諸多的相位鎖定迴路。 25 _ - ----- - _ 衣紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公爱） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -------訂---------一 A7 545008 ____B7 _ 五、發明說明（Vl ) 另外，如同眾所週知，PN導頻調變產生器312係提供 虛擬隨機數目序列，以移除被施加至各個導頻音之隨機的 BPSK (binary phase shift keying，二進制相位變換調變)調 變，如同給定於IEEE 802.1 1a規範。 導頻追蹤迴路300包括其用以接收該進入訊號116且 將其相位去旋轉之相位旋轉器302、開關306、參考點儲存 器308、導頻相位誤差計量310、迴路濾波器314、以及 NCO 316，且同時有利地運用FFT 304，其係於OFDM接 收器內爲所需。亦可注意的是，於此實施例中，相位旋轉 器302係設置在FFT 304之前，使得相位誤差係在FFT 304作業之前而修正。當進入訊號116包含一 IF訊號時， 相位旋轉器亦將此IF訊號轉換爲一基頻帶訊號或一基頻帶 I/Q訊號。因此，無論該進入訊號116係一基頻帶訊號或 一 IF訊號，相位旋轉器之輸出係爲一基頻帶訊號。 接著參考第4圖，一作用方塊圖係顯示第3圖之導頻 追蹤迴路的導頻相位誤差計量，其係基於根據本發明一個 實施例之最大相似性估計。如圖所示，導頻相位誤差計量 31〇包括多工器402與404、一最大相似性相位誤差/加權 處理器406、一品質估計器408、一相位誤差估計器410、 與一隨機導頻調變移除412。亦於圖中顯示者係PN導頻調 變產生器312與參考點儲存器308，其包括一 Uk儲存器 414與一 Vk儲存器416。來自對於OFDM資料符號之個別 導頻者的FFT 304之輸入I與Q取樣係顯示爲對於導頻#〇 之訊號418與420、對於導頻#1之訊號422與424、對於 ___ 26___ 木紙張尺度適用中國國家標準"(CNS)A4規格（210 x 297公釐1 " 一 --------------------訂---------線 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) A7 545008 __B7__ 五、發明說明（ytp) 導頻#2之訊號426與428、以及對於導頻#3之訊號430與 432 〇 同樣地，隨著進入的基頻帶訊號之長符號部分係由 FFT所處理，對應於長符號之四個導頻者的頻率框倉(bin) 係儲存爲1^與vkK uk儲存器4丨4與vk儲存器416之內， 其中k=0，l，2與3。因此，uk與vk係以直角形式之對於各 個導頻者的複數訊號測量，其代表對於四個導頻者（導頻#〇 、導頻#1、導頻#2與導頻#3)各者之於IQ空間中的參考點 。此等導頻參考點係儲存以運用於最大相似性相位誤差/加 權處理器406。 來自FFT作業之資訊係可表示爲Ak(第k個導頻子載 波之振幅)與Θ k(第k個導頻子載波之相位）。若OFDM符 號子載波之不連續的性質係忽略，第k個導頻音係可表示 /Ρ7» . 爲· rk{t) = Aksk{t)ej6k{t) +nk(t) 式⑴ 其中rk⑴係所接收之訊號，Sk⑴係所發射之訊號，且nk(t) 表示其具有二側功率頻譜密度爲NV2W/HZ之複數高斯雜 訊。因此，對於一給定OFDM符號與導頻音之帶有導頻 (pilot-beadng)的OFDM符號列之初始者係表示爲： rk (〇) = Ask (0)ejdki〇) + nk (0) = uk^ jvk 式⑺ 接著，在已經儲存該等參考點之後，該導頻相位追蹤 迴路係致動，例如第3圖之開關306係移動至位置B。於 MAC資訊段之後續的資料部分中，各個係於該資訊段 (frame)結構之各個不同資料符號爲隨時間而變化。一般而 ______Z7_ 一 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格（210 X 297公釐) " '^ (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂---------線一 A7 545008 五、發明說明（νζ) 言，係期望以追蹤具有一較大振幅之導頻者’因爲其爲較 不受到接收頻道之附加的高斯雜訊所影響，而且接近頻率 選擇性的頻譜零値(null)之頻道相位係將爲不規律。因此， 取樣追蹤迴路係追蹤來自對於各個導頻者之資訊段結構開 端的參考點相位之標稱的導頻子載波相位偏離。 如此，導頻追蹤迴路係致動而且來自對應於各個後續 資料符號之個別導頻者#〇至#3各者的FFT之複數訊號測 量(I與Q)係耦接至多工器402與404之個別者，其係輸入 至最大相似性相位誤差/加權處理器406。所注意的是，導 頻參考點係以直角座標形式而儲存爲叫與vk，且該等導頻 參考點各者之振幅與相位係並未實際計算。亦注意的是， 對於在其餘資料組接收中之相同導頻音的同相與正交項之 後續逐個資料符號的複數訊號測量係標示爲11^與Qk，m， 其中m係資料符號時間索引。舉例而言，來自對於各個資 料符號之FFT作業的Ik，m値係耦接至多工器402，而來自 對於各個資料符號之FFT作業的Qk，m値係耦接至多工器 404。多工器402與404係作用以緩衝Ik，m與（^^値至最大 相似性相位誤差/加權處理器406。因此，最大相似性相位 誤差/加權處理器406係一次串行處理一組的Ik，m與（^旧値 ’使得冗餘閘係無須同時並行執行該等步驟於最大相似性 相位誤差/加權處理器406。 在資訊段之起始的各個導頻子載波之初始相對相位係 可大爲移除，藉著將式（1)之rk⑴對於t>0而修正爲： rmk(t) = rk(t)e-J^0) 式（3) _______28_______ 木紙張尺度適財關家標準(CNS)A4規格（210 X 297公爱) ' (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂---------% 545008 A7 B7 2πσ' 2σλ 五、發明說明（ 其中mik(t)表示在對於該前文長符號部分中之特定導頻者 的相位初始估計之移除後的第k個導頻者。代入式（3)於式 ⑴： nk (〇 = rmk (〇 - Aksk {t)ej[9k{t)~dk{0)] 式⑷ = rmk(t)-Aksk(t)eJ(pe(n 其中(^^係相對於導頻參考點之資料符號的第k個導頻者之 實際導頻相位誤差，其係並未明確計算而是假設對於一給 定資料符號的所有導頻者爲均相同。於OFDM波形中， MAC資訊段時間持續期間係故意選擇以使得頻道特性對於 個別的MAC資訊段係變化極小。是以，對於一特定MAC 資訊段係假設|AkSk(t)|=Ak，即爲一個常數。因此，儘管個 別的導頻者之振幅係可爲彼此不同，來自不同符號之各個 導頻者的振幅(Ak)係將於MAC資料段期間爲保持近乎固定 値。由於此個實施例之導頻追蹤迴路係主要追蹤相位而並 非訊號振幅，於訊號振幅之某誤差係爲可接受。 對於個別的雜訊取樣nk之機率密度函數係給定爲： 〆/(〜) =exp{- 式(5) 其中nk。與nks係第k個框倉雜訊取樣nk之實部與虛部，且 σ係高斯雜訊之標準偏差。藉著計算自該式（5)之對數(log) 相似性函數並且接著將其最大化，對於一資料符號之實際 導頻相位誤差β的最大相似性估計器係給定爲： ktanH-二一4 式（6) 29 本纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（21〇 x 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂---------線康 A7 545008 Η_______- 五、發明說明（4 ) 其中彡係一資料符號相對於其關於該資料符號所有導頻者 的參考點之合計導頻相位誤差的估計。 槪括而言，總和Σ4係將爲近乎等於一個常數’歸因 k 於其係在基頻帶處理部分中的A/D轉換器之前的自動增益 控制（AGC，automatic gain control)作用。若接收頻道係平 的(即並未發生頻率選擇性衰落），則Ak項係將均具有同一 値，且式（6)係變爲正統的最大相似性估計器，其係常見於 載波相位。 於直角座標形式而非極座標形式，對應於第m個資料 符號之第k個導頻者的複數訊號測量係表示爲： rk，m=h、m”Qk，m 式⑺ 其中k=0，l，2與3。對於第k個導頻者的相位旋轉係必須施 加以移除相位自.變數(argument)，如由頻道估計處理所計算 (例如叫與vk之儲存），該相位旋轉係可表示爲： e^,(〇) 式（8) +νί 其中係見於式（3)。因此，對於第m個資料符號之 rmk，m成爲： 气厂(L+瓜式（9) 其中rmk，m表示在相位初始估計之移除後的第k個導頻者之 訊號測量，其係並未明確計算。 根據基於最大相似性估計理論（其追蹤0FDM資料符 號之所有導頻者）之此個實施例，式（9)之各個導頻訊號成 因者(contribution)係接著由第k個導頻者之訊號振幅Ak所 ________30 _______ 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) I Hi n n n - —*、I ϋ I n in i A7 545008 ___—- __B7 _ 五、發明說明（β) 加權。即使振幅Ak係隨時間而變化，其一般並非爲變化於 該MAC資訊段之持續時間，使得Ak⑴爲近似於在MAC 資訊段之起始處的Ak測量，例如自該長符號持續時間之參 考點uk+jVk。因此，欲加權至該等導頻成因者之各者的振 幅係給疋爲· = 式（10) 將式（9)乘以式（1〇)，Aknnk，m係一複數訊號，其給定爲

Akrmk,m JrVkQkA+ M kQk^m ~VkIk,m\ 式 UO 總和對於k個導頻者之複數訊號Akrmk，m各者係產生其 一同關注一資料符號之所有導頻者的一個複數合成訊號， 且係給定爲： XA^rm^ =Σ[(^7^ ^VkQk,m)+j(UkQk,m 式（12) k=Q k=0 因此，基於式(6)，對於第m個資料符號之合計相位誤 差估計係^係對於所有導頻者一同之複數合成訊號的自變 數(argument)，，其係以數學式表示爲： k=0 K 式（13) V^=〇 y 可注意的是，式（13)係須調整以處理於該資訊段中之 導頻子載波的隨機雙相位調變；然而，於式（13)之量係其 由導頻相位誤差計量所產生之估計，且係進而更爲詳細顯 示於如下之式（14)。 複數合成訊號之自變數(例如式（13))係由相位誤差估計 器410所決定，且係基於式(6)之最大相似性估計理論，其 _ _ 31_ ^紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公爱^ " " " (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂·--------線 545008 A7 五、發明說明（叫） 係重新改寫於以下之式（I4)至式（16)。較佳而言，運用一種 基於核性之反正切（cordic-based arctangent)方法於相位誤差 估計器410之複數合成訊號的實部與虛部，相位誤差估計 器410之輸出係由式（14)所給定。於替代實施例中，利用 小角度近似法於相位誤差估計器410之內，式（14)係可己欠 式（14) 式(15) 式(16) 其中t係第m個資料符號之合計相位誤差，其相對於在該 OFDM MAC資料段的起始之導頻參考點。因此，最大相似 性/加權處理器406係計算於式（14)至式（16)之分子與分母 的量，而式（14)至式（16)之量之係決定於相位誤差估計器 410。於式（14)至式（16)之分子與分母的量係加權平均以產 生合成(composite)的I與Q訊號，其代表相較於在該資訊 段起始所測量的參考點之現有資料符號導頻者的偏差。 藉著AGC之存在以及對於一資料符號之實際導頻相位 誤差<9係將由導頻追縱迴路而保持爲小之事貫’將可滿足 以運用小角度近似法並且僅運用式（6)之分子部分以作爲導 ___32 _____ 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 x 297公t ) 換爲式（15)與式（16): 3 ~Vkh,n +VkQk,m) k=Q _ J]{UkQk,m-VkIk,m) k=0 + VkQk,n ,k=0Y,iUkQk,m k=QΣ (〜 k=0 h，m+VkQ ‘ k,m y (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂---------線座 545〇〇8 A7 ^^ --^----- 五、發明說明（丨。） 頻音相位誤差計量： 4 = 式（17) k 同樣地，注意的是，所施加至OFDM發射器之導頻者 的隨機雙相位調變係由隨機導頻調變移除412而移除，隨 機導頻調變移除412係運用一虛擬隨機序列，其係習知爲 來自PN導頻調變產生器312之一先前者(prion)。因此， 隨機導頻調變移除412之輸出係已處理資料符號之合計相 位誤差，即之。 如前文所述，多工器402與404係緩衝其爲接收自 FFT作業之符號的各個導頻者之I與Q取樣。因此，當最 大相似性相位誤差/加權處理器406係計算式（14)至式（16) 之分子與分母，其係於一次僅僅處理一個導頻者。此舉係 降低於一個晶片中所實施之設計的整體閘計數。然而，注 意的是，於其他實施例係可運用冗餘的閘以取代多工器 402與404。另外，爲了簡化，執行於最大相似性相位誤差 /加權處理器4〇6之內的所有計算係進行於直角座標形式而 並非於極座標形式。

如上所示，有利的是，導頻相位誤差計量310並未實 際計算個別的導頻參考點之振幅或相位，且並未計算各個 後續資料符號之個別的導頻者之振幅與相位。同理’導頻 相位誤差計量310並未實際計算相較於各個導頻參考點之 各個資料符號的個別導頻者之相對相位誤差。導頻相位誤 差計量310係有利地運用預先訊號偵測結合技術，以結合 被運用作爲導頻參考點之導頻者的複數訊號測量(來自FFT __33___ 本紙張尺國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公f (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ----訂--------- A7 545008 ______B7_____ 五、發明說明（Μ ) 作業)與各個後續資料符號之導頻者的複數訊號測量，使得 一個複數組合訊號係產生在訊號偵測之前。此複數組合訊 號係代表相對於導頻參考點之第m個資料符號的導頻者之 合計的一加權後的導頻相位誤差°因此’最大相似性相位 誤差/加權處理器406係決定對於式（14)之分子與分母的組 合訊號。 再者，相位誤差估計器410係藉著計算於式（14)之反 正切項（arctangent)而執行訊號偵測，以得到對於第m個資 料符號的合計相位誤差。因此，藉著有利地在相位誤差估 計器410之訊號偵測前而結合於最大相似性相位誤差/加權 處理器406之複數訊號測量，約略爲l〇l〇gi〇n (其中之η係 導頻者之數目）之一處理增益係實行以相較於執行訊號偵測 於資料符號之各個導頻者而且接著將其平均以得到資料符 號之合計相位誤差，例如於4個導頻情形之約略爲6dB。 換言之，於個別導頻者之訊號偵測係將共計以估計該資料 符號之各個導頻者的振幅與相位，藉以決定對於各個導頻 者之一相位誤差，並且接著平均該等相位誤差以決定對於 整個資料符號之合計相位誤差。因此，於一個實施例中， 導頻相位誤差計量310係執行預先訊號偵測結合。 另外，如上所述，相位誤差估計器410係決定合計相 位誤差穴之相位角度或發出訊號之相位雜訊，其一潛在的 大部分者係歸因於OFDM接收器之射頻部分的LO之相位 雜訊成因者。一種較佳理論係運用一種基於核性之反正切 方法(參閱式（14))，且一種替代理論係運用一種小角度近似 ——--__34__ 木纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) II----訂·-------I *5^ A7 545008 ______Β7__ 五、發明說明（Ρ) 法（參閱式（16))。基於核性之反正切理論係不需大位元-寬 度之乘法，而僅爲移位以及相加。小角度近似法係應較基 於核性之反正切理論爲快速，但是其涉及大位元-寬度之乘 法或除法而且係較易患於數値動態範圍之困難度。 於一個實施例中，基於核性之反正切（cordiobased arctangent)理論係實施以使得核性反覆（cordic iteration)爲 執行介於8與15次之間。基於核性之反正切方法係眾所週 知於此技藝中，因此係無須進一步之解說。 因此，導頻相位誤差計量310係有利提供一種基於最 大相似性估計之理論，針對相對於OFDM符號之所有導頻 者的導頻參考點之導頻相位誤差。根據一個實施例，重要 的是欲追蹤所有的導頻者，以降低跨於OFDM符號之頻率 選擇性衰落的影響並且降低估計器之方差。舉例而言，隨 著頻道條件（狀態）改變，對於所有導頻者的相位係可能並 非爲變化一致。單一個導頻者可能具有最強之SNR (例如 最大之振幅）且其相位係隨符號改變而顯著變化；然而，其 他的導頻者之相位係可能隨符號改變而維持不變或者僅爲 稍微變化。此等其他的導頻者係亦可持續具有相較於該最 強導頻者振幅之一較低的振幅。如此，歸因於頻率選擇性 衰落，最強導頻者係無法準確反映出整個OFDM資料符號 之相位特性。然而，藉著追蹤並且執行運用所有導頻者之 一種基於最大相似性的估計，跨於OFDM符號之訊號相位 的一較爲準確圖像係估計，以使得歸因於多路徑與亦爲由 OFDM射頻部分的L0所引入之相位成因者係可最小化。 _35____ _ 衣纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂---------線· A7 545008 五、發明說明（A ) 再者，藉著保持相位誤差爲最小化，將係可能運用例如 64-QAM或256-QAM之較高階調變而並無嚴重之性能降級 。所注意的是，本發明之數個實施例係將降低對於諸多符 號對符號之調變(諸如MPSK與M-ary QAM)的此相位誤差 〇 更爲有利的是，此實施例之最大相似性計量之一個固 有的副產物係在於，其亦使得對於整體考量之導頻符號的 有效SNR爲最大化。額外的SNR係允許增強之相位雜訊 追蹤，並造成LO相位雜訊之較大抑制。 另外，品質估計器408係計算該導頻追蹤迴路之品質 的一個測量，其係於OFDM接收器之訊號處理的其他場合 爲所需。一個方便的測量係存在於各個符號之4個導頻子 載波中的總功率，其係給定爲： pT=ik^i] 式(18) k=0 注意，品質估計器408係可與最大相似性相位誤差/加 權處理器406爲整合。 可注意的是，式（12)至式（16)與式（18)係特定針對一個 具有4個導頻者(k=〇，l，2,與3)之一波形；然而，此等方程 式可係以表示爲^之總和項而更爲槪括撰寫爲針對具有η 個導頻者之一波形。 接著參考第5圖，一圖係顯示說明LO相位雜訊成因 者對於(vs.)頻率偏移(Hz)，其爲並未運用導頻追蹤、以及 運用根據第3與4圖的實施例之導頻追蹤。曲線502係代 ___ 36 _______ 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂---------線一 A7 545008 五、發明說明（# ) 表不具有合成於4GHz之導頻追蹤技術的LO相位成因者 頻譜。注意，第5圖之曲線圖並未包括頻道附加的高斯雜 訊。舉例而言，估計的是，於射頻部分係高度整合時之一 個實施例中，在一自由運轉於晶片上(free running on-chip) 之VC0的可達成相位雜訊性能係可爲近乎在10 kHz偏移 之-78 dBc/Hz。因此，以IEEE 802.1 1a波形，其干擾各個 子載波之整合相位雜訊係爲2.7度之均方根値的規模，其 對於64-QAM與以上者係爲過量。一般而言，根據一個實 施例，於一自由運轉於晶片上之VCO的可達成相位雜訊性 能係大於約爲在10 kHz偏移之-80 dBc/Hz。此外，於一個 實施例中，所注意的是，·相位雜訊係存在於發射器與接收 器端，且在大於1.5度之均方根値以上者，其干擾在接收 器端之各個子載波的整合相位雜訊係變成對於64-QAM通 訊爲過量。 曲線504係代表具有上文所述實施例的導頻相位追蹤 之射頻部分的LO相位雜訊成因者頻譜，俾使相位雜訊成 因者係大爲降低，尤其是於較低頻率偏移。因此，所估計 的是，干擾各個子載波之整合的相位誤差係可實質改善， 實際量係爲訊號群集型式與現行頻道SNR之一個函數。 接著參考第6圖，一個流程圖係顯示針對根據本發明 一個實施例之導頻相位誤差計量所實行的步驟。初始，導 頻參考點係針對OFDM波形之各個導頻子載波而決定（步 驟602)。此等參考點叫與vk係於IQ空間內的複數參考點 ’其代表個別的導頻者，且於一個實施例中係藉著取得對 ____________________: 37 衣纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐) " (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂.-------I - A7 545008 五、發明說明（W) 於ΙΕΕΕ802.1 1a波形之前文的長符號部分之各個導頻者的 FFT作業之輸出而決定。因此，此等導頻參考點係接收於 第3圖之導頻相位誤差計量310。此係執行於當第3圖之 導頻追蹤迴路爲並未致動時，舉例而言，第3圖之開關 306係於位置A。接著，此等參考點係儲存(步驟604)，例 如儲存於第3與4圖之參考點儲存器中。 於另一個實施例中，導頻參考點係可得到，藉著取得 在MAC資訊段之資料符號部分(例如第2圖之資料部分 204)之內的一特定資料符號(例如第2圖之資料部分204)之 導頻者各者的FFT作業輸出，而並非來自該前文之長符號 部分。於某些實施例中，資料部分之長度係可較於IEEE 802.1 1a規範中所指明者而於持續期間爲顯著較長，且可能 需要得自於該資料部分內之新的導頻參考點。舉例而言， 在該情形時，於資料部分之中端或者接近末端的資料符號 之相位係可相對於在前文內所測量的導頻參考點而爲相當 不同。因此，係可期望以得到由在一 MAC資訊段之資料 部分內的位置處之新的導頻參考點，以比較對於後續的資 料符號之導頻者。因此，導頻參考點係可藉著運用自該前 文之符號的導頻者或自一 MAC資訊段之資料部分中之符 號的導頻者而得到。 接著，隨著OFDM MAC資訊段之後續的資料符號係 進入OFDM接收器之基頻帶處理部分，導頻追蹤迴路係致 動(例如第3圖之開關306係目前爲於位置B)。如此，複 數訊號測量係對於一後續資料符號(更爲槪括而言爲一後續 _____38____ 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

n n n n ϋ n n 一OJ4 n .1 n ί i n n I A7 545008 -------B7____ 五、發明說明（4 ) 的符號）之複數個導頻者各者的FFT作業而決定(步驟606) 。於一個實施例中，此等複數訊號測量係接收於第3圖之 導頻相位誤差計量。此舉係藉著取得對應於個別的導頻子 載波之FFT作業的頻率框倉之輸出而達成。 接著1 ’導頻相位誤差計量係執行預先偵測結合並且計 算對於後續資料符號之各個導頻者的一個複數訊號，基於 導頻參考點與對於後續資料符號之導頻者的複數訊號測量( 步驟608) °舉例而言，對於後續資料符號之各個導頻者的 複數訊號係由式（11)所給定。接著，該等複數訊號係總和 以產生一個複數組合訊號(步驟610)。舉例而言，對於後續 資料符號之複數組合訊號係表示於式（12)。所注意的是， 導頻相位誤差計量係確實處理向量，因此在此時係並未實 際決定相位，即，訊號偵測係尙未發生。 接著’對於後續的資料符號之合計導頻相位誤差係估 計(步驟612)。此估計係藉著決定該複數組合訊號之自變數 (argument)而得到，例如給定於式（13)。該複數組合訊號之 自變數係爲如同由第4圖之相位誤差估計器410的式(6)所 導出而決定，且係可運用一種基於核性之反正切理論(參閱 式（14))或一種小角度近似理論(參閱式（15)與式（16))而達成 。注意，訊號偵測係發生於步驟612，例如以反正切運算 。因此，步驟602至612係應用一種基於最大相似性估計 之一導頻相位誤差計量，其爲有利追蹤對於〇FDM波形之 各個資料符號的所有導頻者。 可注意的是，此估計係必須修正以移除存在於導頻者 __ 39 ;紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公餐） ----- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -----訂---------線 A7 545008 ________B7 ____ 玉、發明說明（η ) 之虛擬隨機調變。舉例而言，此係於第4圖之隨機導頻調 變移除412而移除，其運用PN導頻調變產生器312。 接著，合計相位誤差之估計係運用以修正導頻追蹤迴 路，且步驟606至614係重複直到MAC資訊段之結束(步 驟614)。此係藉著更新第3圖之迴路濾波器314而達成’ 其調整第3圖之NCO 316。NCO 316係致使第3圖之相位 旋轉器302爲將進入的基頻帶訊號116去除旋轉，以使得 後續訊號（例如後續的資料符號）之相位誤差爲最小化。步 驟606至614係以一種反覆（iterative)方式針對後續的 OFDM資料符號(或槪括稱爲後續OFDM符號)而重複。 於一個實施例中，步驟602、606、608與610係由第 4圖之最大相似性相位誤差/加權處理器406所執行。步驟 612係由第4圖之相位誤差估計器410所執行。方便而言 ，最大相似性相位誤差/加權處理器406之所有計算係均執 行於直角座標形式以簡化實施。 第6圖之步驟係典型實行爲一組指令，其係執行於針 對最佳化計算速度之專用硬體或者於藉著運用一處理器或 其他機器以執行指令而達成給定步驟之軟體中。理想而言 ，第6圖之步驟係藉著一 OFDM接收器之基頻帶處理部分 的導頻追蹤迴路所實行，其具有一導頻相位誤差計量並且 利用OFDM接收器之FFT作業(運算）。另外，OFDM接收 器之基頻帶處理部分與射頻部分係可整合於一或多個裝置 或者晶片上。 接著，槪括參考第3圖之導頻追蹤迴路30〇 ’於作業 __ 40 ____ 衣紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -------訂---------線 A7 545008 五、發明說明（J) 中並且根據一個實施例，FFT 304係必須在其開始處理之 前而等待接收一給定資料符號之所有取樣。之後，FFT 304 係處理該等取樣以產生複數訊號測量，其係輸入至導頻相 位誤差計量310。接著，導頻相位誤差計量310係處理此 等複數訊號測量，如同參照第4至6圖所述。一旦該合計 相位誤差之一估計係得到，迴路濾波器314係更新，其致 使NCO 316調整該相位旋轉器302以使得對於後續資料符 號之相位誤差爲最小化。因此，除了必須等待在FFT 304 可開始處理前之各個後續資料符號的整個3.2微秒長度之 外，所估計的是，於FFT 304與導頻相位誤差計量310之 總處理延遲係大約另一個3微秒。大約6微秒之此整體延 遲係負面影響該導頻追蹤迴路300之可允許的閉迴路頻寬 〇 歸因於此延遲，根據第3圖之導頻追蹤迴路的一個實 施例之最佳化暫態響應性能（即於僅有二個取樣之死拍 (dead-beat)響應）係發生在當選擇ωηΤ=1以及阻尼因數【 =0.75。此選擇係亦相當於取樣控制導頻追蹤迴路中之可達 成的最大閉迴路頻寬。舉例而言，對於(IEEE 802.11a與 HyperLAN2規範之)250 kHz的OFDM符號率，最大的閉迴 路頻寬係大約40kHz。儘管此追蹤迴路頻寬係足以追蹤並 且降低於小頻率偏移之本地振盪器相位雜訊，其係太小而 無法幫助降低於較大頻率偏移之本地振盪器相位雜訊，例 如於100 kHz範圍之頻率偏移，如於以下之第7圖所示。 簡單參考第7圖，一例圖係說明如第i圖所示的導頻 尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格（210 X 297公釐) " "" (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

I n —J _ _ _ _ -n n ϋ n·- n-· n «1·«— an ·ϋ «ϋ m *Βϋ I A7 545008 ____B7__ 五、發明說明（1 ) 追蹤迴路之閉迴路轉移函數。LO相位雜訊轉移函數704與 導頻追蹤迴路相位雜訊轉移函數702係說明，當更新率爲 250kHz (即1/4.0微秒）、且當選擇ωηΤ=1 (即ωη爲大約 13.9 kHz)以及一阻尼因數Γ =〇·75，其相當於40kHz之一 最大閉迴路追蹤頻帶寬度。注意的是，此例圖並未包括附 加的高斯雜訊。如圖可見，於大約40kHz之一頻率偏移， 由於對於此最佳化的暫態響應之增益邊限(margin)係僅爲大 約 2.5dB， 接著參考第8圖，一作用方塊圖係顯示第1圖之 OFDM接收器的基頻帶處理部分之一導頻追蹤迴路，包括 一導頻相位誤差計量，其利用根據本發明另一個實施例之 對於OFDM資料符號的相位誤差之一種最大相似性估計器 。圖中所示者係進入訊號116、相位旋轉器302、一基頻帶 訊號810 (其係由相位旋轉器302所輸出）、一循環字首移 除802、FFT 304、與一頻道估計器804。亦顯示者係一導 頻相位追蹤迴路806 (其包括相位旋轉器302)、一導頻相位 誤差計量808 (亦稱爲相位誤差計量）、迴路濾波器314、總 和器318、粗略及精細頻率估計訊號320、以及NC0 316 。亦顯示者係PN導頻調變產生器312。 進入訊號116係輸入至相位旋轉器302。如上文所述 ，進入訊號116係可爲一基頻帶訊號或一 IF訊號。相位旋 轉器302之輸出(即基頻帶訊號810或基頻帶I/Q訊號)係 耦接至循環字首移除802與導頻相位誤差計量808。循環 字首移除802之輸出係耦接至FFT 304，其係耦接至頻道 ___42 ___ 衣紙H度適用中國國家標準(CNS)A4規格（210 X 297公爱Ί ' (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂---------線一 A7 545008 五、發明說明) 估計器804。所注意的是’於某些實施例中，循環字首移 除802係出現在相位旋轉器302之前，使得相位旋轉器 302之輸出係直接耦接至FFT 304。因此’循環字首移除 8〇2係爲一種選用式之作用構件，其係以虛線所顯示。再 者，於某些實施例且係爲於此技藝中所習知’取代或者除 了循環字首移除802之外，介於相位旋轉器302與FFT 304之間係可能出現有其他的作用模組或處理操作。在導 頻相位追蹤迴路806之內，導頻相位誤差計量808之輸出 係耦接至迴路濾波器314，其係耦接至NCO 316，NCO 316係耦接回到相位旋轉器302。由於導頻相位誤差計量 310與迴路濾波器314係追蹤相當小的頻率’迴路濾波器 314之輸出係於總和器318而與粗略及精細頻率估計訊號 320爲合計。粗略及精細頻率估計訊號320係通常爲引得 在頻道估計器804。導頻相位誤差計量808係亦耦接至 NCO 316，以預設NCO 316。PN導頻調變產生器312係耦 接至導頻相位誤差計量808。 於此實施例爲有利的是’並非爲運用FFT 304以處理 及產生該導頻相位誤差計量所需的複數訊號測重’導頻相 位誤差計量808係其本身產生複數訊號測量。此舉係降低 其發生在當等待FFT作業完成時之處理延遲’此將提高可 允許的閉迴路頻寬。 雖然改善的導頻追蹤迴路806並未運用FFT 304，FFT 304係仍爲OFDM接收器之OFDM基頻帶處理部分的一部 分者。如圖所示，進入訊號Π6係通過相位旋轉器302。 _43 ____ 木纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210x 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂--------丨 A7 545008 r—-------Β7_ 五、發明說明（Μ ) 於此實施例中，在進入FFT 304之前，相位旋轉器302之 輸出係經過循環字首移除802。循環字首移除802係移除 被預先懸置至各個OFDM符號的防護時間區間。然而，所 注意的是，相位旋轉器302之輸出係可直接導引至FFT 304 ’而並未發生該循環字首移除。亦可瞭解的是，其他作 用模組或者處理步驟係可位在介於相位旋轉器302與FFT 304之間’以取代或者添加至循環字首移除802。FFT 304 係持續處理基頻帶IQ訊號。舉例而言，根據IEEE 802.1 1-a 與HiperLAN2 ’頻道估計器804係利用FFT 304之輸出以 決定來自OFDM前文之短符號(例如tl至t1())的初始過程頻 率估計與來自OFDM前文之長符號(例如几與T2)的精細頻 率估計。此資訊係運用以產生於導頻追蹤迴路806所需的 粗略及精細頻率估計訊號320。 取代仰賴於FFT 304以產生導頻相位誤差計量808所 需的複數訊號測量，相位旋轉器之輸出(即基頻帶訊號810) 係於平行路徑(即路徑Α與路徑Β)而導引至FFT 304 (例如 透過循環字首移除802)以及至導頻追蹤迴路806之導頻相 位誤差計量808。導頻追蹤迴路806之此實施例係偏離眾 所週知於此技藝者之一變更。進入訊號Π6爲在FFT作業 之前而相位去旋轉之該事實係獨特。大多數的導頻追蹤技 術係在FFT作業之後而進行並且調整相位。再者，於與 FFT 304之平行路徑(如路徑A與路徑B所示)而處理基頻 帶訊號810係獨特。同樣地，於習知的OFDM接收器，導 頻追蹤(若爲存在時)係發生在FFT作業完成之後而並非於 __44 _____ 本纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

------訂.--------I A7 545008 五、發明說明) 該FFT作業之一平行路徑中。因此’對於導頻追蹤之路徑 B的存在係並非於現有技術所已知。 有利的是，根據此實施例’所有的導頻追蹤係發生在 FFT 304作業之前，使得對於後續符號(例如後續資料符號) 之相位誤差係在此等後續OFDM資料符號爲由FFT 304所 處理之前而降低。因此’相位旋轉器302之輸出係導引至 導頻相位誤差計量808，其輸出於整個OFDM資料符號之 合計相位誤差的一估計。此估計係運用以更新迴路濾波器 314，其觸發NCO 316以針對後續OFDM符號而旋轉進入 訊號116之相位。 導頻相位誤差計量808係類似於第3圖之導頻相位誤 差計量310，但是包括個別的離散傅立葉變換(DFT)以產生 對應於OFDM符號之個別導頻子載波各者的複數訊號測量 。參閱第9圖，導頻相位誤差計量808係更爲詳細顯示。 因此，第8圖之導頻相位誤差計量808係決定其本身的導 頻參考點(uk與vk)並且將其儲存。之後，導頻相位誤差計 量808係決定對應於後續符號之導頻子載波各者的複數訊 號測量(11^與Qk，m)並且將其處理，如同第3圖之導頻相位 誤差計量3 10 〇 然而，由於導頻相位誤差計量808係無須等待FFT 304作業完成，導頻相位誤差計量808係可在接收對於一 給定符號之基頻帶訊號810的最近時間取樣之後而幾乎立 即產生一合計相位誤差。此舉係降低在導頻追蹤迴路內之 時間延遲，而將提高可允許的閉迴路頻寬。反之，第3與 _ 45 _ 衣紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格（210 x 297公爱Γ ' (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -------訂·-------- A7 545008 ____B7_____ 五、發明說明（Μ) 8圖之FFT 304係等待直到其接收該給定0FDM符號之所 有取樣後而才開始將其處理。 接著參考第9圖，一作用方塊圖係顯示第8圖之導頻 追蹤迴路的導頻相位誤差計量，其運用根據本發明一個實 施例所實行之一種最大相似性估計。如圖所示之導頻相位 誤差計量808係包括一離散傅立葉變換部分901 (下文稱爲 DFT部分901)、多工器402與404、一最大相似性相位誤 差/加權處理器406、一品質估計器408、一相位誤差估計 器410、與一隨機導頻調變移除412。DFT部分901包括 DFT 902、904、906、與908 (其各者係可槪括稱爲傅立葉 變換）。如圖亦顯示者係PN導頻調變產生器312與參考點 儲存器308，其包括一 uk儲存器414與一 Vk儲存器416。 作業中，第9圖之導頻相位誤差計量808係運作類似 於第4圖之導頻相位誤差計量3 10。然而，並非爲仰賴於 FFT以決定個別的導頻參考點uk與Vk以及決定對於第m 個後續資料符號Ik，m與Qk，m之複數訊號測量，此等訊號値 係於DFT部分901而由DFT 902、904、906、與908之個 別者所決定。此等DFT之各者係構成以處理OFDM波形之 個別的導頻者。舉例而言，根據一個實施例，於該前文之 OFDM的長符號部分中，DFT 902係針對導頻者#〇而決定 於直角座標形式之複數訊號測量(即DFT 902決定uQ與v〇) ，DFT 904係針對導頻者#1而決定於直角座標形式之複數 訊號測量(即DFT 904決定Ul與Vl)，DFT 906係針對導頻 者#2而決定於直角座標形式之複數訊號測量（即DFT 906 _46___ 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐Γ (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -------訂---------線一 A7 545008 五、發明說明（W) 決定112與V2)，且DFT 908係針對導頻者#3而決定於直角 座標形式之複數訊號測量(g卩DFT 908決定u3與v3)。叫與 vk之此等値係儲存於參考點儲存器308，即於儲存器 414與vk儲存器416。所注意的是，參考點儲存器308係 未顯示於第8圖。此參考點儲存器308係可實施於導頻相 位誤差計量808之內或者爲單獨實施(如圖所示），使得參 考點儲存器308係耦接至導頻相位誤差計量808。關於第6 圖之步驟602，DFT 902、904、906、與908之個別者(而 非OFDM接收器之FFT作業)係決定對於複數個(k個）導頻 者各者的導頻參考點。如同參照第4圖所述，此等導頻參 考點係儲存以供運用於最大相似性相位誤差/加權處理器 406 〇 接著，隨著OFDM MAC資訊段之後續資料符號係接 收，導頻追蹤迴路806係致動。如此，複數訊號測量係由 其運用針對後續符號（例如後續資料符號）的複數個導頻者 各者之DFT 902、904、906、與908的個別者之DFT部分 901所決定，而並非運用FFT作業。因此，DFT 902、904 ' 906、與908係決定對應於後續符號之各個導頻子載波的 複數訊號測量(Ik，m與Qk，m)。一旦Ik，m與Qk，m之此等値係決 定’其係耦接至多工器402與404並且係由最大相似性相 吳差/加權處理器406、相位誤差估計器410、與隨機導 頻調變移除412所處理，如同參照第4與6圖所述，藉以 產生所處理資料符號之合計相位誤差的一估計，即I。因 此’相位誤差計量808係亦遵行於第6圖所述之相同步驟 中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) " 一 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂--------- A7 545008 五、發明說明（K) ;然而，步驟602與606係由DFT部分901而非FFT 304 所執行。 可注意的是，於某些實施例中，MAC資訊段之資料部 分係可爲較IEEE 802.1 1a所指定者爲更長的持續時間。於 該等情形中，係可爲必須得到並儲存在該資料部分內的一 或多個位置之更新的導頻參考點，以附加至或取代得自 MAC資訊段之前文部分的導頻參考點。舉例而言，於該資 料部分內的一指定符號（例如資料符號），對於一特定 OFDM資料符號之導頻者所得到的複數訊號測量係儲存作 爲導頻參考點，以替代先前於OFDM波形之前文部分內所 得到的導頻參考點。因此，於第6圖之步驟602，導頻參 考點係可得自於MAC資訊段之資料部分內的一 〇FDM符 號(例如一 OFDM資料符號)之導頻者。接著，後續0Fdm 符號(例如後續OFDM資料符號）之導頻者的複數訊號測量 係相較於得自MAC資訊段之資料部分內的導頻參考點。 於此實施例中，由於導頻相位誤差計量808係無須等 待FFT 304作業完成，導頻相位誤差計量8〇8係可在接收 對於一給定符號之由相位旋轉器302所輸出的基頻帶IQ訊 號之最近時間取樣後而幾乎立即產生一合計相位誤差。此 舉係降低在導頻追蹤迴路內之時間延遲，而將提高可允許 的閉迴路頻寬。反之，第3與8圖之FFT 304係等待直到 其接收該給定OFDM資料符號之所有取樣後而才開始將其 處理。根據一個實施例，從目前OFDM符號的最近輸入取 樣對(I，Q)之到達於導頻相位誤差計量808至該導頻相位誤 ____ 48 ^紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 x 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂--------I 一 545008 A7 ----------- 五、發明說明（d ) 差計量808的輸出(即之)之計算的時間延遲係應在40MHz 爲小於或等於1〇個時脈。理想而言，透過導頻相位誤差計 量808之總傳輸延遲係應保持在小於一 OFDM符號的1〇% ，即大約爲0.40微秒。有利的是，此係相較於運用參照第 3至5圖所述之FFT的輸出框倉(bin)而代表於時間之一可 觀的節省。 可注意的是，於某些實施例中，第8圖之導頻相位誤 差計量808與第3圖之導頻相位誤差計量310係可運用其 他的計量以追蹤OFDM資料符號之相位誤差。舉例而言， 並非相對於在MAC資訊段之資料部分內的一資料符號之 各個導頻者或該前文之各個導頻者的導頻參考點而決定目 前OFDM資料符號的一合計相位誤差估計，一相位誤差估 計係可藉著追蹤相對於該前文之最強的導頻者之目前 OFDM資料符號的導頻者而決定。甚至是當施加於第3與 8圖之導頻追蹤迴路中的該等導頻相位誤差計量係偏離習 知技藝之一變更者，由於相位旋轉係對於後續OFDM資料 符號之進入訊號在被輸入至OFDM接收器的FFT作業之前 而施加。 接著參考第1〇圖，一作用方塊圖係顯示第9圖之相位 誤差計量的DFT部分901之一個實施例。如圖所示者係 DFT部分1001，其包括相互關連處理器1002與1003、符 號逆轉模組1〇〇4與1005、以及整合傾出模組1〇〇6與1007 ，基頻帶訊號810係輸入至相互關連處理器1〇〇2與1〇〇3 〇 49 用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐1 " 一 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂---------線- A7 545008 -----B7___ 五、發明說明（q) 於相互關連處理器1002，基頻帶訊號810之同相（I， inphase)與正交（Q，quadrature)項係於乘法器 1012、1014、 1016、與1018而和在7 F之一數値控制振盪器1〇1〇 (下 文稱爲NCO 1010)的輸出之正弦與餘弦的個別者爲相互關 連。乘法器1012與1014之輸出係總和於總和器1020，而 乘法器1014之輸出係於總和器1〇22爲由乘法器1012之輸 出所減去。乘法器1016與1018之輸出係總和於總和器 1024，而乘法器1016之輸出係於總和器1026爲由乘法器 1018之輸出所減去。 同理，於相互關連處理器1003，基頻帶訊號810之同 相（I，inphase)與正交（Q，quadrature)項係於乘法器1028、 1030、1032、及1034而與在21ZXF之一數値控制振盪器 1011 (下文稱爲NCO 1011)的輸出之正弦與餘弦的個別者 爲相互關連。乘法器1028與1030之輸出係總和於總和器 1036，而乘法器1〇3〇之輸出係於總和器1038爲由乘法器 1028之輸出所減去。乘法器1032與1〇34之輸出係總和於 總和器1〇4〇，而乘法器1032之輸出係於總和器1042爲由 乘法器1034之輸出所減去。 如同易於可見，歸因於導頻音頻率之對稱性，離散 DFT之數目係由4而降低至2。即，NCO與複數叉乘 (cross multiply)之數目係於相互關連處理器10〇2與1〇〇3 爲由4而降低至2。由於導頻者係位在士7與:t21乘以基本 子載波間隔ZXF (例如312.5kHz)，NC0 1010與1012係分 別爲作業在7ZXF與21ZXF，且負頻率係藉著運用於附加處 ____50 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -# ------訂---------線 A7 545008 五、發明說明（4) 理（例如總和器 1020、1022、1024、1026、1036、1038、 1040、與1042之個別者）之不同符號而實施，其立即爲遵 行乘法（例如乘法器 1012、1014、1016 ' 1018、1028、 1030、1032、與1034之個別者）。由於此二頻率(即7AF 與21AF)係爲先前已知，且其係連結至符號時序’ NCO 1010與1012之輸出係爲直接已知數序列。 接著，歸因於其爲加諸於OFDM導頻子載波的隨機雙 相位調變(例如BPSK)之介於導頻音之間的極性差異係移除 ，藉著運用符號逆轉模組1004與1005之符號逆轉乘法器 1044 、 1046 、 1048 、 1050 、 1052 、 1054 、 1056 與 1058 的 個別者。此係歸因於取決於種種模式而定，所有導頻音之 極性係並非必須爲+ 1。舉例而言，一或多個導頻音之極性 係可設定爲+ 1，而其他的導頻音之極性係可設定爲-1。由 於此等極性係爲先前已知，其係於符號逆轉模組1004與 1005而修正。此舉確保對於後續資料符號之導頻子載波的 隨機雙相位調變之移除係可易於達成在當導頻相位誤差計 量808之完結時，例如藉著第8圖之隨機導頻調變移除 312。 如此，總和器1026與1020之輸出係分別在符號逆轉 乘法器1044與1046而乘以SG ;總和器1024與1022之輸 出係分別在符號逆轉乘法器1048與1050而乘以S!;總和 器1042與1036之輸出係分別在符號逆轉乘法器1052與 1054而乘以S2 ;且，總和器1040與1038之輸出係分別在 符號逆轉乘法器1056與1058而乘以S3。SG- S3之値係視 _ 51 ^紙張尺度適用中國國^標準~(CNS)A4規格（210 X 297公釐) 一 " (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂.-------- A7 545008 五、發明說明（"） 特定系統設計而定爲。所注意的是，若所有導頻音係均 具有相同極性(例如+ 1) ’符號逆轉模組1004與1005係爲 不需要。所注意的是，符號逆轉模組1004與1005係可存 在於相互關連處理器1002與1003之前、或者是在個別的 整合傾出模組1006與1007之後；然而，該位置係選擇以 使得供實施之閘數爲最小化。 接著，符號逆轉模組1004與1005之輸出(或者若無需 符號逆轉時之相互關連處理器1002與1003之個別的總和) 係輸入至整合傾出模組1006與1007。各訊號係輸入至個 別的一個積分器1060，其係接著輸入至個別的一個移位器 1062。總和於積分器1060之取樣數目係取決於長符號部分 208之長符號儿與1是否爲總和於頻道估計(累積2x3.2 微秒或者於20MHz之128個取樣(或者於40MHz之256個 取樣)）（即於第10圖之Ch Est)以決定導頻參考點uk與vk， 或者取決於後續的導頻符號是否爲接收以決定1)^與Qk，m 値（累積3.2微秒或者於20MHz之64個取樣（或者於 40MHz之128個取樣)）（即於第10圖之Dat Sym)。因此， 總和於積分器1060之取樣數目係取決於DFT部分1001是 否爲決定導頻參考點(第6圖之步驟602)、或者DFT部分 1001是否爲決定對於一後續資料符號之各個導頻者的複數 訊號測量(第6圖之步驟606)。另外，移位器1062係傾出 由〇至2之多個位元，視時脈速率、符號型式(例如頻道估 計符號(Ch Est)或資料符號(Dat Sym))、與群集型式或調變 型式而定。 ____ J2_ 衣紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐) ' ~ (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

A7 545008 五、發明說明（θ ) 如同習知，整合傾出模組1006與1007係應爲同步化 於由接收器所認可之時間週期（如同所接收OFDM符號之 作用（active)部分），且累加（accumulation)係僅發生於此區 間（例如一個3.2微秒之時窗(wmd〇w))。累加時窗係應以頻 道估計處理而於時間爲類似排列，以FFT頻道估計處理而 精密同步化，其係爲平行發生在第8圖之頻道估計器804 〇 因此，DFT部分1001係輸出導頻參考點叫與Vk或者 對於第m個後續的資料符號之複數訊號測量Ik，m與Qk，m。 因此，存在對於OFDM波形之複數個導頻者各者的個別 DFT框倉(bin)輸出。舉例而言，如第1〇圖所示，存在對 於在+7Z\F、-7Z\F、+21ZXF、與-21ZXF之導頻者的一個單 獨DFT框倉輸出。此等輸出係耦接至參考點儲存器308或 多工器402與404之一者，如第9圖所示。 可注意的是，相位誤差計量808之DFT部分1001的 相互關連處理器1002與1003、符號逆轉模組1004與1005 、整合傾出模組1006與1007等等構件之功能性與設計係 眾所週知於此技藝中。亦注意的是，DFT部分1001代表 第9圖之其包括DFT 902、904、906、與908的DFT部分 901之一個實施例。進而注意的是，於此技藝中之一般技 能人士係可易於修改DFT部分1001，以達成視實施而定 之稍微不同的結果。 接著參考第11圖，一個例圖係顯示第8圖之導頻追蹤 迴路806的閉迴路轉移函數。LO相位雜訊轉移函數1104 ______53__ 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂·-------- _ A7 545008 五、發明說明（W ) 與導頻追蹤迴路相位雜訊轉移函數1102係顯示，當更新率 爲250 kHz (即1Μ·〇微秒），且當係選定〇nT=l (即ωη係約 爲13.9 kHz)以及一阻尼因數（=〇·75。所注意的是，此例 圖並未包括附加的高斯雜訊。此選擇係亦相當於取樣控制 導頻追蹤迴路中之可達成的最大閉迴路頻寬。舉例而言， 最大運用閉迴路頻寬係對於(IEEE 802.1 1a與HyperLAN2 規範之）250 kHz的OFDM符號率而約略爲40 kHz，相較 於如第7圖所示之具有附加的延遲之最大運用閉迴路頻寬 爲15 kHz。注意，最大閉迴路頻寬係於給定一可接受的延 遲量而由被除以2 7Z*之250 kHz的符號率所導出。如圖可 見，且相較於第7圖之例圖，在大約15 kHz之頻率偏移， 如第7圖所示之雜訊尖峰係實質降低。因此，歸因於增大 的追蹤迴路頻寬，第8圖之導頻追蹤迴路806係足以追蹤 並且降低於小頻率偏移以及於較大頻率偏移之本地振盪器 相位雜訊。 接著參考第12圖，一圖係顯示以說明LO相位雜訊成 因者對於(vs.)頻率，其爲並未運用導頻追蹤、運用根據第 3與4圖的實施例之導頻追蹤、以及運用根據第8至10圖 的實施例之導頻追蹤。曲線502係表示其合成於4 GHz之 並未運用導頻追蹤技術的LO相位成因者頻譜。注意，第5 與12圖之圖形係未包括頻道附加高斯雜訊。舉例而言，所 估計的是，於其射頻部分爲高度整合之一個實施例中，於 一自由運轉於晶片上之VCO的可達成相位雜訊性能係將近 乎在10 kHz偏移之-78 dBc/Hz。因此，根據一個實施例， 54__ ϋ張尺度適用國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公— (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂--------I *5^ A7 545008 五、發明說明（，） 以IEEE 802.1 1a波形，其干擾各個子載波之整合相位雜訊 係爲2.7度之均方根値的規模，其對於64-QAM與以上者 係爲過量。一般而言，根據一個實施例，於一自由運轉於 晶片上之VCO的可達成相位雜訊性能係典型爲大於約爲在 10 kHz偏移之-80 dBc/Hz，其係造成大於2.5度的均方根 値之干擾各個子載波的一整合相位雜訊。 曲線504係表示射頻部分之LO的相位雜訊成因者頻 譜，運用如上所述之第3至4圖的實施例之導頻相位追蹤 ，使得相位雜訊成因者係大爲降低，特別是在較低頻率偏 移。亦看出的是，在較局頻率偏移(例如介於10 kHz與100 kHz之間），相位雜訊係相較於並未運用任何導頻追蹤技術 而實際爲變差。亦注意的是，隨著閉迴路追蹤頻寬係於第 3與4圖之導頻追蹤迴路爲增大，愈來愈多的不穩定性係 歸因於附加的額外延遲而造成。雖然並未顯示於第12圖中 ，此舉係造成一種更爲顯著的相位雜訊尖峰在大約25-30 kHz，相較於曲線504所顯示者。 曲線1202係表示射頻部分之LO的相位雜訊成因者頻 譜，運用如上所述之第8至10圖的實施例之最佳化導頻相 位追蹤，使得相位雜訊成因者係亦爲降低，相較於並未運 用任何導頻追蹤技術而且亦相較於運用第3至4圖之導頻 相位追蹤的相位雜訊成因者。尤其是，顯示於曲線504之 尖峰係在較高頻率偏移而爲降低，更爲密切類似在頻率偏 移大於約爲11 kHz之曲線502。因此，如圖可見，在一自 由運轉於晶片上之VCO的相位雜訊性能係將爲近乎在一 _____55_____ 紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公爱1 ' (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂---------一 A7 545008 五、發明說明（4 ) 10 kHz頻率偏移之-85 dBc/Hz。因此，根據此實施例，運 用第8圖之導頻追蹤迴路，整合相位雜訊係由大約爲2.7 度的均方根値而有利降低至大約爲0.48度的均方根値。根 據某些實施例，整合相位雜訊係可由大於大約爲2.5度的 均方根値而降低至小於大約爲1度的均方根値（且更佳爲小 於〇·5度的均方根値）。於相位雜訊之此改善係使得其可能 降低於射頻LO相位雜訊性能之要求。此改善係亦使得其 可能支援更高階的調變，諸如MPSK與M-ary QAM，例如 QPSK、16-QAM、64-QAM、128-QAM、或更高者。 接著參考第13圖，一作用方塊圖係顯示說明根據本發 明一個實施例之第8圖的導頻追蹤迴路之迴路濾波器。如 圖所示者係一訊號解密模組1302、進入訊號116 (其於此 實施例中爲一基頻帶訊號）、一 NCO/相位旋轉器1304 (其 輸出基頻帶訊號810)、相位誤差計量808、迴路濾波器 3 14、粗略及精細頻率估計訊號3 2 0、與一總和器3 18。亦 顯示者係針對基頻帶訊號810之路徑A與路徑B。 雖然迴路濾波器314係針對第8圖之實施例而說明， 該種迴路濾波器之此等細節係亦應用至第3圖之實施例。 所注意的是，訊號解密模組1302係顯示於第13圖，雖然 其係並未說明於第8圖。因此，根據此實施例，接收於 NCO/相位旋轉器1304之進入訊號116係已經爲解密。再 者，於此例圖中，爲了簡化，第8圖之NCO與相位旋轉器 作用方塊係結合至NC〇/相位旋轉器模組1304。 說明爲一種閉迴路追蹤濾波器之迴路濾波器314係作 56 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂--------- A7 545008 五、發明說明（外） 用爲一數位相位鎖定迴路，其追蹤在由例如第8圖之頻道 估計器804所執行的粗略及精細頻率估計步驟後而保留之 小頻率誤差。如上所述，迴路濾波器314至輸入係相對於 導頻參考點的平均導頻相位之處理資料符號的一合計相位 誤差估計’即之。於此實施例’迴路濾波器314 (與NCO/ 相位旋轉器模組1304)係爲時脈於20 MHz或40 MHz之取 樣率，且迴路濾波器314係輸出20位元之字組(於20 MHz 之 19.07 Hz/lsb 或者於 40 MHz 之 38.15 Hz/lsb)。由於導頻 相位誤差計量808與該迴路濾波器係追蹤相當小的頻率，（ 來自於該前文之長符號中的頻道估計處理之)粗略及精細頻 率估計訊號320係在總和器318而與迴路瀘波器314的輸 出爲總和。至NCO/相位旋轉器模組1304之所得輸出係更 新該NCO並且致使該相位旋轉器爲去旋轉該進入的基頻帶 訊號116之相位，藉以降低於OFDM MAC資訊段之符號 的相位誤差與雜訊。 接著參考第14圖，一作用方塊圖係顯示根據本發明另 一個實施例之第13圖的迴路濾波器之一種數位實施。如圖 所示者係導頻相位誤差計量808、乘法器1402、總和器 1404與1406、位元移位器1408與1410、以及z變換1412 。於此實施例中，z變換1412係簡單的一個時脈延遲。導 頻相位誤差計量808(或者可選用爲相位誤差計量310)之輸 出係於乘法器1402而乘以數位參數Klf*Kld，以產生一數 位相位鎖定迴路比例項1414，其中，於40 MHz之數位參 數Klf=l (於20 MHz之Klf=2)並且數位參數Kld係導出， _______51____ 本纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 χ 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ----訂---------線 A7 545008 五、發明說明（A ) 藉著設定迴路固有頻率^^與阻尼因數Γ於期望値而且接著 計算該等數位增益以達成相較於一正統（古典）的類比PLL 響應之對於數位實施的等效迴路濾波器輸出。 並行於決定比例項1414，相位誤差計量808之輸出係 輸入至位元移位器1408 (其係一個左行移位器），其將輸入 字組移位爲K2d_shift+K2s，其中，數位參數Klf係於40 MHz 爲1或者於20 MHz爲2，並且數位參數Kld係導出，藉著 設定迴路固有頻率ωη與阻尼因數Γ於期望値而且接著計算 該等數位增益以達成對於數位實施的等效迴路濾波器輸出 。位元移位器1408之輸出係與如由ζ變換1412 (例如一個 時脈延遲)所輸出之總和器1406的輸出爲在總和器1406而 總計，並且反饋至總和器1406。總和器1406的輸出係亦 輸入至位元移位器1410 (其係一個右行移位器），藉以產生 數位相位鎖定迴路積分項1416。積分項1416係與比例項 1414爲在總和器1404而總計，以產生迴路濾波器輸出 1418 〇 於第14圖所示之定點(fixed-point) Q數係指出二進制 位元數目以及其相對二進制點之位置。在一作業（運算）後 之Q格式中的任何變化係意指在二進制點之後(小數部分) 的最小有效位兀（lsb，least significant bit)之截斷（truncation) 或者捨去（droppmg)在二進制點之前（整數部分）的最大有效 位元（msb，most significant bit)而保留msb符號位元。舉例 而固’對於乘積該相位誤差計量808之輸出與在乘法器 1402 之 Klf*Kld 之 Q 格式係 16Q15t*12Q0u 或 28Q15t 並且 _____ _____ 58 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 x 297公釐) ' '~ (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂----- 線一 A7 545008 __________B7 _ 五、發明說明（吵） 係藉著截斷13 lsbs而轉換爲15Q2t。另一個實例係爲，比 例項1414 (15Q2t)與積分項1416 (16Q2t)在總和器1404之 總合係造成16Q2t之數目並且係藉著捨去2 lsbs而轉換爲 14Q〇t。整數處理（rounding)與飽和（saturation)係均假設於 此等轉換中。 相位偵測器增益Kdd係使得爲180度之一全程誤差產 生一單數（umty)輸出，且NC0步進大小Kvd係給定爲 尺，其中？5係例如爲4〇MHz或20MHz。在此等條 件下，數位增益1與&2係給定爲： Κχ^ωηζ{^\ 式(19) Κ2=πτ(^-\ 式(20)

\^vd J 其中ωη係固有(natural)迴路頻率，Γ係阻尼因數，Kvd係 NC0步進大小，且Ts係Fs“。 對於 Γ =0.5、ωη=2 · 7Γ · 100 · 103 與 Kf 卜以及每 1 度相位誤差(其相當於在迴路濾波器的輸入之32768/180)爲 大約69.813Hz，該數位比例項1414輸出係爲：

Kld =329in\2Q0u

1。相位誤差三= loU 比例(Γ相位誤差）=182 ·329 = 598/"280义 mmvsbs_^73 ^jini5Qt 截斷2/咖以及捨棄_> 2in9Q0t « 2 · 38.15//z = 76.3Hz 對於作業在取樣率爲40MHz之迴路濾波器數位參數 K!與K2的可能設定値之一個子集合係顯示於表1，如下文 _59____ ί、纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（21〇χ 297公f ' (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) --------訂--------- β 545008 Α7 Β7 五、發明說明（q) 所示。數位參數Kld係整數處理後(rounded)的1^値，其代 表以定點（fixed-pomt)實施之13位元的未定符號數（13Q〇u) 。數位參數艮2(1係K2*16之一個定點表示並且係整數處理 爲2之最接近的冪次方，使得於積分路徑之乘法器係可實 施以左位元移位器1408，如於表1中之K2d_shlft所示。於 20MHz之速率，&與K2値係如同於表1所給定，除了其 必須分別爲乘以因數2與4之外。於此實施例中，迴路濾 波器314之數位實施的輸出1418係具有每lsb爲|Ηζ之 解析度。 可注意的是，諸如於第Η圖所示的數位實施方式之迴 路濾波器314係在處理器控制下而運作。因此’控制該迴 路濾波器之處理器係選擇適當的數位參數，以確保該種導 頻相位追蹤迴路之最佳運作。可進一步注意的是，在此所 述之迴路濾波器與個別的數位參數之決定係於此技藝爲眾 所週知。 表1 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂.-------- ωη/2π r K! Kld (13Q0u) K2 K2*16 (Q4) K2d shift 0 2000Hz 0.50 167.71 168 0.05175 0.8 «0 1 2000Hz 0.707 232.90 233 0.05175 0.8 «0 2 2000Hz 0.90 296.48 294 0.05175 0.8 «0 3 4000Hz 0.50 329.42 329 0.20698 3.31 «2 4 4000Hz 0.707 465.8 466 0.20698 3.31 «2 5 4000Hz 0.90 592.96 593 0.20698 3.31 «2 6 6000Hz 0.50 494.13 494 0.46571 7.45 «3 7 6000Hz 0.707 698.7 699 0.46571 7.45 «3 8 6000Hz 0.90 889.43 889 0.46571 7.45 «3 9 8000Hz 0.50 658.84 659 0.82792 13.25 «4 60 545008 A7 B7 五、發明說明（4) 10 8000Hz 0.707 931.6 932 0.82792 13.25 «4 11 8000Hz 0.90 1185.91 1186 0.82792 13.25 «4 12 10000Hz 0.50 823.55 824 1.2936『 20.7 «4 13 10000Hz 0.707 1164.5 1165 1.29363 20.7 «4 14 10000Hz 0.90 1482.39 1482 1.29363 20.7 «4 15 Res. Res. Res. Res. Res. Res· Res. • · * • · · • · _ ... 31 Res. Res. Res. Res. Res. Res. Res. 接著參考第15圖，一作用方塊圖係顯示，其說明第 14圖之數位迴路濾波器的一模擬者。圖中所示者係導頻相 位誤差計量1520、乘法器1502與1504、總和器1506、 1508與318、以及z變換1512。亦顯示者係於模擬中之探 測點，即導頻相位誤差計量1520、DPLL比例1514、 DPLL積分1516與DPLL輸出1518。該模擬係運用一種定 點（fixed-point) Matlab模擬方式而作成。在探測點之模擬 的結果係描繪於第16圖，針對一初始頻率偏移爲ιοοοΗζ 以及在一 20MHz 速率之 ω η=2 7Γ 4000Hz、（ =0.5、 Kld=329*2、與K2d_shift=2+2。曲線1602係代表導頻相位誤 差§十量丨52〇之輸出，曲線1604係代表DPLL比例1514， 曲線1606係代表DPLL積分1516，且曲線1608係代表 DPLL輸出1518，其係在與粗略及精細頻率估計訊號32〇 於總和器318所總和之後。 因此，對於頻率爲大約1000Hz之一步進變化，可看 出的是，於20MHz之發生暫態峰値時間係爲接近48.12秒 或962取樣，峰値相位誤差係約略爲7.8度。所注意的是 ’於作業中，相位誤差計量之實際峰値時間係將長於962 61 私紙張尺沒適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂---------線 545008 A7 —»^____ Β7 _ 五、發明說明（4 ) 取樣，因爲迴路濾波器係並未執行於OFDM符號之防護區 間內。因此，如於模擬中可看出，導頻追蹤迴路係快速取 得初始頻率誤差，藉以消除在OFDM接收器中的FFT之前 的頻率誤差。 簡單參考第1圖，頻率曳移(pulling)(歸因於加諸於主 要本地振盪器頻率合成器或LO 108之輸出的輕微阻抗變化 )與頻率推移(pushmg)(主要歸因於由現有負載變化所造成 的輕微直流(DC)供應變化)係可造成嚴重的頻率誤差，尤其 是在一使用者時間槽之開端。頻率曳移係一種頻率誤差， 其主要係由介於傳送與接收作業之間的OFDM收發器之切 換而引起。所注意的是，雖然第1圖顯示OFDM接收器 100，OFDM接收器100係可爲其包括一 OFDM發射器之 一 OFDM收發器的一部分。此一 OFDM接收器與一 OFDM 發射器係可整合爲一或多個裝置而且共同組成OFDM收發 器。頻率推移係一種頻率誤差，其係由電源供應器雜訊或 污染而引發。頻率推移係於導頻追蹤迴路之固有迴路頻率 ωη之規模的頻率而爲最有問題。所注意的是，頻率曳移與 頻率推移之槪念係眾所週知於此技藝中。再者，如上所述 ，對於64-QAM或更高的調變作業而言，介於一 OFDM發 射器(未顯示)與OFDM接收器1〇〇之間的總頻率誤差係應 爲於100Hz或更少者之規模。根據其中作業頻率係於 5GHz範圍並且100Hz係槪略代表〇·〇2 ppm (parts-per-ηηΙΠοη，百萬分之數）之較佳實施例，此係一嚴厲的需求。 因此，理想而言，發生在一 OFDM MAC資訊段的開端之 ____62_ 木紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂--------- A7 545008 五、發明說明（b。） 頻率曳移與頻率推移係應保持在最大爲100Hz。 參照第2至16圖之上述的導頻追蹤迴路係設計以降低 相位/頻率誤差，藉著追蹤0FDM波形之導頻者。因此，於 較低之頻率偏移，導頻追蹤迴路（例如於基頻帶處理部分 106之導頻追蹤迴路300與806)係適當降低此影響。然而 ，於頻率曳移與頻率推移係引起一頻率誤差爲大於100Hz 之情形時，導頻追蹤迴路係可能進而修改以使得此影響爲 最小化。 由於頻率曳移與頻率推移係主要發生在一時間槽(time slot)之開始時，根據本發明之一個實施例，當接收OFDM 資料符號時，導頻追蹤迴路之閉迴路頻寬係作業爲較寬於 該時間槽前端之標稱設計的閉迴路追蹤頻寬，藉以使得歸 因於頻率暫態之相位追蹤誤差爲最小化。之後，一旦該頻 率誤差係已經適當容制，導頻追蹤迴路之閉迴路頻寬係隨 後於該時間槽之稍後而降低爲標稱設計的閉迴路追蹤頻寬 。一般而言，加寬該閉迴路頻寬係改善導頻追蹤迴路之頻 率誤差拉入(pull-m)時間以及頻率曳移與推移問題達到某程 度，但是其亦允許更多的高斯雜訊分佈爲落入該導頻追蹤 迴路內。 於某些實施例中，RF頻率推移與曳移情形係保持在最 大爲100Hz。若此目標係並未達成，PTL(導頻追蹤迴路)係 設計而俾使其可運用以減輕在一使用者資料組(burst)的開 端之頻率推移與曳移問題。於達成此舉，PTL閉迴路頻寬 係可在時間槽之前端而增大，藉以使得歸因於頻率暫態之 63_____ 尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐）> " 一 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ----訂.-------*線 A7 545008 _______B7______ 五、發明說明（㈨） 相位追蹤誤差爲最小化，且一旦該頻率誤差係已經適當容 制，該頻寬係隨後於時間槽之稍後而降低。歸因於高斯頻 道雜訊，較大的頻寬係將造成較差的性能，然而，所運用 之頻寬擴展程度係必須選擇以使得整體結果爲最佳化。 槪括而言，導頻追蹤迴路300與806之參數係設計以 使得整體的量爲最小化，該量係給定爲： ㊀Tot -㊀Transient + AWGN ^LO 式(21) 其中0TranSlent係由一使用者資料組的開端之任何初始頻率 誤差所引起的峰値相位暫態(transient)，ΘΑΨ(}Ν係來自其落 入PTL雜訊頻寬內之接收頻道的高斯均方根値雜訊分佈， 且Θ 係來自發射器與接收器本地振盪器之相位雜訊分佈 ，其係在PTL之淸除後而仍爲保留。於式(21)，77係一機 密因數(confidence factor)，其係應爲取得於1.0至3.0之範 圍內。 使得式(21)之0Tc)t爲最小化的PTL參數之選取係主要 取決於取決於(a)所接收訊號SNR、（b)發射器與接收器本地 振盪器之相位雜訊頻譜、以及(c)其必須在各時間槽的開端 所處理之初始頻率誤差量。若對於一給定設計方案而言， 一可接受之小的Θ T〇t係無法關於所運用訊號群集型式(例如 16-QAM)而達成，淨結果係接收器靈敏度之一損失。因此 ’如式（21)所見，增大該閉迴路追蹤頻寬之影響係於總相 位誤差之一增大。因此，一旦頻率曳移與頻率推移的影響 係充分降低，導頻追蹤迴路之閉迴路頻寬係減小。此舉係 允許OFDM收發器係能夠支援至少0PSK調變（即4-ary ----- -64____ 紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂---------線 » A7 545008 ___B7________ 五、發明說明（（Λ ) QAM)或更高者(例如16-QAM、64-QAM、等等）之通訊。 接著參考第17圖，一個流程圖係顯示根據本發明另一 個實施例所執行以降低頻率曳移與頻率推移的影響之步驟 。初始時，OFDM接收器係偵測一 OFDM MAC資訊段之 開端(步驟Π02)。該MAC資訊段之前文係如上所述而處 理。正常而言，一旦該前文係完成並且OFDM資料符號係 接收於MAC資訊段之資料部分，導頻追蹤迴路係致動’ 使得導頻追蹤迴路具有一標稱的閉迴路追蹤頻寬。 根據一個實施例，若所決定的是，頻率曳移與頻率推 移係引起介於接收器與發射器作業之間的一頻率誤差，其 係大於一指定量（例如於此實施例中之100Hz)，該閉迴路 追蹤頻寬係於MAC資訊段之資料部分開端的一指定數目 之OFDM資料符號期間而作業在其爲大於標稱的閉迴路追 蹤頻寬之一閉迴路追蹤頻寬(步驟1704)。所注意的是，在 標稱的閉迴路追蹤頻寬以上之閉迴路頻寬的增加量以及增 加頻寬所運用之資料符號數目係視特定系統之需求而變化 。再者，所注意的是’作業在針對一給定系統之標稱設計 的閉迴路追蹤頻寬以上之頻寬係通常爲不符人意，由於此 舉係允許更多的高斯雜訊被引入至導頻追蹤迴路中。 接著，在指定數目之OFDM資料符號後，閉迴路頻寬 係隨後降低回到標稱的閉迴路追蹤頻寬(步驟1706)。藉著 閉迴路追蹤頻寬之小心改變，頻率曳移與頻率推移之影響 係可降低，例如降低爲使得介於發射器與接收器之間的頻 率誤差係小於規定的量（於此例中係降低爲小於100Hz)。 ----------- 65 木紙張尺度適用中國國家標準（cns)a4規格（210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂·-------« 545008 五、發明說明（叻） 根據此實施例，爲了使得附加的高斯雜訊分佈爲最小化， 閉迴路頻寬係返回至標稱値。所注意的是，根據此實施例 ，閉迴路追蹤頻寬係於單一 OFDM MAC資訊段之資料部 分中而改變。同樣地，在標稱設計的閉迴路追蹤頻寬以上 之頻寬增大與增大之持續期間係視系統而變化。 第17圖之步驟係典型爲執行如同一組指令，其係執行 於專用硬體或軟體，藉著運用一處理器或其他機器以執行 該等指令而達成給定的步驟。舉例而言，第17圖之步驟係 由如同一處理器或其他構件所控制之一 OFDM接收器的基 頻帶處理部分之導頻追蹤迴路而實行。 儘管揭示於此之本發·明係已藉由其特定實施例與應用 而描述，熟悉此技藝人士係可在不偏離於申請專利範圍中 所界定之本發明範疇下而作出對於其之諸多修改與變化。 66 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ------訂---------線 衣纸張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐）

Claims (1)

1. 545008 合88 C8 D8 六、申請專利範圍 1. 一種用於正交分頻多工(OFDM)接收器之導頻相位追 蹤迴路，包含： (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 一相位旋轉器，供接收一進入訊號並將其相位去旋轉 一快速傅立葉變換，耦接至相位旋轉器之一輸出，以 供處理由相位旋轉器所輸出之一訊號； 一導頻相位誤差計量，包括一離散傅立葉變換部分， 離散傅立葉變換部分係耦接至相位旋轉器之輸出，其中該 導頻相位誤差計量係決定關聯於由相位旋轉器所輸出訊號 之一接收OFDM符號的一相位誤差估計； 一迴路濾波器，耦接至導頻相位誤差計量之一輸出； 及 一振盪器，耦接至迴路濾波器之一輸出，且具有耦接 至相位旋轉器之一輸出，俾使相位旋轉器係以該相位誤差 估計而調整在接收OFDM符號後所到達的進入訊號之後續 OFDM符號的相位。 2. 如申請專利範圍第1項之導頻相位追蹤迴路，其中 該導頻相位誤差係運用一種最大相似性估計，其處理對應 於已接收OFDM符號之複數個導頻者各者的複數訊號測量 ，相較於對應於一 OFDM前文波形之複數個導頻者各者的 導頻參考點。 3. 如申請專利範圍第2項之導頻相位追蹤迴路，其中 該相位誤差估計包含已接收OFDM符號之一合計相位誤差 估計，其爲相對於對應於OFDM前文波形之導頻參考點。 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐) 545008 A8 B8 C8 D8 六、申請專利範圍 4·如申請專利範圍第2項之導頻相位追蹤迴路，其中 該導頻相位誤差計量之離散傅立葉變換部分係決定對應於 OFDM前文波形之複數個導頻者的導頻參考點，且決定對 應於已接收OFDM符號與後續OFDM符號之複數個導頻者 各者的複數訊號測量。 5.如申請專利範圍第2項之導頻相位追蹤迴路，更包 含一導頻參考儲存器，其係耦接至該導頻相位誤差計量， 以供儲存該等導頻參考點。 6·如申請專利範圍第1項之導頻相位追蹤迴路，其中 該導頻相位誤差係運用一種最大相似性估計，其處理對應 於已接收OFDM符號之複數個導頻者各者的複數訊號測量 ，相較於對應於在已接收OFDM符號之前而接收的— OFDM符號之複數個導頻者各者的導頻參考點。 7·如申請專利範圍第1項之導頻相位追蹤迴路，更& 含該OFDM接收器之一射頻部分，其提供該進入訊號至丰目 位旋轉器，其中該導頻相位追蹤迴路係補償於該射頻音 所引入的相位雜訊、與由一 OFDM發射器之一傳送射頻音g 分所引入的相位雜訊，該OFDM發射器係與OFDM接收器 爲通訊。 8. 如申請專利範圍第1項之導頻相位追蹤迴路， 在調整後之自該相位旋轉器所輸出訊號的一相位雜訊 低。 9. 如申請專利範圍第8項之導頻相位追蹤迴路， 在調整後之自該相位旋轉器所輸出訊號的相位雜訊係降_ 2 (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁) 'IT·. 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） 098825 ABCD 545008 六、申請專利範圍 至小於約爲均方根値1度。 10. 如申請專利範圍第9項之導頻相位追蹤迴路，其中 在該相位旋轉器所接收之進入訊號的相位雜訊係小於約爲 均方根値2.5度。 11. 如申請專利範圍第8項之導頻相位追蹤迴路，其中 在調整後之自該相位旋轉器所輸出訊號的相位雜訊係降低 至小於約爲均方根値0.5度。 12. 如申請專利範圍第11項之導頻相位追蹤迴路’其 中在該相位旋轉器所接收之進入訊號的相位雜訊係小於$ 爲均方根値2.5度。 13. 如申請專利範圍第8項之導頻相位追蹤迴路，其中 該射頻部分之一本地振盪器的相位雜訊性能係於一 10 kHz (仟赫茲)偏移而大於約爲-80 dBc/Hz。 14. 如申請專利範圍第1項之導頻相位追蹤迴路，更包 含一虛擬隨機導頻調變產生器，其係耦接至該導頻相位誤 差計量，以供移除一先前已知的虛擬隨機導頻調變。 15·如申請專利範圍第1項之導頻相位追蹤迴路，其中 在該相位旋轉器之調整後，在相位旋轉器輸出之後續 OFDM符號的一相位雜訊係最小化。 16.—種正交分頻多工（OFDM)接收器之導頻相位追蹤 方法，包含： 接收對應於在該OFDM接收器之一離散傅立葉變換部 分的一 OFDM前文波形之一基頻帶訊號，其中該離散傅立 葉變換係一單獨處理作業，其爲除了 OFDM接收器的一快 3 一 (請先閱讀背面之注意事項存塡寫本頁) 、11.丨

   本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐） 545008 88s 六、申請專利範圍 速傅立葉變換之外者； 決定對應於一 OFDM前文波形之複數個導頻者的導頻 參考點； 接收對應於在該離散傅立葉變換部分之一 OFDM符號 的一基頻帶訊號； 決定對應於該OFDM符號之複數個導頻者各者的複數 訊號測量； 基於該等導頻參考點與複數訊號測量而決定對應於該 OFDM符號之一相位誤差估計； 濾波該相位誤差估計；及 以一濾波後的相位誤差估計而旋轉對應於該OFDM符 號後之將在快速傅立葉變換所接收的後續OFDM符號之一 進入訊號的一相位； 其中對應於將在該快速傅立葉變換所接收的後續 OFDM符號之進入訊號的一相位雜訊係降低。 Π·如申請專利範圍第16項之方法，其中在發生於該 OFDM前文波形中之一粗略與精細頻率估計後而留下的小 頻率誤差係追蹤得知。 18·如申請專利範圍第16項之方法，其中該決定相位 誤差估計步驟包含決定該OFDM符號相對於導頻參考點之 一合計相位誤差估計，藉著運用對應於OFDM符號之複數 個導頻者各者的複數訊號測量與該等導頻參考點。 19.如申請專利範圍第18項之方法，其中該決定合計 相位誤差估計步驟包含執行一種基於最大相似性之估計， 4 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) —^ (請先閱讀背面之注意事項再塡寫本頁) '1T·· 545008 A8 B8 C8 D8 ΘΜ = tan" k=0 k^Q 、申請專利範圍 藉著運用對於OFDM符號之複數訊號測量與該等導頻參考 點。 20·如申請專利範圍第19項之方法，其中該決定合計 相位s吳差估g十步驟係以數學式表示爲： YjiUkQk,m ^Vkh,m 其中之係對於具有一時間索引m之OFDM符號的合計相位 誤差估計，其中叫與vk係分別代表對於OFDM前文波形 之η個導頻者的導頻參考點之同相⑴與正交（q)値，且其中 Ik，m與Qk，m係代表對應於第m個OFDM符號之第k個導頻 者的複數訊號測量。 21·如申請專利範圍第16項之方法，其中該決定導頻 參考點步驟包含決定對應於OFDM前文波形之一長符號部 分的複數個導頻者之導頻參考點。 22·如申請專利範圍第16項之方法，其中該決定導頻 參考點步驟與該決定複數訊號測量步驟包含以離散傅立葉 變換而處理對應於長符號部分之基頻帶訊號、與對應於 OFDM符號之基頻帶訊號。 23.如申請專利範圍第16項之方法，其中該旋轉步驟 係補償由其提供進入訊號之OFDM接收器之一射頻部分所 引入的相位雑訊、與由一 OFDM發射器之一傳送射頻部分 所引入的相位雜訊，該OFDM發射器係與OFDM接收器爲 通訊。 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁) 、ιτί 545008 A8 B8 Si 六、申請專利範圍 24.如申請專利範圍第16項之方法，其中在該旋轉步 驟之後，對應於後續OFDM符號之進入訊號的相位雜訊係 降低至小於約爲均方根値1度。 25_如申請專利範圍第24項之方法，其中在該旋轉步 驟之前’對應於後續OFDM符號之進入訊號的相位雜訊係 小於約爲均方根値2.5度。 26·如申請專利範圍第16項之方法，其中在該旋轉步 驟之後’對應於後續OFDM符號之進入訊號的相位雜訊係 降低至小於約爲均方根値0.5度。 27·如申請專利範圍第26項之方法，其中在該旋轉步 驟之前’對應於後續OFDM符號之進入訊號的相位雜訊係 小於約爲均方根値2.5度。 28·如申請專利範圍第16項之方法，其中該射頻部分 之一本地振盪器的相位雜訊性能係於一 10 kHz偏移而大於 約爲-80 dBc/Hz。 29.—種正交分頻多工（OFDM)接收器之導頻相位追蹤 方法，包含： 接收其代表在該OFDM接收器之一離散傅立葉變換部 分的一 OFDM波形之一訊號，其中該離散傅立葉變換係一 單獨處理作業，其爲除了亦接收該訊號之OFDM接收器的 一快速傅立葉變換之外者； 決定對應於OFDM波形之一 OFDM符號的一相位誤差 估計； 濾波該相位誤差估計；及 6 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐） ---------……---------θ.ϋ (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁) -一° 098899 ABCD 545008 六、申請專利範圍 以一濾波後的相位誤差估計而旋轉該0FDM符號後之 將在快速傅立葉變換所接收的後續〇FDM符號之訊號的一 相位，其中對於將在該快速傅立葉變換所接收的後續 OFDM符號之訊號的一相位雜訊係降低。 30. 如申請專利範圍第29項之方法，其中該決定相位 誤差估計步驟包含決定相對於一導頻相之〇FDM符號的一 合計相位誤差估計，該導頻相係對應於OFDM波形之一 OFDM前文部分。 31. 如申請專利範圍第30項之方法，其中該決定步驟 更包含： 決定對應於該OFDM波形的OFDM前文部分之複數個 導頻者各者的導頻參考點； 決定對應於該OFDM符號之複數個導頻者各者的複數 訊號測量； 其中該決定合計相位誤差估計步驟包括藉著運用一種 基於最大相似性之估計而處理該等複數訊號測量與導頻參 考點。 32. 如申請專利範圍第29項之方法，其中該決定相位 誤差估計步驟包含決定相對於一導頻相之OFDM符號的一 合計相位誤差估計，該導頻相係對應於一先前的OFDM符 號。 33. —種用於正交分頻多工（OFDM)接收器之導頻相位 誤差計量，包含： 一離散傅立葉變換部分，以供接收對應於一 OFDM波 _ 7 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐） ' (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁)

   545008 A8 B8 C8 D8 六、申請專利範圍 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 形之一進入訊號，其中該離散傅立葉變換部分係輸出對應 於OFDM波形之一前文部分的複數個導頻者各者之複數訊 號測量、與對應於OFDM波形之一後續OFDM符號的複數 個導頻者各者之複數訊號測量，其中該離散傅立葉變換部 分係與OFDM接收器的一快速傅立葉變換爲分離； 一最大相似性相位誤差/加權處理器，耦接至該離散傅 立葉變換部分，以供處理對應於後續OFDM符號的複數個 導頻者各者之複數訊號測量，其爲相較於該等導頻參考點 :及 一相位誤差估計器，耦接至該最大相似性相位誤差/加 權處理器，以供估計相對於對應於前文部分的一相位之後 續OFDM符號的一相位誤差，其爲基於處理後的複數訊號 測量與導頻參考點。 34·如申請專利範圍第33項之導頻相位誤差計量，其 中該相位誤差估計器係估計相對於導頻參考點之後續 OFDM符號的一合計相位誤差，其爲基於處理後的複數訊 號測量與導頻參考點。 35. 如申請專利範圍第33項之導頻相位誤差計量，更 包含一參考點儲存器，其係耦接至該離散傅立葉變換部分 ，以供儲存對應於OFDM前文波形之複數個導頻者各者的 導頻參考點。 36. 如申請專利範圍第33項之導頻相位誤差計量，更 包含一虛擬隨機導頻相位調變移除器，其係耦接至該相位 誤差估計器。 8 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297 W釐) — 545008 A8 B8 C8 D8 六、申請專利範圍 37·如申請專利範圍第36項之導頻相位誤差計量，更 包含一虛擬隨機產生器，其係耦接至該虛擬隨機導頻相位 調變移除器。 38·如申請專利範圍第33項之導頻相位誤差計量，更 包含一多工器，其耦接該離散傅立葉變換部分至最大相似 性相位誤差/加權處理器，以供緩衝對應於OFDM符號的複 數個導頻者各者之複數訊號測量至最大相似性相位誤差/加 權處理器。 39·如申請專利範圍第33項之導頻相位誤差計量，其 中該離散傅立葉變換部分包含對應於OFDM波形的複數個 導頻者各者之個別的離散傅立葉變換模組。 40·如申請專利範圍第33項之導頻相位誤差計量，其 中該離散傅立葉變換部分包含對於OFDM波形的複數個導 頻者各自成對者之個別的離散傅立葉變換模組，此係歸因 於複數個導頻者各自成對者之頻率位置的對稱性。 41.如申請專利範圍第33項之導頻相位誤差計量，其 中該離散傅立葉變換部分具有複數個頻率框倉輸出，其各 者係對應於OFDM波形的複數個導頻者之個別者。 42·—種正交分頻多工（OFDM)接收器之導頻相位誤差 估計方法，包含： 決定對應於一 OFDM前文波形之複數個導頻者的導頻 參考點； 在對於該決定步驟之一平行路徑中，以一快速傅立葉 變換而處理該OFDM前文波形； _____9 _ 本紙張尺度適中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐) ' (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁)

   545008 as B8 C8 D8 六、申請專利範圍 決定相對於該等導頻參考點之一後續OFDM符號的一 相位誤差估計；及 在對於該等決定步驟之平行路徑中，以快速傅立葉變 換而處理後續OFDM符號； 其中該決定相位誤差估計步驟係在平行路徑中以快速 傅立葉變換之處理後續OFDM符號的完成前而完成。 43. 如申請專利範圍第42項之方法，其中該決定相位 誤差步驟包含決定相對於導頻參考點之後續OFDM符號的 一合計相位誤差估計，藉著運用對應於後續OFDM符號之 複數個導頻者各者的複數訊號測量與該等導頻參考點。 44. 如申請專利範圍第42項之方法，更包含濾波相對 於導頻參考點之後續OFDM符號的相位誤差估計。 45. 如申請專利範圍第42項之方法，更包含以該相位 誤差估計而旋轉一進入訊號之相位，此舉係在該平行路徑 中以快速傅立葉變換而處理其發生在後續OFDM符號後之 進入訊號的OFDM符號之前。 46. —種正交分頻多工（OFDM)接收器之導頻相位誤差 估計方法，包含： 在平行於該OFDM接收器的一快速傅立葉變換處理路 徑之一單獨處理路徑中，決定對應於一 OFDM前文波形之 複數個導頻者的導頻參考點；及 在該單獨處理路徑中，估計相對於導頻參考點之一後 續OFDM符號的一合計相位誤差’藉著運用對應於後續 OFDM符號之複數個導頻者各者的複數訊號測量與該等導 _______ιο_____ 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公藿） (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁) 、1T·· 09889? ABCD 545008 六、申請專利範圍 頻參考點。 (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁) 47. 如申請專利範圍第46項之方法，其中該估計步驟 係在OFDM接收器之快速傅立葉變換處理路徑中的後續 OFDM符號之處理完成前而完成° 48. 如申請專利範圍第46項之方法，其中該估計步驟 包含執行一種基於最大相似性之估計，藉著運用對應於後 續OFDM符號之複數個導頻者各者的複數訊號測量與該等 導頻參考點。 49. 如申請專利範圍第46項之方法，其中該決定步驟 包含決定對應於該OFDM前文波形的一長符號部分之複數 個導頻者的參考點。 50. 如申請專利範圍第49項之方法，其中該決定步驟 更包含以一離散傅立葉變換而處理對應於該0FDM前文波 形的長符號部分，產生對應於0FDM前文波形的長符號部 分之複數個導頻者的個別者之複數訊號測量。 51. 如申請專利範圍第46項之方法，更包含在該單獨 處理路徑中以決定對應於後續OFDM符號的複數個導頻者 各者之複數訊號測量。 52. 如申請專利範圍第51項之方法，其中該決定複數 訊號測量之步驟包含以一離散傅立葉變換而處理後續 OFDM符號，產生對應於後續OFDM符號之複數個導頻者 的個別者之複數訊號測量。 53. 如申請專利範圍第51項之方法，其中該估計步驟 更包含執行預先訊號偵測，其結合以產生一複數合成訊號 _____ 11 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公爱） 545008 A3 C8 D8 六、申請專利範圍 Ο 54. 如申請專利範圍第53項之方法，其中該執行步驟 包含計算對於後續OFDM符號之複數個導頻者各者的一複 數訊號，其中對於複數個導頻者各者的該複數訊號係由導 頻參考點之個別者與複數訊號測量之個別者而計算。 55. 如申請專利範圍第54項之方法，其中該執行步驟 更包含藉著總和對於後續OFDM符號之複數個導頻者各者 的複數訊號而計算該複數合成訊號。 56. 如申請專利範圍第55項之方法，其中該估計步驟 包含由該複數合成訊號而估計後續OFDM符號的合計相位 誤差。 57. 如申請專利範圍第55項之方法，其中該估計步驟 更包含決定該複數合成訊號之一自變數，其中該複數合成 訊號之自變數係基於一種基於最大相似性之估計。 58. 如申請專利範圍第57項之方法，其中該決定自變 數之步驟包含估計合計相位誤差，藉著運用於該複數合成 訊號的實部與虛部之一基於核性之反正切函數。 5 9.如申請專利範圍第51項之方法，其中該估計步驟 係以數學式表不爲：

   (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) _ k=0 _ 其中I係對於具有一時間索引m之後續OFDM符號的合計 相位誤差，其中uk與▽，係分別代表對於OFDM前文波形 12 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐） 545008 as 130 C8 D8 六、申請專利範圍 之η個導頻者的導頻參考點之同相（I)與正交（Q)値，且其中 Ik，m與以^係代表對應於第m個後續OFDM符號之第k個 導頻者的複數訊號測量。 60. —種正交分頻多工（OFDM)接收器之導頻相位誤差 估計方法，包含： 決定對應於一 OFDM前文波形之複數個導頻者的導頻 參考點；及 估計相對於導頻參考點之一後續OFDM資料符號的一 合計相位誤差，藉著運用對應於後續OFDM資料符號之複 數個導頻者各者的複數訊號測量與該等導頻參考點。 61. 如申請專利範圍第60項之方法，其中該估計步驟 包含執行一種基於最大相似性之估計，藉著運用對應於後 續OFDM資料符號之複數個導頻者各者的複數訊號測量與 該等導頻參考點。 62. 如申請專利範圍第60項之方法，其中該決定步驟 包含決定對應於該OFDM前文波形的一長符號部分之複數 個導頻者的參考點。 63. 如申請專利範圍第62項之方法，其中該決定步驟 更包含得到由一傅立葉變換之框倉的複數訊號測量，該傅 立葉變換之框倉係對應於OFDM前文波形的長符號部分之 複數個導頻者的個別者。 64. 如申請專利範圍第60項之方法，更包含決定對應 於後續OFDM資料符號之複數個導頻者各者的複數訊號測 量。 _\3_ 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁)

   0^888 ABCD 545008 六、申請專利範圍 (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁) 05.如申請專利範圍第64項之方法，其中該決定複數 訊號測量之步驟包含得到由對應於後續0丽資料符號之 複數個___者之—傅找賴雜倉之複數訊號 測量。 一 66.如申請專利範圍第64較施，其中該估計步驟 更包含執行預先訊號偵測，其結合以產生—複數合成訊號 。67如申請專利範圍第66項之方法，其中該執行步驟 包含計算對於後續OF，資料符號之複數個導頻者各者的 一複數訊號，其中對於複數個導頻者各者的該複數訊號係 由導頻參考點之個別者與複數訊號測量之個別者耐算。 68. 如申請專利範圍第67項之方法，其中該執行步驟 更包含藉著總和對於後續OFDM資料㈣之複數個導頻者 各者的複數訊號而計算該複數合成虎 _ =

   69. 如申請專利範圍第68項之方法，其中該估5十步驟 包含由該複數合成訊號而估計後續〇匪資料符號的合計 丰目f立言吳° 70. 如申請專利範圍第68項之方法，其中該估計步驟 更包含決定該複數合成訊號之一自變數，其中該複數合成 訊號之自變數係基於一種基於最大相似性之估計。 71. 如申請專利範圍第70項之方法，其中該決定自變 數之步驟包含估計合計相位誤差，藉著運用於該複數合成 訊號的實部與虛部之一基於核性之反正切函數。 72. 如申請專利範圍第60項之方法，其中該估計步驟 _____14____ 本紙張尺度1^中國國家標準(CNS)A4規格（210 X 297公釐) ' ' 545008 A8 B8 C8 D8 k,i = tan' 、申請專利範圍 係以數學式表示爲： 山，'Qk,m) -k=Q 其中之係對於具有〜時間索引m之後續0FDM資料符號的 合計相位誤差’其中叫與^係分別代表對於OFDM前文 波形之η個導頻者的導頻參考點之同相⑴與正交(Q)値，且 其中Ik，m與Qk，m係代表對應於第m個後續OFDM資料符號 之第k個導頻者的複數訊號測量。 73· —種用於正交分頻多工（0FDM)接收器之導頻相位 誤差計量，包含： 供決定導頻參考點之機構，該等導頻參考點係對應於 一 OFDM前文波形之複數個導頻者；及 供估計相對於導頻參考點之一後續OFDM資料符號的 一合計相位誤差之機構，運用對應於後續OFDM資料符號 的複數個導頻者各者之複數訊號測量與導頻參考點。 74·如申請專利範圍第73項之導頻相位誤差計量，其 中該供估計之機構包含供執行一種基於最大相似性之估計 的機構，藉著運用對應於後續OFDM資料符號之複數個導 頻者各者的複數訊號測量與該等導頻參考點。 75. 如申請專利範圍第73項之導頻相位誤差計量，其 中該供決定之機構包含供決定對應於該OFDM前文波形的 一長符號部分之複數個導頻者之參考點的機構。 76. 如申請專利範圍第75項之導頻相位誤差計量，其 15 (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁) 訂： 本紙張尺ϋ用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) 545008 A8 B8 C8 D8 六、申請專利範圍 中該供決定之機構更包含供得到由一傅立葉變換之框倉之 複數訊號測量的機構，該傅立葉變換之框倉係對應於 OFDM前文波形的長符號部分之複數個導頻者的個別者。 77·如申請專利範圍第73項之導頻相位誤差計量，更 包含供決定對應於後續0FDM資料符號之複數個導頻者各 者之複數訊號測量的機構。 78. 如申請專利範圍第77項之導頻相位誤差計量，其 中該供決定複數訊號測量之機構包含供得到由對應於後續 OFDM資料符號之複數個導頻者的個別者之一傅立葉變換 的框倉之複數訊號測量的機構。 79. 如申請專利範圍第77項之導頻相位誤差計量，其 中該供估計之機構更包含供執行預先訊號偵測之機構，其 結合以產生一複數合成訊號。 80·如申請專利範圍第79項之導頻相位誤差計量，其 中該供執行之機構包含供計算對於後續OFDM資料符號之 複數個導頻者各者的一複數訊號，其中對於複數個導頻者 各者的該複數訊號係由導頻參考點之個別者與複數訊號測 量之個別者而計算。 81.如申請專利範圍第80項之導頻相位誤差計量，其 中該供執行之機構更包含藉著總和對於後續OFDM資料符 號之複數個導頻者各者的複數訊號而計算該複數合成訊號 的機構。 82·如申請專利範圍第81項之導頻相位誤差計量，其 中該供估計之機構包含供由該複數合成訊號而估計後續 _16____ 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁)

   545008 A8 B8 C8 D8 申請專利範圍 OFDM資料符號之合計相位誤差的機構。 83·如申請專利範圍第81項之導頻相位誤差計量，其 中該供估計之機構更包含供決定該複數合成訊號之一自變 數的機構，其中該複數合成訊號之自變數係基於一種基於 最大相似性之估計。 84. 如申請專利範圍第83項之導頻相位誤差計量，其 中該供決定自變數之機構包含供估計合計相位誤差的機構 ’藉著運用於該複數合成訊號的實部與虛部之一基於核性 之反正切函數。 85. 如申請專利範圍第73項之導頻相位誤差計量，其 中該供估計之機構係以數學式表示爲： Σ 卜d - Ί 6L = tarf (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁) k=Q___ _lc=Q 線 其中文係對於具有一時間索引m之後續0FDm資料符號的 合計相位誤差，其中uk與vk係分別代表對於〇Fdm前文 波形之η個導頻者的導頻參考點之同相⑴與正交(q)値，且 其中Ik,m與Qk，m係代表對應於第m個後續〇fdM資料符号虎 之第k個導頻者的複數訊號測量。 A 86· —種用於正交分頻多工（OFDM)接收器之導頻相位 誤差計量，包含： 一參考點儲存器，供儲存對應於一 OFDM前文波形之 複數個導頻者各者的參考點； ' 一最大相似性相位誤差/加權處理器，親接至該參考點

   545008 A8 S8s 、申請專利範圍 =益’職麵㈣於、後續GFDM顏符號的複數個 3者各者之複麵號，，朗雛於來自該參考點儲 存#之參考點；及 ，位誤差估汁益，鵝接至該最大相似性相位誤差/加 Μ處理器，以供由處理後的 的複數訊號測量與該等參考點而 估5十相對於導頻參考點之n < Qfdm資料符號的一合計相位誤 差。 勺八8^·如申阳專利範圍$ 86 1 員之導頻相位誤差計量，更 H iSiE隨機變移除，其係_至該誤 差估計器。 翻㈣弟87項之關雛誤差計量，更 雜隨機產生益，其係親接至虛擬隨機導頻相位調 變移除。 89柄請_範醜％項之導翻位誤差計量，更 一多工器’其接最大麵性碰誤差/加權處理 器’以供緩衝對應於OFDM資料符號之複數個導頻者各者 的複數訊號測量至最大相似性相位誤差/加權處理器。 90·~種用於正交分頻多工（〇FDM)接收器之導頻相位 追蹤迴路，包含： 一相位旋轉器，供接收一進入訊號； 一傅立葉變換，耦接至相位旋轉器之一輸出； 一導頻相位誤差計量，耦接至傅立葉變換之一輸出， 以供決定關聯於一接收〇F]DNI符號的一相位誤差估計； 一迴路濾波器，親接至導頻相位誤差計量之一輸出； 國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公f (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁)

   A8B8C8D8 545008 六、申請專利範圍 及 (請先閱讀背面之注意事項再塡寫本頁) 一振盪器，耦接至迴路濾波器之一輸出，該振盪器具 有耦接至相位旋轉器之一輸出，以供致使相位旋轉器以對 於後續OFDM符號的濾波相位誤差估計而旋轉進入訊號之 相位，俾使由該相位旋轉器所輸出訊號之相位雜訊係降低 〇 91. 如申請專利範圍第90項之導頻相位追蹤迴路，其 中該傅立葉變換包含一快速傅立葉變換。 92. 如申請專利範圍第90項之導頻相位追蹤迴路，其 中該導頻相位誤差計量係運用一種最大相似性估計，其處 理來自對應於已接收OFDM符號之複數個導頻者各者的傅 立葉變換之複數訊號測量，相較於一 OFDM前文波形之複 數個導頻者各者的導頻參考點。 93. 如申請專利範圍第90項之導頻相位追蹤迴路，更 包含一導頻參考點儲存器，其係耦接至傅立葉變換之一輸 出並且耦接至該導頻相位誤差計量，以供儲存對應於一 OFDM前文波形之複數個導頻者各者的導頻參考點。 94. 如申請專利範圍第90項之導頻相位追蹤迴路，其 中該導頻相位誤差計量係運用一種最大相似性估計，其處 理來自對應於已接收OFDM符號之複數個導頻者各者的傅 立葉變換之複數訊號測量，相較於得自於一先前OFDM符 號之複數個導頻者各者的導頻參考點。 95. 如申請專利範圍第90項之導頻相位追蹤迴路，更 包含該OFDM接收器之一射頻部分，其提供該進入訊號至 _19 冢紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297么 545008 as C8 D8 六、申請專利範圍 相位旋轉器，該射頻部分包括一本地振盪器，其中該導頻 相位追蹤迴路係補償由該射頻部分所引入的相位雜訊、與 由一 OFDM發射器之一傳送射頻部分所引入的相位雜訊， 該OFDM發射器係與OFDM接收器爲通訊。 96. 如申請專利範圍第90項之導頻相位追蹤迴路，其 中在旋轉後之自該相位旋轉器所輸出訊號的一相位雜訊係 降低。 97. 如申請專利範圍第96項之導頻相位追蹤迴路，其 中在旋轉後之自該相位旋轉器所輸出訊號的相位雜訊係降 低至小於約爲均方根値1度。 98. 如申請專利範圍第97項之導頻相位追蹤迴路，其 中在該相位旋轉器所接收之進入訊號的相位雜訊係小於約 爲均方根値2.5度。 99. 如申請專利範圍第96項之導頻相位追蹤迴路，其 中在旋轉後之自該相位旋轉器所輸出訊號的相位雜訊係降 低至小於約爲均方根値0.5度。 100. 如申請專利範圍第99項之導頻相位追蹤迴路，其 中在該相位旋轉器所接收之進入訊號的相位雜訊係小於約 爲均方根値2.5度。 101. 如申請專利範圍第96項之導頻相位追蹤迴路，其 中該OFDM接收器之一射頻部分之一本地振盪器的相位雜 訊性能係於一10 kHz偏移而大於約爲-80 dBc/Hz。 102. 如申請專利範圍第90項之導頻相位追蹤迴路，更 包含一虛擬隨機導頻調變產生器，其係耦接至該導頻相位 ___20 _ 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁)

   545008 as B8 C8 D8 六、申請專利範圍 誤差計量，以供移除一先前已知的虛擬隨機導頻調變。 103. —種用於正交分頻多工（OFDM)接收器之導頻相位 追蹤迴路，包含： 一相位旋轉器，供接收一進入訊號並將其相位調整爲 對應於一 OFDM波形； 一傅立葉變換，耦接至相位旋轉器之一輸出； 一導頻相位誤差計量，耦接至傅立葉變換之一輸出； 一迴路濾波器，耦接至導頻相位誤差計量；及 一振盪器，耦接至迴路濾波器，並且具有耦接至相位 旋轉器之一輸出。 104. 如申請專利範圍第103項之導頻相位追蹤迴路， 其中該傅立葉變換包含一快速傅立葉變換。 105. 如申請專利範圍第103項之導頻相位追蹤迴路， 更包含一導頻參考點儲存器，其係耦接至該傅立葉變換之 輸出並且係耦接至該導頻相位誤差計量。 106. 如申請專利範圍第103項之導頻相位追蹤迴路， 其中該導頻相位誤差計量係運用一種最大相似性估計，其 處理來自對應於一 OFDM符號之複數個導頻者各者的傅立 葉變換之複數訊號測量，相較於對應於一 OFDM前文波形 之複數個導頻者各者的導頻參考點。 107. 如申請專利範圍第103項之導頻相位追蹤迴路， 其中該導頻相位誤差計量係運用一種最大相似性估計，其 處理來自對應於一 OFDM符號之複數個導頻者各者的傅立 葉變換之複數訊號測量，相較於得自於一先前OFDM符號 ____21^__ 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

   A8B8C8D8 545008 六、申請專利範圍 之複數個導頻者各者的導頻參考點。 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 108. 如申請專利範圍第1〇3項之導頻相位追蹤迴路， 更包含該OFDM接收器之一射頻部分，其提供該進入訊號 至相位旋轉器，其中該射頻部分包括一本地振盪器，該導 頻相位追蹤迴路係補償於該射頻部分所引入的相位雜訊、 與由一 OFDM發射器之一傳送射頻部分所引入的相位雜訊 ，該OFDM發射器係與OFDM接收器爲通訊。 109. 如申請專利範圍第103項之導頻相位追蹤迴路- 其中該由相位旋轉器所輸出之進入訊號的相位雜訊係降低 〇 110. 如申請專利範圍第109項之導頻相位追蹤迴路’ 其中運用M-ary QAM、M-PSK、與其他數位調變波形之 QFDM通訊係改良。 111 一種正交分頻多工(OFDM)接收器之導頻相位追蹤 方法，包含： 接收一進入訊號，其對應於在該OFDM接收器之一傅 立葉變換的一 OFDM前文波形； 決定對應於一 OFDM前文波形之複數個導頻者的導頻 參考點； 接收對應於在該傅立葉變換之一 OFDM符號的一進入 訊號； 決定對應於該OFDM符號之複數個導頻者各者的複數 5只5虎測量； 決定對應於該OFDM符號之一相位誤差估計； ___22__ 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐） 545008 as B8 C8 D8 六、申請專利範圍 濾波該相位誤差估計；及 以濾波後的相位誤差估計而旋轉該OFDM符號後之將 在傅立葉變換所接收的後續OFDM符號之進入訊號的一相 位，其中對於後續OFDM符號之進入訊號的一相位雜訊係 降低。 112·如申請專利範圍第111項之方法，其中該接收其 代表OFDM前文波形的進入訊號之步驟包含接收其代表在 OFDM接收器的一快速傅立葉變換之OFDM前文波形的進 入訊號。 113·如申請專利範圍第111項之方法，其中該接收其 代表OFDM符號的進入訊號之步驟包含接收其代表在一快 速傅立葉變換之OFDM符號的進入訊號。 114·如申請專利範圍第111項之方法，更包含以濾波 後的相位誤差估計而更新一振盪器，其中該振盪器係使得 發生該旋轉步驟。 115. 如申請專利範圍第111項之方法，其中該決定相 位誤差估計步驟包含決定相對於導頻參考點之OFDM符號 的一合計相位誤差估計，藉著運用對應於OFDM符號之複 數個導頻者各者的複數訊號測量與該等導頻參考點。 116. 如申請專利範圍第115項之方法，其中該決定合 計相位誤差估計步驟包含執行一種基於最大相似性之估計 ，藉著運用複數訊號測量與導頻參考點。 117. 如申請專利範圍第115項之方法，其中該決定合 計相位誤差估計步驟係以數學式表示爲： _ 23 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁) 、1T·· 545008 A8B8C8D8 、申請專利範圍 = tan' k=Q •V“ _k=0 其中穴係對於具有一時間索引m之〇FDM符號的合計相位 誤差’其中Uk與Vk係分別代表對於〇FDM前文波形之η 個導頻者的導頻參考點之同相⑴與正交(Q)値，且其中Ik,m 與Qk，m係代表對應於第m個0FdM符號之第k個導頻者 的複數訊號測量。 118·如申請專利範圍第111項之方法，其中該決定導 頻參考點步驟包含決定對應於OFDM前文波形之一長符號 部分的複數個導頻者之導頻參考點。 119·如申請專利範圍第n8項之方法，其中該決定導 頻參考點步驟與該決定複數訊號測量步驟包含以傅立葉變 換而處理對應於長符號部分之基頻帶訊號、與對應於 OFDM符號之進入訊號。 120·—種正交分頻多工(〇FDM)接收器之導頻相位追蹤 方法，包含： 接收其代表在該OFDM接收器之一傅立葉變換的一 OFDM波形之一進入訊號； 基於該傅立葉變換之輸出而決定對應於OFDM波形之 一 OFDM符號的一相位誤差估計； 據波該相位誤差估計；及 以濾波後的相位誤差估計而旋轉該OFDM符號後之將 在傅立葉變換所接收的後續OFDM符號之進入訊號的一相 24 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐) (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁)

   545008 028895 ABCD 六、申請專利範圍 位，其中對於後續OFDM符號之進入訊號的相位雜訊係降 低。 (請先閲讀背面之注意事項再塡寫本頁) 121. 如申請專利範圍第120項之方法，其中該決定相 位誤差估計步驟包含決定相對於一導頻相之OFDM符號的 一合計相位誤差估計，該導頻相係對應於OFDM波形之一 OFDM前文部分。 122. 如申請專利範圍第121項之方法，其中該決定步 驟更包含： 決定對應於該OFDM波形的OFDM前文部分之複數個 導頻者的導頻參考點； 決定對應於該OFDMT符號之複數個導頻者的複數訊號 測量； 線 其中該決定合計相位誤差估計步驟包括藉著運用一種 基於最大相似性之估計而處理該等複數訊號測量與導頻參 考點。 123. 如申請專利範圍第120項之方法，其中該決定相 位誤差估計步驟包含決定相對於一導頻相之OFDM符號的 一合計相位誤差估計，該導頻相係對應於一先前的OFDM 符號。 124. 如申請專利範圍第123項之方法，其中該決定步 驟更包含： 決定對應於先前OFDM符號之複數個導頻者的導頻參 考點； 決定對應於該OFDM符號之複數個導頻者的複數訊號 _25_ 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐) 545008 A8 B8 C8 D8 六、申請專利範圍 測量； 其中該決定合計相位誤差估計步驟包括藉著運用一種 基於最大相似性之估計而處理該等複數訊號測量與導頻參 考點。 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格(210 X 297公釐）