TW522639B - Orthogonally-multiplexed orthogonal amplitude modulation method and device - Google Patents

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經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 522639 A7 B7 五、發明說明（1 ) 本發明係有關於數位資料傳輸的調變方法，特別是有 關於同調正交多工正交振幅調變（orthogonally-multiplexed orthogonal amplitude modulation)方法和 裝置。 目前已經發展出許多調變方法，可以依據所使用之不 同正交多工階數Μ，藉此在功率或頻譜上達到高效率的效 果。在2N-D(2N-dimensional)雙正交調變中，是由2Ν個 正交信號和其負正交信號組成4N-元信號集，其屬於無多 工的實例，也就是M=1。典型的實例是頻率調變指數μ為1/2 的雙正交2NFSK/2PSK，以及頻率調變指數μ為1的雙正交 NFSK/4PSK，其頻譜和功率的效率都比2NFSK好。另一極端 實例則是具有最大正交多工階數（也就是Μ=2Ν)的情況，像 是 2N-D 正交分頻多工（orthogonally frequency-division-multiplexing，OFDM)雙相位調變，其由 2N 個頻 譜重疊並且正交多工的BPSK調變載波所組成，例如調變指 數μ是1/2的2N0FDM/BPSK，以及調變指數μ是1的 NOFDM/QPSK。其中具有調變指數為1之NOFDM/QPSK，可以 視為由Ν個正交多工QPSK調變載波所組成，因此也可以歸 類到Ν階多工調變（也就是μ=Ν)。由於使用大量正交多工 階數，OFDM信號提供較佳之頻譜效率，特別是當ν很大時。 除了上述極端實例之外，另外也有根據2階正交多工 (亦即M=2)的2N-D垂直頻率/相位調變（2N-D quadrature frequency/phase modulation, NQFPM)。NQFPM 是由兩種 等效調變格式組成。在多頻率格式下，NQFPM為兩個雙正 3 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公爱） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) • AW--------訂---------線 )22639 五 濟 部 智 慧 財 產 局 員 工 消 費 社 印 製 B7 發明說明（2 ) 交NFSK/2PSK信號（其中μ=1)的垂直載波和。在多脈衝格式 下’ NQFPM則為兩個N-D雙正交成分信號的正交和，每一 成分信號由Ν/2個脈衝和兩個垂直載波的成對正交積所組 成。特別是多脈衝2QFPM信號可以特殊化到有功率效率的 垂直-垂直相位移鍵（quadrature—qUadrature phase shift keying ’ Q2PSK)信號。因為使用大量正交多工階數，nqfpm

具有較佳頻譜效率，但是功率效率則比μ=1的雙正交 2NFSK/2PSK以及μ=ΐ的雙正交NFSK/4psK來得差。另一方 面，NQFPM使用較少正交多工階數，所以和2N〇FM/BpSK 以及NOFDM/QPSK相比，其功率效率較好，其頻譜效率較差。 習知方法已經提出正交多工階數為i、2、N以及2N 的調變方法，但是尚未提出使用任意正交多工階數的Μι 調變族。 有鑑於此，本發明則提出一種正交多工正交振幅調變 方法其包括：產生2N維正交基底信號，其相互正交並且 經過2間位移仍然保持正交;分割2N維正交基底信號成M 組正交基底信號子集合；在單位時間產生M組超符號流，M 組超符號流對應到Μ組正交基底信號子集合，每一組超符 號流具有U1個符號，其中冑i個正交符號，[個振幅符 號，振幅符號具有K個振幅位準；在單位時間，根據正交 號在每-組正交基底信號子集合中選出L個正交基底信 號’ L個正交基底信號與正交基底信號子集合對應的超符 號流調變產生Μ個成分信號中的一成分信號；以及多工上 述Μ個成分信號，產生一正交多工正交振幅調變信號。 1_____4 本紙張尺度翻Τ關家鮮（CNS)A4祕（細 522639

五、發明說明（ 以下，就圖式說明本發明之正交多工正交振幅調變方 法和裝置。囷式簡單說明 第la圖表不本發明正交多工正交振幅調變方法的功 能方塊圖。 第lb圖表示本發明成分信號的功能方塊圖。 第2a圖表示本發明之帶通匹配濾波器接收系統方塊 圖 圖 第2b、2c圖表示第2a圖之帶通匹配濾波器功能示意 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ---- 經 濟 部 智 慧 財 產 局 員 工 消 費 合 作 社 印 製 第3圖表示比次錯誤機率漸近界限和模擬結果。 第4圖表示最佳omoam功率效率的性能趨勢圖表。 第5圖表示基底信號集合Ad)頻譜效率比較圖。 第6, 7圖表示變化μ固定Ν的ΟΜΒΜ頻譜趨勢圖。 第8, 9圖表示\固定具有相同比次錯誤機率的頻譜趨 勢。[符號說明] 11、12、13〜成分信號調變方塊； 2 0〜信號源； 21-26〜等效帶通濾波器； 31 - 34〜帶通匹配濾波器。實施例調變信號模型 本發明提出正交多工正交振幅調變方法 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） « — — — — — 111 — — — — — — — — — — — — — — — — — — 1' — 111 522639 A7 B7 五、發明說明（4 ) (orthogonally-multiplexed orthogonal amplitude modulation OMOAM)，以下以OMOAM代替，在每一個週期τ 秒内，OMOAM同時產生M個超符號（s叩ersymbol)，以 ••…，平A/-U表示第k週期的超符號。每一個超符號ψ是 由L+1個獨立符號[〜，〇此，…，心1構成，其中 心!2/尺)(2/2 -1)_1/2 卜{(f 1)/3广。資料源 / = ο，ι，···，ι-ι都是獨立，無記憶。因此0Μ0ΑΜ每一週期τ秒内 發出M[Ilog2尺+ l〇g2(K /1)]比次，每一比次時間為 TfT/MklogzJ^ + log^ATc/i：)]。 Ωζζ^ο)，/^/)，·.·，^—⑼}是一組2N維實數單位能量的基底 L號’其集中在時間t=0 ’所有基底信號滿足正交條件並 且和所有時間位移（time-shift)的基底信號正交，也就是， £ K {t)K it - lT)dt = Sm nSls,, Vm, n,l (1) 其中〜，Λ是 Kronecker delta function，也就是當 m=n，j =i 否則A,"=0。OMOAM信號可以由一正交多工化M元正交脈衝 振幅調變成分信號表示，首先，分割成Μ個分離子集合， 第m個子集合定義成^"+”(〇}:::1，第二，第m的超符號流 藉由正交脈衝振幅調變以形成成分信號， 如下列表示： = Σ bZ * KNc,lNc,am,k ^ 0,1,...,Λ/ - 1 (2) OMOAM信號是由多工化正交脈衝振幅調變成分信號構 (請先閱讀背面之注咅？事項再填寫本頁) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 -·--------訂---------線♦------------------- 522639 A7 r 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 B7--. 五、發明說明（5 ) 成，如下列表示：^(0 = Σ Sm(0 (3) m=0 為建構第k信號時間的成分信號，根據&元# 號〜，*(也就是正交群信號），由^+λ⑷匕選擇一群[個基 底信號，並且這L個基底信號個別藉由LK元振幅符號土 s(也就是脈衝振幅信號）脈衝振幅調變。因為M個超符 號流是互相獨立，所以Μ個成分信號、⑺‘ s也是互相獨立。 因為不同的成分信號是由不同的滿足（1)式條件的正交基底 信號子集合構成，所以零成分信號干擾（zer〇 inter component signal interference)成立在任何傳送超符號 流{U々}和時，下列（4)式成立， £ 〜汾=〇，V/ (4) 而且，因為每一個、(0是由滿足（1)式，也就是滿足奈奎斯 零超碼際干擾第一準則（Nyquist，s I criterion of zero inter-supersymbol interference)，的 iV+rt(’-^w = 〇i，···，％—π蛛線性組合而成，所以滿足（5)式， £〇 (〇sn if - lT)dt = 0, V/关 0，Vm ( 5 ) 第la圖表示本發明正交多工正交振幅調變方法的功 能方塊圖。如第la圖所示，11-12表示產生成分信號〜ω，W0的調變方塊。第i b圖表示本發明成分信號的 功能方塊圖。如第lb圖所示，信號源20在時間t=kT產生 度翻 (21Q ^τ¥)----- f請先閱讀背面之注音？事項再填寫本頁} — — — — — =° 線Φ---------------------- 522639

五、發明說明（ 6 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 超付m ’基底信號以等效帶通濾波器取代。因為2N基底 佗號疋用以調變M超符號流，所以硬體實行的複雜度和N 成正比。 ^為方便起見，（3)式定義的正交多工正交振幅調變調 爻:口诡忑為(叱从山1〇〇_^，21^表示外)信號空間的維度，

MtcJL父多工位準的數目’^^分別表示正交群信號位準 數目和脈衝振幅信號位準數目。比數U/M表示成分信 號空間維度，所有的參數N，Μ，L，K和都是2的整數 冪次。當Ν給定時，下列條件是需要的， 以及1S Κ Λτ。 c 當或當</Z>1和尤m，（2)式的成分信號定義出新 的調變方法。成分信號可以產生很多種類的調變方式。 當K=2(也就是心是二元）並且L^2，成分信號可以特別 化成雙正交調變信號，當L=1，、⑺可以簡化成（6)式 V)=愿?6:、〜d) (6) 第k信號時間超符號是= j，其中〜g {〇山·，π —1}選 擇集中在信號時間kT基底信號（也就是正交信號），二元符 號6i°丨e {±1}決定基底信號的極性（也就是雙相或是反極性）， (6)式〜(0是雙正交，因為〜(/-⑺是由正交信號 {^+”0和其負極性的正交信號。一典型實例是 a^FSK/2PSK(// = i/2)，其中+ , + ，仍。是％ 的整數倍數， (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁} --·--------訂---------線—·-------------------- 8 522639 A7

五、發明說明（7 ) ⑺〇>>%，A(0 是矩形脈衝，= ，當-$7/ τ ’L 一 /2 ’否則 匕〇) = 〇。 當L=2，\(〇可以表示為 = #^c+amfc + ¾，hmNc+amJ(+Nc/2^-kT)\ (7) 第k信號時間超符號是= [“，€],其中％^ {似，J 2 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 選擇集中在信號時間kT成對基底信號（也就是正交彳 一元符號e {土 ι}決定基底信號的極性（也就是雙相戍0 反極性），（7)式、(0也是雙正交信號，因為正交信號集 (卜奶+❿(卜奶包含％正交信號"ί、 (卜奶-和其負 向正交信號，典型的實例是（A^/qFSKMPSKC/^i)，其中基 ^ ia ^ ^n(0 - Sri^)cos(^〇t + ηωάή,Η^Νχ(ί) = gr(t)cos(ωQΐ + ηωάί) ，《 =所/^，所^；+1”,.，(所 + %)^； —1。 下列四組基底#说集合是嚴格時間限制，基底信 號不為零的區間只有在—mu <m。前兩組基底信號集合 是2N矩形脈衝載波組成，如（8)、（9)所表示， Ω! ={gr(’)c〇s〇v + i ⑽〆)’ = 〇，i，”.，2n} (8) Ω2 ={sr (0 cosKr + η ωάί\ gr (t) sinKi ^πωά(\π = 0,1,..., N-l} (9) 其他兩組由2N弦波脈衝載波組成，如（10)、（11)所表示， Ω 4^c,n(〇cos((y〇/ + 2mN^dt\gcn(t)sin^0t + 2mN^dt\gsn(t)c〇s^0t + 2ηιΝρωάί)λ 3 + 2mA^6V)，m = 0，l”“，AT/(2i^) — l;n = 〇，ι，··.，λ^ 一 1 J(10) 不，度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 x 297公爱） (請先閱讀背面之注咅？事項再填寫本頁} _ ——訂---------線----------------------- 522639 A7 B7 五、發明說明（ 〇4={‘(加〇8(邮 + 2所\邮)，^(，)8叫邮 + 2所%邮)，爪=0，1，#/%-13 = 0，1”"，%—1} (11) 其中，‘(0和‘(0是弦波脈衝，當-7V2g<772， Ά) = V^cos((fz + ^>〆），其他區間，⑺=〇。當一772y <772， ^,n(0 = ^βJTsin((n + 玉)％〇 ’ 其他區間，„ (〇 = 0。表示脈衝頻 率的數字，例如 Α^{ΐ，2，··.，；ν/2}，Ω3(Α^)，Α^{ΐ，2，··.，7ν}，Ω4(Α^)。 以下2Ν脈衝載波基底信號集合是頻率限制信號， Ω5 Asb (0 cos(^0i + ImAft), gb (t) s^0t + 2mAft)}^ (12) ，其中△/是相鄰載波的分隔頻率，，實數值脈衝 ☆⑺是頻率限制，所以其傅利葉轉換只有在f = 〇附近有限 長度區間是非零。為滿足（1)式，ga(/)和△/必須滿足下列準 則， £ ^ ^ nAf)°l (/ - mAf) exp{y2^r}i// = 2δηηιδι〇 \fl^rn9n (13) 如果加上鄰近載波頻率不重疊的條件，也就是 G(/) = 〇，|/| > Δ//2，（ 1 3 )可以簡化成奈奎斯零碼際干擾第一準 則，如（14)所表示， £ Gb(f)Gl(f)cxp{j27dfT}df = 2διο V/ (14) (14)式的具體實例是，方根升高餘弦（root raised spectrum) 頻譜， G,(/) = V^，當 |/|<(1 —α)/(2Γ) _ ίο 本紙張尺度過用中國國豕ί示準（CNS)A4規格（210 X 297公爱 (請先閱讀背面之注咅？事項再填寫本頁} ·1. 訂---------^φ. 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 經 濟 部 智 慧 財 產 局 員 工 消 費 合 作 社 印 製 522639

五、發明說明（ 9 G6(/) = V^cos(;r(|/|r - (1 一 α)/2)/(2α))，當 (1 - a) /(2T) < |/| < (1 -f α) !{2Τ) G6(/) = 〇，當/其他值，0幺 最小不重疊分隔頻率Δ/ = (1π·α)/Γ，當α = 0時，Δ/ = 1/Γ，方根 升高餘弦簡化成理想奈奎斯頻譜G(/) = V^，當|/|<1/2Γ， G(/) = 0，當/為其他值。 解調接收方法 資料通訊的最終目標之一就是在消耗最少平均比次能 量的條件之下降低比次誤碼率（b i t error rate) ° (N，M，L，K)0M0AM信號的同調（coherent)解調是在可加性白 色南斯雜音（additive white Gaussian noise AWGN)的通 道’隶佳同調接收機（optimum coherent receiver)完全對 準接收信號的時間、載波頻率、以及相位。接收信號是 r{t)^4Ps{t) + n{t) (15) 其中P是接收功率，n(t)是具有零平均值的可加性白色高 斯雜音，其單邊功率能量密度（〇ne —side p〇wer spectral density PSD)是％。因為所有信號s(t)都是相似地產生， 最佳同調接收機減少偵測s(t)錯誤機率，也就是最佳同調 接收機是最大可能（maximum一likeHh〇〇d ML)接收機。因為 ，分信號、(0是互相獨立並且正交，所以最大可能接收機， 疋基於成分處理而實現。而且，成分信號滿足奈奎斯零超 石馬際干擾第-準則，最大可能接收機是建立在成分的一個 接一個超符號處理。接下來的最佳決定規則（〇州麵 decision ruie)是相當於選擇預測超符號流 丨本紙W適用中

Γ%先閱讀背面之注咅？事項再填寫本頁，>

522639 A7 Λ Λ(0) Λ ⑴ Λ (^-1) Cl m,k ’bm，k ’bm，k m，k 五、發明說明（1〇 Λ Ψ 差，如（16)所表示 ’對於所有m，k都符合最小平方誤 mm in£ JPT ΈΕ § ^ ' h^lNc/L^amtk ~ kT) (16)式可以簡化成（17) 對所有m，k，選擇v|/wit符合 其中R定義如下 Δ L~\ 1 〇 mNc+lNc 丨L+am k，k 1—0 dt (16) (17) (18) 其中化，*是介於r(〇和An(nr)的相關量測，其定義如下· Δ Rn,k = lj(t)hn(t-kT)dt Vaz = 〇,1,2...,2iV-l (19) 執打（8)式的決定規則需要對[(平⑺a取最大值作ρ 次，並且大約次實數乘法，（8)式可以等效地由（11)式 推導出’如下表示， --------------------^--------1 IAWI (請先閱讀背面之注音？事項再填寫本頁) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 ，•，—•'，，〜-遲㈣2} (2〇) (11)式對所有m，k，需要執行尺^次取最大值，大約幻、次 實數乘法，這是比較容易實行。 實行（Π)式需要知道先前接收信號能量。當κ=2時， (〇2=1，（17)式可以更進一步簡化成（21)、（22)，

χ 297公釐） (21)522639 A7 五、發明說明（u) η^2(ψ” 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 實⑽υ式可以避免需要知道先前接收信號能量，所 以比u”式更容易。第2a圖表示本發明之帶通匹配渡波器 接收系統方塊圖。如第2a圖所示，在信號時間㈣，接 收信號經由帶通匹配濾波器31_34產生相關量測。第此、 2c圖表示第2a圖之帶通匹配據波器功能示意圖。如第2b 圖所示，/a〇 = g(〇co_〇，當ωΓ/；Γ是一整數，則。。當 ㈣，是一雙數，貝U厂一i。如第2c圖所示，⑽一一洲sin(^ 當说〜是一整數，則4=1。當—Γ/π是一雙數，則^^一！。 因為{i^，Vw，VA:}是獨立量測，並且超符號的來源是 無記憶、獨立，對於•，根據^^⑽匕^測平^的結果 獨立於根據量測的結果。結果，藉由（17)、（21)式 最佳化偵測（N，M，L，K)OMOAM信號的錯誤機率是等效於彳貞測 單一超符號的錯誤機率。Μ元超符號流的獨立編碼是藉 由相同碼映射比次到元超符號，〇Μ〇ΑΜ最佳化決定 規則的比次錯誤機率（bit error probability ΒΕΡ)正是债 測最佳化決定規則的BEP。不失一般性，由（8)式考慮 決定％，。，也就是ro=0,k=0，的下標都省略。 (22) -------------·--------ITi------- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) Ψ = [Μ]是傳送的超符號，令 其中 ‘[6(°)，6(1)，...，6“叫和石 a b '(〇) Λ⑴ Α㈣b，b，…七 13 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（21〇 χ 297公釐） 是接收的超符號， 能夠傳送/1)超符 522639 A7 五、發明說明（12) 號，超符號全部表示的比次是zl〇g2/： + k)g2队/z) ，ψ 標示為Ψ和ψ的漢明距離（Hamming distance) Pr|^l >厂1，Ψ1 ‘示超付號對錯誤機率是在大於Κ(Ψ)並且 真的傳送Ψ。最佳化ΟΜΟΑΜ的ΒΕΡ界限如下列表示， I r Λ 1 V 十1 (23) 其中超符號對錯誤機率如下列表示 Λ 當a羊a (24) MVx>vx^\^q 八 Λ 2) b-b + ^\vx>vxM^q

λΛ b b 當 (25) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 其切|°exp[>/k位高斯誤差函數， 又‘[Ll〇g，+ log2(ATc/Z)/(2Z)]，匕二PT；/%為每比次接收信號能量 對雜音能量頻譜密度比。顯然地，所有（N，M，L，K)OMOAM具 有相同的\、L、K產生相同的BEP。（23)式對任意比次對 超符號都是正確。如果符號《，心〆1)，···，6^1)是根據個別比次對 符號映射的獨立編碼，（23)的界限可進一步簡化，當

D Σα ZaDH(a^a) = \(Nc^)2i〇g2(Nc/L) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） —-----------Aw--------it---------M (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 522639 A7 B7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 五、發明說明（13 w^w2 BEP 可以表不為，Pb < kL(Nc/L)[Li〇g2K + i〇g2(Nc/L)\ (26) %和 ％分別表示當 β = α時， ψι=^τΈ YjDHQ)i)Q^\xybb^b ) (27)

L b b*b π=ΣΣ Λ b b |φ、φ + (φ2-苧㈣名)]·β(ι 當Κ=2時，％和％可以表示為， % 存έ2”φβ(ν^Γ) 厶/=1 丄

W2 = 22L 儿、Jl (令)2i〇g2(午)+(+-Ag UP^rb) L· L· L· 入 rb(b b )(28) (29) (30) 當K>2時，並且葛雷碼映射用以表示6(/)，BEP界限的漸 近表示為下列：

Wx=Nc{2K-2)Q{^P2^Yb) W2=2[N^log2Nc+(N2c- Ν€)]ρφβ2λη)

Wx = ^Σ/(ί )(2Κ - 2)7 Κι-ι〇φβ2Ιλγΐ)) L /=ι ---------------------^---------^ IAWI (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) L二 1 (31)

W2 = 22L_1[(—-)2 log2(~~) + (-^—Nc )]〇(^2β LXy b) L-2, 4 (32) L L L 15 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公釐） A7 五 B7 發明說明（ 14 1 L W2^0 L=8，16，… （3 3) ⑶）（32)、（33)可應用在任意a的編碼映射，第3 圖表示比次錯誤機率漸近界限和模擬結果，當廳低於 W3 ’漸近界線可以提供BEp的精確估計。 化6( >，6(1)”"，6糾的編碼映射都是獨立，^)的編碼是葛雷 田L K '變化，第4圖表示最佳omoaM功率效率的 性能趨勢圖表，功率效率的定義是BEP在ΚΓ5的y如第4 不，粗體字表示（N，M1，4)0M0AM和（义^1，4,2)0肋人^1頻 谱等效，斜體字表示（义11，8)(^(^以和（1^1,2,4)頻譜等 效。α’κΜ^)和（L，KM2,2)的對應列，η必須滿足BEp 。當L、K固定，omoam的功率效率隨％增加 虽'、L固定，omoam的功率效率隨κ減少而改善 頻譜特性 因為（比祕，1，1〇(^(^以信號是由％獨立成分信號，其具 有零平均值，功率頻譜密度（power spectral density PSD) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 由連續頻譜元素組成，成分信號的功率頻譜密度加總而成 而且’每一成分信號〜W正交於其時間位移〜/r)，h〇 ,超 符號流{Ψ^,νβ是無記憶，所以〜(〇的psD可以由單一特定 求出。當k=〇，不失一般性，（n，M，L，K)0M0AM的功率頻 譜密度如下表示： 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（21〇 x 297公釐 522639 Α7

iVi 一 ls(n = Σ

(34A) =士^(’)丨2 (34B) 其中好”(/)疋弋W的傅利葉轉換。（34β)是適用的，因為給定 〜，。亂數值6i，)Q//w〜+w/1+〜。(/)，ν/是條件獨立於零平均值。對於 所有Μ，L，Κ，根據相同信號集合構成的（n，m，l，k)〇m〇am 信號具有相同的功率頻譜密度PSD。 因為矩形脈衝 2NFSK/2PSK(p = i/2)是（N，1，1，2)〇M〇AM 的一具體化實例，所有使用Ωι集合的〇M〇AM信號具有和 2NFSK/2PSK(/^ = i/2)相同的功率頻譜pSD，而且，因為多頻 率NQFPM是（N，2, 1，2)0M0AM使用ω2的具體化實例，所有使 用Ω2集合的ΟΜΟΑΜ信號具有和NQFPM相同的功率頻譜PSD， 以下是使用4和ωΑΜΟΑΜ信號的等效低通功率頻譜密度， 心(/) 士 2&nc2(/T +

T 2N 2N — \ ~4~ 2 ,Ω1 (35) --------訂---------線 ijp- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 τ ^(/)=-Zsinc2(^+ N-l «) ，Ω2 (36) LX 其中 sinc(jc)=sin(;zx)/(；Dc)， OMOAM使用Ω3和〇4的功率頻譜密度 17 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公爱） (37)522639 A7 五、發明說明（16

S

LP TNp-\N/Np-\^lp //Σ Σ ^ ^ fM—Λ »Μ—Λ τ Ν-\ Ν snrz〇T—+1)-(肝兰)) Μ +siir2〇T-A^(2m- —：^sinc2(/T ^^-λ-η) Ν τ 2Ν Ν 丨咖羞)) /1=0 Ω3("ρ) (38) t Σ « = 〇 m *=0 Ν + sin c(/T - iV (2m -

N IF l) + (n +1) ，ω4(λγρ) (39) 使用ω2集合0Μ0ΑΜ信號的功率頻譜密度和使用Ω3(Α^)集合的 0Μ0ΑΜ信號的功率頻譜密度相同。相同地，使用％的⑽〇αμ 信號之等效低通功率頻譜密度， 1 N_l 1 ^-^Σ〇2Λ/^-(Ν-1^2η)Α/) ，Q5 (40) 如果使用方根升高餘弦（ro〇t raised spectrum)頻譜 且Δ/ΜΙ+οΟ/Γ，則OMOAM信號所捕捉功率的頻寬如下， 並 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製

B〇=N 1 + α

Nc(^cc) (41) T ^L\og2K + \og2(Nc/L))Tb 當α = 〇，就是ΟΜΟΑΜ使用理想奈奎斯脈衝。 頻错性能趨勢 由頻帶外功率分數提供評估頻譜緊緻性的，頻帶外功 率分數7；如下表示，

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五、發明說明（ 經 濟 部 智 慧 財 產 局 員 工 消 費 合 作 社 印 製 ^ = 1〇i〇g1〇(i- £22 心⑺们 / 2 ( 4 2 ) (3.3)式表示不声含於頻帶[_5/2圳全部 ㈣外功率分數就可以比較具有相同比次率以== 157；信號的頻譜趨勢。 顆 第5圖表示基底信號集合心)頻譜效率比較圖。如 第5圖所示，當頻帶外功率因數视較大時，隨著 其頻譜效率幾乎是相同’當頻帶外功率因數相當二 較小^的ΟΜΟΑΜ，其頻譜效率較高。 八 第6,7圖表示變化Μ固定Ν的〇職頻譜趨勢圖。结 合第4圖得知，相同Ν增加Μ，麵具有比較高頻譜效率， 但是比次錯誤機率升高，這是因為每_信號· /傳送的 比次增加。由帛6圖得知，f Ν很大，對任意&，使用q 的ΟΜΒΜ頻譜效率幾乎相同於使用％、％的頻譜效率。當頻 帶外功率分數很大時，0ΜΒΜ的頻譜效率接近理想奈奎^脈 衝集合ω5，其㈣，。由第7圖得知，（n，m，l)〇麵使 用A⑴，其頻譜效率接近使用Ω5，α = 1，Λ/ = 2/Γ之方根升高餘 弦脈衝（N，M，L)OMBM，即使頻帶外功率分數很小亦符合。當 N、L ' K固定，Μ變化，這些頻譜趨勢亦滿足。 第8,9圖表示'固定具有相同比次錯誤機率的頻譜趨 勢。其基底信號集合包含2Μ基底信號，也就是Ν=；Μ，基底 信號集合隨正交多工階數增加。這兩張圖中，使用頻率限 制集合ΩβΜΒΜ全部功率頻寬方。忍是用以參考相對緊緻性。 如第8圖所示，使用％、Ω3(λ^)〇μβμ的頻譜效率隨μ增加 本紙張尺㈣”關家咖•公爱 一 --------訂--------- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁} 522639 ίΐ 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 Β7 、發明說明（18) 而改善。如第9圖所示，當頻帶 ΩΜΟΜΒΜ的頻譜效率ρ Μ秘丄 干刀歎比孕乂 J使用 ^加，❹ 而改善。由第8圖得知，當 脱衝隹A A AO™的頻譜效率接近使用理想奈奎斯 二：：？了，，在㈣ 率接、田圖传知’當Μ比較Α，使用Ω4_ΒΜ的頻譜效 率妾近使用i^W = 2/r〇_的頻譜效率，並且，在頻帶 :功率刀數很小’得到更高頻譜效率。比較第8、9圖得知， j帶外功率分數比較大，使用％或峡）（m，m，l)麵 Η吏用ω4⑴更有頻譜效率，#頻帶外功率分數比較小，則 有相反趨勢。使用^和㈣麵也有相同趨勢。當'、L、K 固定，N和Μ變化，所有（N，M，L，K则⑽都有相同趨勢。 由以上t果得知，本發明之正交多工正交振幅調變方 法月b夠在功率與頻谱效率之間提供多種符合要求的選擇， 其比次錯誤機率特性是由調變參數％、L以及κ決定，與 特定基底信號無關。功率頻譜只與基底信號有關，與調變 參數無關。頻譜效率和調變參數N、M、L以及κ有關，這 表不，设計ΟΜΟΑΜ系統，基底信號集合與調變參數能夠分 開調整頻譜和功率效率。調整基底信號的指定方法，可以 得到許多等價調變格式。 雖然本發明已以一較佳實施例揭露如上，然其並非用 以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精 神和範圍内，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保 護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。 20 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（21〇 X 297公爱） ---------------------訂·-------- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

Claims (1)

1. 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 522639 έΐ C8 •-~-— D8 申請專利範® " 一 1. 一種正交多工正交振幅調變方法，其至少包含. 產生2Ν維正交基底信號’其相互正交並且經過 位移仍然保持正交； 分割上述2Ν維正交基底信號成Μ組正交基底信號子 集合； 在一單位時間產生Μ組超符號流，上述Μ組超符號流 對應到上述Μ組正交基底信號子集合，每一組上述超符號 流具有L+i個符號，其中有i個正交符號，L個振幅符號，。 上述振幅符號的振幅位準有K個振幅位準； 在上述單位時間，根據上述超符號流正交符號在上述 超符號流所對應的正交基底信號子集合中選出[個上述正 交基底信號； L個上述正交基底信號與上述正交基底信號子集合對 應的超符號流調變產生Μ個成分信號中的一成分信號；以 及 … 多工上述Μ個成分信號，產生一正交多工正交振幅調 變信號。 2. 如申請專利範圍第1項所述之正交多工正交振幅調 變方法’其中每一上述成分信號的維度\=2λγ/λ/。 3. 如申請專利範圍第2項所述之正交多工正交振幅調 變方法，其中上述正交符號是K/L元正交符號。 4. 如申請專利範圍第1項所述之正交多工正交振幅調 變方法’其中上述振幅符號是L尺元振幅符號。 5. 如申請專利範圍第1項所述之正交多工正交振幅調 21 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格⑽x 297公髮） --------^--------- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 522639

   變方法，其中U4。 ▲ •如申请專利範圍第1項所述之正交多工正交振幅 變方法，复ΦΛΖ/Ι^ιβα 〇 7·如申請專利範圍第1項所述之正交多工正交振 m ^ ^ 沄，其中Μ、Μ、L·、\、Κ都是2的整數冪次。 8·如申睛專利範圍第1項所述之正交多工正交振幅調 變方法，其中當Ν給定，則Μ、N、L、'必須滿足⑽m c ^ 9·如申請專利範圍第1項所述之正交多工正交振幅調 k方法，其中2Ν維正交基底信號可以是2Ν維矩形脈衝载 波信號。 〇·如申睛專利範圍第1項所述之正交多工正交振幅 凋變方法，其中2N維正交基底信號可以是2N維弦波脈衝 載波信號。 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁} 訂---------線 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 22 522639 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 B8 C8 D8 六、申請專利範圍 述預測接收信號的平均平方誤差最小。 調變Γ法如專利範圍第1項所述之正交多卫正交振幅 :、'、更包含解調上述正交多工正交振幅調變信 號的方法，其至少包含： σ 在每一上述信號時間，產生預測超符號流； ，母一上述信號時間，根據實際接收信號和上述烈 維正交基底抬號產生L個相關量測；以及 π在每-上述信號時間，選擇—組上述制超符號流， $仵上述振幅符號與上述L個相關量測的内積與上述振幅 符號自身内積之差最大。 14. 一種正交多工正交振幅調變裝置，其至少包含： I組正交基底信號源，產生別維正交基底信號，分判 成2應於上述Μ組正交基底信號源之M組正交基底信號子 集合，其相互正交並且經過時間位移仍然保持正交，· Μ組超符號流信號源，在—單位時間產生μ組超符號 流’上述Μ組超符㈣對應到上述Μ組正交基底信號子集^ 二每-組上述超符號流具有L+1個符號，其中有！個正 交符號，L個振幅符號，上述振幅符號的振幅位準有κ個 振幅位準； Μ。個調變器’其對應上述Μ組正交基底信號子集合， 在上述早位時間’根據上述Μ組超符號流的正交符號在上 述超符號流所對應的正交基底信號子集合中選出l個上述 正交基底信號’ L個上述正交基底信號子集合對應的超符 號流調變產生Μ個成分信號中的一成分信號；以及 Φ · ^--------- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 23

   本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（210 X 297公髮 522639 A8 B8 C8 D8 -N 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 申請專利範圍 夕工器，多工上述Μ個成分信號，產生一正交多工 正交振幅調變信號。 15·如申請專利範圍第14項所述之正交多工正交振 調變裝置，JL中各—卜；十、+ Α产口备μ ^ ”甲母上述成分仏號的維度\ = 2#/M。 16·如申請專利範圍第14項所述之正交多工正交 調變裝置’其中上述正交符號正交符號。 " =^ I7·如申請專利範圍第14項所述之正交多工正交振幅 調變裝置其中上述振幅符號是i·/：元振幅符號。 18·如申請專利範圍第丨4項所述之正交多工正交振 調變裝置，其中。 田 19·如申請專利範圍第14項所述之正交多工正交振幅 調變裝置，其中％/£>1並且夂以。 20·如申請專利範圍第14項所述之正交多工正交振幅 調變裝置，其中Μ、N、L、％、K都是2的整數冪次。 21·如申請專利範圍第14項所述之正交多工正交振幅 調變名置’其中當N給定，則Μ、N、L、必須滿足 \SM 1ΊΝ ’ 幺 2n，KLSN。 _ C 22·如申請專利範圍第14項所述之正交多工正交振幅 調變裝置，其中2N維正交基底信號可以是2N維矩形脈衝 載波信號。 23·如申請專利範圍第μ項所述之正交多工正交振幅 調變裝置’其中2N維正交基底信號可以是2N維弦波脈衝 載波信號。 24.如申請專利範圍第14項所述之正交多工正交振幅 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) # 訂---------線· 24 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS)A4規格（21〇 χ 297公釐） 、申請專利範圍 調變裝置，其中2N維正交基底俨卢 餘弦頻譜乂基紅唬的頻谱可以是方根升高 的裳置，其至、少解調上述正交多工正交振幅調變信號 以及 預測破置，在上述單位時間，產生預測超符 號流； U成裝置；^據上述選出L個上述正交基底信號與 逑預測超符號流調變產生預測接收信號，並且選擇一組 t述預測超符號流，使得實際接收信號與上述預測接收信 就的平均平方誤差最小。

   抑腳中請專利範圍第14項所述之正交多卫正交振幅 卜文曙’其更包括解調上述正交多工正交振幅調變信號 的裝置，其至少包含： 預測裝置，在上述單位時間，產生預測超符號流； 口 相關$測裝置，在上述單位時間，根據實際接收信 唬和上述2N維正交基底信號產生L個相關量測；以及 一合成裝置，在上述單位時間，選擇一組上述預測超 符號w，使得上述振幅符號與上述L個相關量測的内積與 上述振幅符號自身内積之差最大。 25 本紙張尺度細巾關家標準（CNS)A4規格（210 297公釐）