TW202114337A - 電感電流仿擬電路及電感電流仿擬方法 - Google Patents

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Abstract

一種電感電流仿擬電路，包含：斜坡訊號產生電路以及仿擬控制電路。電感電流仿擬電路產生斜坡訊號以仿擬流經功率級電路中之電感的電感電流。斜坡訊號產生電路根據第一訊號與第二訊號，產生斜坡訊號。電流感測訊號相關於流經上橋開關之上橋開關電流與流經下橋開關之下橋開關電流的其中之一。仿擬控制電路分別於第一期間與第二期間，取得電流感測訊號與斜坡訊號間之第一差值積分與第二差值積分，而對應產生第一訊號與第二訊號。其中該第一期間與該第二期間之中心時點不同。

Description

電感電流仿擬電路及電感電流仿擬方法
本發明係有關一種電感電流仿擬電路，特別是指一種用於切換式電源供應器中之電感電流仿擬電路。本發明也有關於用於返馳式電源供應電路中之電感電流仿擬方法。
第1圖揭示一種先前技術之具有電感電流仿擬電路之切換式電源供應器(切換式電源供應器100)，切換式電源供應器100用以將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vout。切換式電源供應器100包含功率級電路110以及控制電路120。控制電路120產生操作訊號，以切換功率級電路110中上橋開關UG與下橋開關LG，而將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vout。如圖所示，功率級電路110包括一降壓型功率級電路。其中，降壓型功率級電路包含上橋開關UG、下橋開關LG與電感L，其操作模式為此技術領域中具有通常知識者所熟知，在此不予贅述。
在第1圖中所示之先前技術中，功率級電路110更包括電感電流仿擬電路111，其包含前述電感L、電感L的等效電阻DCR、感測電阻Rx以及感測電容Cx。其中，感測電阻Rx與感測電容Cx串聯後與電感L並聯。藉由適當選擇感測電阻Rx的電阻值與感測電容Cx的電容值，可使電感電流仿擬電路111在操作時，零點(zero)與極點(pole)互相抵消。於此條件下，不管流經電感L的電感電流IL為直流電流或交流電流，可藉由感測電容Cx上的電壓降Vcx，仿擬電感電流IL，因為電壓降Vcx正比於電感電流IL，其計算式為本領域中具有通常知識者所熟知，在此不予贅述。
第1圖中所示之先前技術，其缺點在於，首先，由於感測電阻Rx的電阻值與感測電容Cx的電容值，需要針對電感L的電感值與等效電阻DCR的電阻值而設計，因此，為了可適用於具有各種不同電感值的電感L，由感測電阻Rx與感測電容Cx所形成的RC電路，難以整合至包括控制電路120的積體電路中；第二，等效電阻DCR的電阻值易受溫度影響，這使得電感電流仿擬電路111需考慮溫度補償，使得設計上更加地困難。
其他相關先前技術，請參閱美國專利 US9065337B2、US9184651B2、US9966855B2、US10044267B1以及US10128753B2。
前述數個相關先前技術，其缺點在於，第一，前述數個相關先前技術需要額外的取樣保持電路，其電感電流仿擬電路所需要的空間相對較大，且其製造成本相對較高；第二，前述數個相關先前技術的電感電流仿擬電路設計上較為複雜，也使其製造成本相對較高。
有鑑於此，本發明即針對上述先前技術之不足，提出一種用於切換式電源供應器中之電感電流仿擬電路及電感電流仿擬方法，在不採用與電感並聯之LC電路的情況下，可整合為積體電路，並降低溫度影響，且具有高精確度低製造成本之電感電流仿擬電路。
就其中一個觀點言，本發明提供了一種電感電流仿擬電路，用於一切換式電源供應器中，該切換式電源供應器，用以切換其中一功率級電路之一上橋開關或/及一下橋開關，而將一輸入電壓轉換為一輸出電壓，該電感電流仿擬電路用以產生一斜坡訊號以仿擬流經該功率級電路中之一電感的一電感電流，該電感電流仿擬電路包含：一斜坡訊號產生電路，用以根據一第一訊號與一第二訊號，產生該斜坡訊號；以及一仿擬控制電路，與該功率級電路及該斜坡訊號產生電路耦接，用以根據一電流感測訊號與該斜坡訊號，產生該第一訊號與該第二訊號；其中該電流感測訊號相關於流經該上橋開關之一上橋開關電流與流經該下橋開關之一下橋開關電流的其中之一； 其中該仿擬控制電路於一第一期間，取得該電流感測訊號與該斜坡訊號間之一第一差值積分，而產生該第一訊號；其中該仿擬控制電路於一第二期間，取得該電流感測訊號與該斜坡訊號間之一第二差值積分，而產生該第二訊號；其中該第一期間與該第二期間之中心時點不同。
在一較佳實施例中，該第一期間與該第二期間係該上橋開關與該下橋開關其中之一，於其導通操作時的一安置期間(settle time)後的兩個不同期間。
在一較佳實施例中，該第一訊號與該第二訊號用以決定該斜坡訊號之一上升斜率、一下降斜率、一波峰、一波谷與一峰對谷值之至少其中之二。
在一較佳實施例中，該斜坡訊號之值，被調節於該電感電流之值，乘以一預設實數後，加上一預設補償值。
在一較佳實施例中，該斜坡訊號之值不小於0。
在一較佳實施例中，該仿擬控制電路產生該第一訊號與該第二訊號，以控制該斜坡訊號產生電路，而將該第一差值積與該第二差值積分皆調節於0。
在一較佳實施例中，該仿擬控制電路包括一放大電路，用以比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而產生該差值。
在一較佳實施例中，該仿擬控制電路更包括一前饋電路，耦接於該放大電路的兩輸入端之間，用以前饋該電流感測訊號與該斜坡訊號，而加速調節該斜坡訊號。
在一較佳實施例中，該仿擬控制電路包括：一跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier, OTA)，以同一該OTA，分別於該第一期間與該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，分別於該第一期間與該第二期間，對應產生一第一電流與一第二電流； 一第一電容，以該第一電流對該第一電容充電，而產生該第一訊號；以及一第二電容，以該第二電流對該第二電容充電，而產生該第二訊號。
在一較佳實施例中，該放大電路包括：一第一跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier, OTA)，以該第一OTA，於該第一期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，產生一第一電流；一第二OTA，以不同於該第一OTA之該第二OTA，於該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，產生一第二電流； 一第一電容，以該第一電流對該第一電容充電，而產生該第一訊號；以及一第二電容，以該第二電流對該第二電容充電，而產生該第二訊號。
在一較佳實施例中，該放大電路包括：一跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier, OTA)，以同一該OTA，分別於不同週期之該第一期間與該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，分別於該第一期間與該第二期間，對應產生一第一電流與一第二電流； 一第一電容，以該第一電流對該第一電容充電，而產生該第一訊號；以及一第二電容，以該第二電流對該第二電容充電，而產生該第二訊號。
在一較佳實施例中，該斜坡訊號產生電路包括：一第一轉換電路，與該仿擬控制電路耦接，用以根據該第一訊號，產生一第一斜坡電流；一第二轉換電路，與該仿擬控制電路耦接，用以根據該第二訊號，產生一第二斜坡電流；一斜坡電容，分別與該第一轉換電路及該第二轉換電路耦接，以該第一斜坡電流與該第二斜坡電流對該斜坡電容充電及放電，以產生該斜坡訊號；以及一第一斜坡開關，耦接於該第一轉換電路與該斜坡電容之間，用以切換而決定該第一斜坡電流是否對該斜坡電容充電及/或放電，其中該第一斜坡開關的切換時間同步於該上橋開關或該下橋開關其中之一的切換時間。
在前述實施例中，該斜坡訊號產生電路較佳地更包括一第二斜坡開關，耦接於該第二轉換電路與該斜坡電容之間，用以切換而決定該第二斜坡電流是否對該斜坡電容充電及/或放電，其中該第二斜坡開關的切換時間同步於該上橋開關及該下橋開關其中之另一的切換時間。
在一較佳實施例中，該斜坡訊號產生電路更根據一零電流訊號，於該電感電流為0時，控制該第一斜坡電流及/或該第二斜坡電流，對應停止對該斜坡電容充電及/或放電，以仿擬該電感電流為0之狀態。
在前述實施例中，該斜坡訊號產生電路較佳地更包括一零電流開關，耦接於該第二轉換電路與該斜坡電容之間，用以根據該零電流訊號而決定該第二斜坡電流是否對該斜坡電容放電。
就另一個觀點言，本發明也提供了一種電感電流仿擬方法，用於一切換式電源供應器中，該切換式電源供應器，用以切換其中一功率級電路之一上橋開關或/及一下橋開關，而將一輸入電壓轉換為一輸出電壓，該電感電流仿擬方法用以產生一斜坡訊號以仿擬流經該功率級電路中之一電感的一電感電流，該電感電流仿擬方法包含：選擇並感測流經該上橋開關之一上橋開關電流與流經該下橋開關之一下橋開關電流的其中之一，而產生一電流感測訊號；於一第一期間，取得該電流感測訊號與一斜坡訊號間之一差值積分，而產生一第一訊號；於一第二期間，取得該電流感測訊號與該斜坡訊號間之一差值積分，而產生一第二訊號；以及根據該第一訊號與該第二訊號，產生該斜坡訊號； 其中該第一期間與該第二期間之中心時點不同。
在一較佳實施例中，電感電流仿擬方法更包括：比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而產生該差值。
在一較佳實施例中，該比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而產生該差值之步驟，更包括：前饋該電流感測訊號與該斜坡訊號，而加速調節該斜坡訊號。
在一較佳實施例中，電感電流仿擬方法，更包括：以同一跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier, OTA)，分別於該第一期間與該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，分別於該第一期間與該第二期間，對應產生一第一電流與一第二電流；以該第二電流對一第一電容充電，而產生該第一訊號；以及以該第二電流對一第二電容充電，而產生該第二訊號。
在一較佳實施例中，電感電流仿擬方法更包括：以一第一跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier, OTA)，於該第一期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，產生一第一電流；以不同於該第一OTA之一第二OTA，於該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，產生一第二電流；以該第一電流對一第一電容充電，而產生該第一訊號；以及以該第二電流對一第二電容充電，而產生該第二訊號。
在一較佳實施例中，電感電流仿擬方法更包括：以同一跨導運算放大器(operational trans-impedance amplifier, OTA)，分別於不同週期之該第一期間與該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，分別於該第一期間與該第二期間，對應產生一第一電流與一第二電流；以及以該第二電流對一第二電容充電，而產生該第二訊號。
在一較佳實施例中，電感電流仿擬方法更包括：根據該第一訊號，產生一第一斜坡電流；根據該第二訊號，產生一第二斜坡電流； 以該第一斜坡電流與該第二斜坡電流對一斜坡電容充電及放電，以產生該斜坡訊號；以及切換一第一斜坡開關而決定該第一斜坡電流是否對該斜坡電容充電及/或放電，其中該第一斜坡開關的切換時間同步於該上橋開關或該下橋開關其中之一的切換時間。
在一較佳實施例中，電感電流仿擬方法更包括：切換一第二斜坡開關而決定該第二斜坡電流是否對該斜坡電容充電及/或放電，其中該第二斜坡開關的切換時間同步於該上橋開關及該下橋開關其中之另一的切換時間。
在一較佳實施例中，電感電流仿擬方法更包括：根據一零電流訊號，於該電感電流為0時，控制該第一斜坡電流與該第二斜坡電流，停止對該斜坡電容充電及/或放電，以仿擬該電感電流為0之狀態。
在一較佳實施例中，電感電流仿擬方法更包括：根據該零電流訊號而決定該第二斜坡電流是否對該斜坡電容放電。
底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。
請參閱第2A-2D圖，顯示本發明之第一個實施例示意圖。第2A圖中所示為本發明電感電流仿擬電路的一種實施例(電感電流仿擬電路230)。如第2A圖所示，切換式電源供應器200用以將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vout。其中，切換式電源供應器200包含功率級電路210與控制電路220。功率級電路210根據至少一驅動訊號，例如但不限於如圖所示之上橋驅動訊號SUG與下橋驅動訊號SLG，分別切換對應之上橋開關UG與下橋開關LG，以將輸入電壓Vin轉換為輸出電壓Vout。控制電路220與功率級電路210耦接，以產生前述上橋驅動訊號SUG與下橋驅動訊號SLG。功率級電路並不限於配置為如第2A圖中的功率級電路210(降壓型)，根據本發明，功率級電路可配置為例如但不限於同步或非同步之降壓型、升壓型、反壓型、或升降壓型功率轉換電路，如第13A-13J圖所示。
電感電流仿擬電路230用以產生斜坡訊號Veml以仿擬流經功率級電路210中之電感L的電感電流IL。如圖所示，電感電流仿擬電路230包含斜坡訊號產生電路231以及仿擬控制電路233。斜坡訊號產生電路231用以根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch，產生斜坡訊號Veml。仿擬控制電路233與功率級電路210及斜坡訊號產生電路231耦接，用以根據電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml，產生第一訊號VGich與第二訊號VGidch。在本實施例中，電流感測訊號Vcs相關於流經下橋開關LG之下橋開關電流ILG；根據本發明，電流感測訊號Vcs亦可以相關於流經上橋開關UG之上橋開關電流IUG，僅需將相關的感測電路與上橋開關UG耦接即可。為了完整仿擬電感電流IL，在一實施例中，斜坡訊號Veml的上升段的期間重合於上橋開關UG導通時段Ton，而斜坡訊號Veml的下降段的期間重合於上橋開關UG不導通時段Toff ，因此，在一實施例中，斜坡訊號產生電路231更根據上橋驅動訊號SUG及╱或下橋驅動訊號SLG而產生斜坡訊號Veml。
請參閱第2B圖，第2B圖顯示對應於本發明之相關訊號波形示意圖。第2B圖上部顯示上橋驅動訊號SUG的波形示意圖；第2B圖下部顯示電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml的波形示意圖。在上橋驅動訊號SUG的波形示意圖中，一週期Tprd包含導通期間Ton與不導通期間Toff。其中，導通期間Ton表示上橋開關UG處於導通操作，且下橋開關LG處於不導通操作；不導通期間Toff表示上橋開關UG處於不導通操作，且下橋開關LG處於導通操作(於連續導通模式下)。在電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml的波形示意圖中，請同時參閱第2A圖，在本實施例中，電流感測訊號Vcs相關於流經下橋開關LG之下橋開關電流ILG。電流感測訊號Vcs例如但不限於由與下橋開關LG串聯之一電阻上之電壓降取得，本領域中具有通常知識者可依本發明之教示而推知其相關技術細節，在此不予贅述。在本實施例中，電流感測訊號Vcs僅於下橋開關LG導通時，取得相關於流經下橋開關LG之下橋開關電流ILG；因此，電流感測訊號Vcs於上橋開關UG處於導通操作之導通期間Ton，並不示意下橋開關電流ILG；就一觀點而言，因為在上橋開關UG導通期間Ton期間內，下橋開關LG為不導通，因此，電流感測訊號Vcs此時代表下橋開關電流ILG為0。值得注意的是，在導通期間Ton期間內，下橋開關電流ILG無法反應導通期間Ton的電感電流IL。此外，由於下橋驅動訊號SLG大致上與上橋驅動訊號SUG反相，且由於量測下橋開關電流ILG在實際操作上的限制，於下橋開關LG開始導通(上橋驅動訊號SUG切換為低位準)後的安置期間Tstl之後，電流感測訊號Vcs相對比較精確示意下橋開關電流ILG。須說明的是，安置期間Tstl為電流感測訊號Vcs的一段不穩定期間，在安置期間Tstl之後之訊號較為穩定，此為本領域中具有通常知識者所熟知，在此不予贅述。
請同時參閱第2A與2C圖，斜坡訊號Veml為斜坡訊號產生電路231根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch而產生，用以仿擬電感電流IL。仿擬控制電路233於第一期間T1，如第2C圖所示的時間點t1到時間點t2之期間，對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之差值進行第一積分運算，並根據第一積分運算之結果，如第2C圖的陰影面積A1，取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第一差值積分，而產生第一訊號VGich。仿擬控制電路233於第二期間T2，如第2C圖所示的時間點t3到時間點t4之期間，對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之差值進行第二積分運算，並根據第二積分運算之結果，如第2C圖的陰影面積A2，取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第二差值積分，而產生第二訊號VGidch。需說明的是，在第2C圖所示的實施方式中，第一差值積分示意對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之差值進行第一積分運算之結果；而在其他的實施方式中，第一差值積分也可以示意分別對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml進行積分運算後，再取得兩積分運算結果之差值，細節將詳述於後。
其中，第一期間T1與第二期間T2之中心時點不同，此外，在一實施例中，第一期間T1與第二期間T2分別皆大於0。另一方面，就一觀點而言，本實施例中，僅於下橋開關LG導通時，下橋開關電流ILG才與電感電流IL相同，因此，本實施例中，第一期間T1與第二期間T2皆位於下橋開關LG導通期間內(亦即上橋開關不導通期間Toff)。
在一種較佳的實施例中，仿擬控制電路233產生第一訊號VGich與第二訊號VGidch，以控制斜坡訊號產生電路231，而將第一積分運算之結果(如第2C圖的陰影面積A1)與第二積分運算之結果(如第2C圖的陰影面積A2)皆調節於0。
如第2C圖所示，第一期間T1例如為上橋開關UG自導通操作切換為不導通操作(下橋開關LG自不導通操作切換為導通操作)後，例如再經過一段安置期間Tstl之後，在上橋開關UG處於不導通操作之不導通期間Toff(下橋開關LG處於導通操作之導通期間)中的一段期間。第二期間T2為與第一期間T1不同的另一期間，須說明的是，所謂不同期間，係指第二期間T2的中心時點與第一期間T1的中心時點不同。
請同時參閱第2A與2D圖，斜坡訊號Veml為斜坡訊號產生電路231根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch而產生，用以仿擬電感電流IL。仿擬控制電路233於第一期間T1，如第2D圖所示的時間點t1到時間點t2之期間，分別對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml進行積分運算後，對應取得積分運算結果，如第2D圖的陰影面積Acs1與陰影面積Aeml1，再對陰影面積Acs1與陰影面積Aeml1做減法運算而得到陰影面積A1，取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第一差值積分，而產生第一訊號VGich。仿擬控制電路233於第二期間T2，如第2D圖所示的時間點t3到時間點t4之期間，分別對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml進行積分運算後，對應取得積分運算結果，如第2D圖的陰影面積Acs2與陰影面積Aeml2，再對陰影面積Acs2與陰影面積Aeml2做減法運算而得到陰影面積A2，取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第二差值積分，而產生第二訊號VGidch。需說明的是，在第2D圖所示的實施方式中，第一差值積分示意先分別對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml在時間點t1到t2進行積分運算後，對應取得積分運算結果，再對兩積分運算結果做減法運算而得到第一差值積分；第二差值積分示意先分別對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml在時間點t3到t4進行積分運算後，對應取得積分運算結果，再對兩積分運算結果做減法運算而得到第二差值積分。
在一種實施例中，第一期間T1與第二期間T2都在同一個不導通期間Toff中。在另一種實施例中，第一期間T1與第二期間T2都在同一個不導通期間Toff中，且有重疊的期間。在另一種實施例中，第一期間T1與第二期間T2在不同一個不導通期間Toff中，例如但不限於在交錯的不同不導通期間Toff中。在另一種實施例中，第一期間T1的中心時點，早於第二期間T2的中心時點。在另一種實施例中，第一期間T1的中心時點，晚於第二期間T2的中心時點。以上所述的實施例中，皆可將不導通期間Toff置換為導通期間Ton，在電流感測訊號Vcs相關於流經上橋開關UG之上橋開關電流IL的情況下。也就是說，在一種較佳的實施例中，第一期間T1與第二期間T2係上橋開關UG與下橋開關LG其中之一，於其開始切換為導通操作時的安置期間(settle time)Tstl後的兩個中心時點不同的期間。
在一種較佳的實施例中，斜坡訊號Veml之值，被調節於電感電流IL之值，乘以預設實數後，加上預設補償值。這是為了避免斜坡訊號Veml之值成為負值，也就是說，在較佳的實施例中，斜坡訊號Veml之值不小於0。因為電感電流IL之值可能為負值，而如果斜坡訊號Veml之值成為負值，會增加仿擬控制電路233在設計上的複雜度，因此可視實際應用之需要而調整預設實數與預設補償值。須說明的是，在一種較佳的實施例中，斜坡訊號Veml之值不小於0，在此情況下，電流感測訊號Vcs所示意之電感電流IL，也會作對應的調整，使得電流感測訊號Vcs之值也不小於0。
第3圖顯示本發明之第二個實施例示意圖，其顯示為本發明電感電流仿擬電路的一種較具體的實施例(電感電流仿擬電路230)。如第3圖所示，請同時參照第2A圖。電感電流仿擬電路230包含斜坡訊號產生電路231以及仿擬控制電路233。斜坡訊號產生電路231根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch，產生斜坡訊號Veml，以仿擬流經功率級電路210中之電感L的電感電流IL，意即斜坡訊號Veml適應性地仿擬電感電流IL的波形，並示意電流值。在本實施例中，斜坡訊號產生電路231包括轉換電路2311與2313(分別用以作為第一轉換電路與第二轉換電路)、斜坡開關SW1以及斜坡電容Crp。如圖所示，轉換電路2311與仿擬控制電路233耦接，用以根據第一訊號VGich，產生第一斜坡電流Ich；轉換電路2313與仿擬控制電路233耦接，用以根據第二訊號VGidch，產生第二斜坡電流Idch。
請繼續參閱第3圖，斜坡開關SW1(作為第一斜坡開關)耦接於轉換電路2311與斜坡電容Crp之間，用以切換而決定第一斜坡電流Ich是否對斜坡電容Crp充電及/或放電。斜坡開關SW1例如根據上橋驅動訊號SUG而操作(亦即，斜坡開關SW1的切換時間同步於上橋開關UG的切換時間)，以決定第一斜坡電流Ich是否流經斜坡開關SW1，而在進一步減去第二斜坡電流Idch後，對斜坡電容Crp充電，產生斜坡訊號Veml的上升段。轉換電路2313根據第二訊號VGidch，產生第二斜坡電流Idch，以對斜坡電容Crp放電，產生斜坡訊號Veml的下降段。換言之，本實施例中，在上橋開關UG導通時段Ton內，以第一斜坡電流Ich減去第二斜坡電流Idch後的電流對斜坡電容Crp充電及/或放電，而產生斜坡訊號Veml的上升段，且在上橋開關UG不導通時段Toff內，以第二斜坡電流Idch對斜坡電容Crp放電，產生斜坡訊號Veml的下降段。就一觀點而言，斜坡訊號Veml的上升段的期間重合於上橋開關UG導通時段Ton，而斜坡訊號Veml的下降段的期間重合於上橋開關UG不導通時段Toff。
如前所述，第一訊號VGich與第二訊號VGidch對應決定第一斜坡電流Ich與第二斜坡電流Idch，而對斜坡電容Crp充電與放電，進而產生斜坡訊號Veml的上升段與下降段，就一觀點而言，本實施例中，轉換電路2311與2313較佳地根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch而決定了斜坡訊號Veml的上升斜率與下降斜率，進而藉此調整斜坡訊號Veml使其仿擬完整的電感電流IL。在一種實施例中，轉換電路2311為一種電流源(current source)電路，轉換電路2313為一種電流槽(current sink)電路。然而，根據本發明，並不限於此。
請參閱第2C圖，一般而言，在上升時段與下降時段為給定的前提下(例如前述上升時段與下降時段分別重合於上橋開關UG導通時段Ton與上橋開關UG不導通時段Toff)，一斜坡訊號(如斜坡訊號Veml)可由其上升斜率S1、下降斜率S2、波峰Vp、波谷Vv與峰對谷值Vpv之至少其中之二來定義之。因此，在一實施例中，如第2A圖中的斜坡訊號產生電路231可根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch，而決定斜坡訊號Veml之上升斜率S1、下降斜率S2、波峰Vp與波谷Vv與峰對谷值Vpv之至少其中之二，以產生斜坡訊號Veml，需說明的是，不論以上述何種組合控制而產生斜坡訊號Veml，只要是根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch，以控制斜坡訊號產生電路231，而將第一積分運算之結果(如第2C圖的陰影面積A1)與第二積分運算之結果(如第2C圖的陰影面積A2)皆調節於0，即符合本發明的精神。為簡化說明，第3圖與其後的實施例，以控制上升斜率S1與下降斜率S2而決定斜坡訊號Veml的實施例進行說明，而上述產生斜坡訊號Veml的其他任二種組合的轉換方式與電路，在本發明的教示下，本領域中具有通常知識者可推知，在此不予贅述。
第4圖顯示本發明之第三個實施例示意圖，本實施例與第二個實施例不同之處，在於，在本實施例中，斜坡訊號產生電路231除了包括轉換電路2311與2313、斜坡開關SW1以及斜坡電容Crp之外，更包括斜坡開關SW2。斜坡開關SW2耦接於轉換電路2313與斜坡電容Crp之間，例如根據下橋驅動訊號SLG而操作，以決定第二斜坡電流Idch是否流經斜坡開關SW2，以對斜坡電容Crp放電，產生斜坡訊號Veml的下降段。當然，斜坡開關SW2也可以根據相關於上橋驅動訊號SUG而操作，與第二個實施例相比，轉換電路2311與2313中，相關的係數也需要對應調整。具體而言，本實施例中，在上橋開關UG導通時段Ton內，以第一斜坡電流Ich對斜坡電容Crp充電及/或放電，而產生斜坡訊號Veml的上升段，且在上橋開關UG不導通時段Toff內，以第二斜坡電流Idch對斜坡電容Crp放電，產生斜坡訊號Veml的下降段。
第5圖顯示本發明之第四個實施例示意圖，本實施例與第三個實施例不同之處，在於，在本實施例中，斜坡訊號產生電路231不包括斜坡開關SW1。與第三個實施例相比，轉換電路2311與2313中，相關的係數也需要對應調整。
第6圖顯示本發明之第五個實施例示意圖，其顯示為本發明電感電流仿擬電路的一種較具體的實施例(電感電流仿擬電路230)。如第6圖所示，電感電流仿擬電路230包含斜坡訊號產生電路231以及仿擬控制電路233。斜坡訊號產生電路231根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch，產生斜坡訊號Veml，以仿擬流經功率級電路210中之電感L的電感電流IL。在本實施例中，斜坡訊號產生電路231包括轉換電路2311與2313、斜坡開關SW1以及斜坡電容Crp。其中，轉換電路2311包括轉導放大器(transconductance amplifier)TA1；轉換電路2311包括轉導放大器TA2。如圖所示，轉導放大器TA1具有轉導gmich，將第一訊號VGich之電壓，轉換為第一斜坡電流Ich；轉導放大器TA2具有轉導gmidch，將第二訊號VGidch之電壓，轉換為第二斜坡電流Idch。
第7圖顯示本發明之第六個實施例示意圖，其顯示為本發明電感電流仿擬電路的一種較具體的實施例(電感電流仿擬電路230)。如第7圖所示，電感電流仿擬電路230包含斜坡訊號產生電路231以及仿擬控制電路233。斜坡訊號產生電路231根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch，產生斜坡訊號Veml，以仿擬流經功率級電路210中之電感L的電感電流IL。在本實施例中，仿擬控制電路233包括跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier) OTA1、開關CH1與CH2、以及電容Cich與Cidch。其中跨導運算放大器為一種將電壓訊號差值轉換為電流訊號的放大器電路，其操作特性為本領域中具有通常知識者所熟知，在此不予贅述。
在本實施例中，以同一跨導運算放大器OTA1(作為放大電路)，例如分別於第一期間T1與第二期間T2，比較電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml，而根據電流感測訊號Veml與斜坡訊號Vcs之差值，分別於第一期間T1與第二期間T2，對應產生第一電流I1與第二電流I2。開關CH1耦接於跨導運算放大器OTA1與電容Cich(用以作為第一電容)之間，根據操作訊號ICH_EN而操作，於第一期間T1，以跨導運算放大器OTA1根據電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml之差值，所產生之差值電流Id，導通以作為第一電流I1。開關CH2耦接於跨導運算放大器OTA1與電容Cidch(用以作為第二電容)之間，根據操作訊號IDCH_EN而操作，於第二期間T2，以跨導運算放大器OTA1根據電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml之差值，所產生之差值電流Id，導通以作為第二電流I2。第一電流I1對電容Cich充電(亦即對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml之差值於第一期間T1進行積分)，以取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第一差值積分，而產生第一訊號VGich。第二電流I2對電容Cidch充電(亦即對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml之差值於第二期間T2進行積分)，以取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第二差值積分，而產生第二訊號VGidch。也就是說，在本實施例中，第一訊號VGich示意如第2C圖中，陰影面積A1所示之第一積分運算之結果；而第二訊號VGidch示意如第2C圖中，陰影面積A2所示之第二積分運算之結果。
第8圖顯示本發明之第七個實施例示意圖，其顯示為本發明電感電流仿擬電路的一種較具體的實施例(電感電流仿擬電路230)。如第7圖所示，電感電流仿擬電路230包含斜坡訊號產生電路231以及仿擬控制電路233。斜坡訊號產生電路231根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch，產生斜坡訊號Veml，以仿擬流經功率級電路210中之電感L的電感電流IL。在本實施例中，仿擬控制電路233包括跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier) OTA1、開關CH1與CH2、前饋電路2331以及電容Cich與Cidch。
本實施例與第六個實施例不同之處，在於，在本實施例中，仿擬控制電路233更包括前饋電路2331。前饋電路2331耦接於作為放大電路之跨導運算放大器OTA1的兩輸入端之間，用以前饋(feedforward)電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml，而加速調節斜坡訊號Veml。詳言之，如圖所示，前饋電路2331例如包括電阻Rrp與開關CH3。電阻Rrp與開關CH3串聯後耦接於跨導運算放大器OTA1的反向輸入端與非反向輸入端之間。開關CH3根據操作訊號RRP_EN而操作，以決定是否將電阻Rrp跨接於跨導運算放大器OTA1的反向輸入端與非反向輸入端之間，使得在開關CH3導通期間，例如在斜坡訊號Veml仿擬電感電流IL一段初始期間，為了提高斜坡訊號Veml趨近電流感測訊號Vcs的速度，直接以電阻Rrp電連接跨導運算放大器OTA1的兩輸入端，以加速調節該斜坡訊號，可以用相對較短的時間，使斜坡訊號Veml趨近電流感測訊號Vcs。
第9圖顯示本發明之第八個實施例示意圖，其顯示為本發明電感電流仿擬電路的一種較具體的實施例(電感電流仿擬電路230)。如第9圖所示，電感電流仿擬電路230包含斜坡訊號產生電路231以及仿擬控制電路233。斜坡訊號產生電路231根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch，產生斜坡訊號Veml，以仿擬流經功率級電路210中之電感L的電感電流IL。在本實施例中，仿擬控制電路233包括跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier) OTA1與OTA2、開關CH1與CH2以及電容Cich與Cidch。
在本實施例中，以跨導運算放大器OTA1(作為第一跨導運算放大器)，例如於第一期間T1，比較電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml，而以電流感測訊號Veml與斜坡訊號Vcs之差值，於第一期間T1，產生第一電流I1。以跨導運算放大器OTA2(作為第二跨導運算放大器)，例如於第二期間T2，比較電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml，而以電流感測訊號Veml與斜坡訊號Vcs之差值，於第二期間T2，產生第二電流I2。開關CH1耦接於跨導運算放大器OTA1與電容Cich(用以作為第一電容)之間，根據操作訊號ICH_EN而操作，於第一期間T1，以跨導運算放大器OTA1根據電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml之差值，所產生之差值電流Id1，轉換為第一電流I1。開關CH2耦接於跨導運算放大器OTA2與電容Cidch(用以作為第二電容)之間，根據操作訊號IDCH_EN而操作，於第二期間T2，以跨導運算放大器OTA2根據電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml之差值，所產生之差值電流Id2，轉換為第二電流I2。第一電流I1對電容Cich充電，以取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第一差值積分，而產生第一訊號VGich。第二電流I2對電容Cidch充電，以取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第二差值積分，而產生第二訊號VGidch。也就是說，在本實施例中，第一訊號VGich示意如第2C圖中，陰影面積A1所示之第一積分運算之結果；而第二訊號VGidch示意如第2C圖中，陰影面積A2所示之第二積分運算之結果。
相較於第六個實施例與第七個實施例，本實施例使用了兩個不同的跨導運算放大器OTA1與OTA2，因此本實施例中，第一期間T1與第二期間T2可以重疊。須說明的是，在第六個實施例與第七個實施例中，僅以一個跨導運算放大器OTA1，於不同的第一期間T1與第二期間T2，分別產生差值電流Id；因此，在第六個實施例與第七個實施例中，第一期間T1與第二期間T2不可重疊。在另一實施例中，可將第一期間T1與第二期間T2分別安排於不同週期Tprd之內 (例如以交錯的週期順序，安排第一期間T1與第二期間T2)，而比較電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml，而以電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml之差值，分別於不同週期Tprd之第一期間T1與第二期間T2，以分別取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第一差值積分與第二差值積分，而對應產生第一電流I1與第二電流I2。
第10圖顯示本發明之第九個實施例示意圖，其顯示為本發明電感電流仿擬電路的一種較具體的實施例(電感電流仿擬電路230)。如第10圖所示，電感電流仿擬電路230包含斜坡訊號產生電路231以及仿擬控制電路233。斜坡訊號產生電路231根據第一訊號VGich與第二訊號VGidch，產生斜坡訊號Veml，以仿擬流經功率級電路210中之電感L的電感電流IL。相較於第8圖所示之第七個實施例，在本實施例中，斜坡訊號產生電路231更包括零電流開關SW3，耦接於第二轉換電路2313與斜坡電容Crp之間，用以根據零電流訊號ZC而決定第二斜坡電流Idch是否對斜坡電容Crp放電。當零電流訊號ZC示意電感電流為0時，控制第二斜坡電流Idch，對應停止對斜坡電容Crp放電，以仿擬電感電流IL為0之狀態。特別是應用在切換式電源供應器操作於不連續導通模式(discontinuous-conduction mode, DCM)時。
在典型的切換式電源器中，零電流訊號ZC一般而言，在電感電流IL為0時，切換為高電位，因此，第10圖中，將零電流訊號ZC經過邏輯反閘後，以於電感電流IL不為0時，控制零電流開關SW3為導通，使第二斜坡電流Idch對斜坡電容Crp放電；而於電感電流IL為0時，控制零電流開關SW3為不導通，使第二斜坡電流Idch停止對斜坡電容Crp放電。
第11圖顯示對應於本發明之電感電流仿擬電路的一種實施例之波形示意圖。與第2C圖類似，在第11圖所示的期間T1，對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之差值進行第一積分運算，並根據第一積分運算之結果，如第11圖的陰影面積A11與A12，以取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第一差值積分，而產生第一訊號VGich。仿擬控制電路233於第11圖所示的第二期間T2，對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之差值進行第二積分運算，並根據第二積分運算之結果，如第11圖的陰影面積A2，以取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第二差值積分，而產生第二訊號VGidch。
須說明的是，第11圖所示的波形示意圖中，如果在期間T1的中心時點，如圖中時間點t5所示，電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml交錯，則因為陰影面積A11與A12互相抵銷的結果，造成陰影面積A1為0。因此，需要進一步將第二積分運算之結果，也就是陰影面積A2調節為0。第11圖旨在說明，根據本發明，並不僅將第一差值積分(第一積分運算結果)調節為0，也需要將第二差值積分(第二積分運算結果)調節為0，以避免如第11圖所示的狀況發生，造成斜坡訊號Veml與電感電流IL間的誤差太大。
第12A圖顯示對應於本發明之電感電流仿擬電路的一種實施例之波形示意圖。與第2C及11圖類似，在第12A圖所示的期間T1，對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之差值進行第一積分運算，並根據第一積分運算之結果，如第12A圖的陰影面積A1，以取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第一差值積分，而產生第一訊號VGich。仿擬控制電路233於第12A圖所示的第二期間T2，對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之差值進行第二積分運算，並根據第二積分運算之結果，如第12A圖的陰影面積A2，以取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第二差值積分，而產生第二訊號VGidch。
須說明的是，第12A圖所示的波形示意圖中，在期間T1與期間T2重疊，例如在第12A圖所示的，期間T1為期間T2中的一段期間，則較佳的方式，是以如第9圖所示的實施例，具有兩個不同的轉導放大器OTA1與OTA2來對電流感測訊號Veml與斜坡訊號Vcs之差值，作積分運算。
第12B圖顯示對應於本發明之電感電流仿擬電路的一種實施例之波形示意圖。與第12A圖類似，在第12B圖所示的期間T1，對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之差值進行第一積分運算，並根據第一積分運算之結果，如第12B圖的陰影面積A1，以取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第一差值積分，而產生第一訊號VGich。仿擬控制電路233於第12B圖所示的第二期間T2，對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之差值進行第二積分運算，並根據第二積分運算之結果，如第12B圖的陰影面積A2，以取得電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml間之第二差值積分，而產生第二訊號VGidch。
須說明的是，第12B圖所示的波形示意圖中，分別於不同週期內安排前述的第一期間與第二期間，例如於週期Tprd1內之第一期間T1，與週期Tprd2內之第二期間T2，以交錯的週期順序，安排第一期間T1與第二期間T2，而比較電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml，而以電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml之差值，分別於分別於不同週期內(Tprd1, Tprd2)之第一期間T1與第二期間T2，對應產生第一電流I1與第二電流I2。需說明的是，本實施例中，週期Tprd1內之第一期間T1的中心點(t5)，與週期Tprd2內之第二期間T2的中心點(t6)不可為各自對應週期內對應相同的時間點，換言之，期間T3與T4不等長。
值得注意的是，本發明之電感電流仿擬電路，由於採用了不同期間的電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml之差值面積來進行控制，因而具有諸多優點，首先，對電流感測訊號Vcs與斜坡訊號Veml之差值進行積分而獲得面積，其電路設計單純，可降低成本，再者，由於採取上述差值的面積進行回授控制，因此可提高控制的精確度，且具有較高的電路誤差容忍度。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及／或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。
100,200:切換式電源供應器 110,210:功率級電路 111,230:電感電流仿擬電路 120,220:控制電路 231:斜坡訊號產生電路 233:仿擬控制電路 2311,2313:轉換電路 A1,A11,A12,A2,Acs1,Acs2,Aeml1,Aeml2:陰影面積 CH1,CH2,CH3:開關 Cich,Cidch:電容 Crp:斜坡電容 Cx:感測電容 DCR:等效電阻 gmich,gmidch:轉導 GND:接地電位 Ich:第一斜坡電流 ICH_EN,IDCH_EN,RRP_EN:操作訊號 Id:差值電流 Idch:第二斜坡電流 IL:電感電流 ILG:下橋開關電流 IUG:上橋開關電流 I1:第一電流 I2:第二電流 L:電感 LG:下橋開關 OTA1,OTA2:跨導運算放大器 Rrp:電阻 Rx:感測電阻 S1:上升斜率 S2:下降斜率 SLG:下橋驅動訊號 SUG:上橋驅動訊號 SW1,SW2:斜坡開關 SW3:零電流開關 TA1,TA2:轉導放大器 Ton:導通期間 Toff:不導通期間 Tprd:週期 Tstl:安置期間 t1,t2,t3,t4,t5,t6:時間點 T1:第一期間 T2:第二期間 T3,T4:期間 UG:上橋開關 Vcs:電流感測訊號 Vcx:電壓降 Veml:斜坡訊號 VGich:第一訊號 VGidch:第二訊號 Vin:輸入電壓 Vout:輸出電壓 Vp:波峰 Vpv:峰對谷值 Vv:波谷 ZC:零電流訊號
第1圖顯示一種先前技術之具有電感電流仿擬電路之切換式電源供應器之示意圖。
第2A-2D圖顯示本發明之第一個實施例示意圖。
第3圖顯示本發明之第二個實施例示意圖。
第4圖顯示本發明之第三個實施例示意圖。
第5圖顯示本發明之第四個實施例示意圖。
第6圖顯示本發明之第五個實施例示意圖。
第7圖顯示本發明之第六個實施例示意圖。
第8圖顯示本發明之第七個實施例示意圖。
第9圖顯示本發明之第八個實施例示意圖。
第10圖顯示本發明之第九個實施例示意圖。
第11圖顯示對應於本發明之電感電流仿擬電路的一種實施例之波形示意圖。
第12A-12B圖顯示對應於本發明之電感電流仿擬電路的兩種實施例之波形示意圖。
第13A-13J圖顯示同步或非同步之降壓型、升壓型、反壓型、升降壓型、與升反壓型功率級電路。
200:切換式電源供應器
210:功率級電路
220:控制電路
230:電感電流仿擬電路
231:斜坡訊號產生電路
233:仿擬控制電路
GND:接地電位
IL:電感電流
ILG:下橋開關電流
IUG:上橋開關電流
L:電感
LG:下橋開關
SLG:下橋驅動訊號
SUG:上橋驅動訊號
UG:上橋開關
Vcs:電流感測訊號
Veml:斜坡訊號
VGich:第一訊號
VGidch:第二訊號
Vin:輸入電壓
Vout:輸出電壓

Claims (30)

  1. 一種電感電流仿擬電路，用於一切換式電源供應器中，該切換式電源供應器，用以切換其中一功率級電路之一上橋開關或/及一下橋開關，而將一輸入電壓轉換為一輸出電壓，該電感電流仿擬電路用以產生一斜坡訊號以仿擬流經該功率級電路中之一電感的一電感電流，該電感電流仿擬電路包含： 一斜坡訊號產生電路，用以根據一第一訊號與一第二訊號，產生該斜坡訊號；以及 一仿擬控制電路，與該功率級電路及該斜坡訊號產生電路耦接，用以根據一電流感測訊號與該斜坡訊號，產生該第一訊號與該第二訊號； 其中該電流感測訊號相關於流經該上橋開關之一上橋開關電流與流經該下橋開關之一下橋開關電流的其中之一； 其中該仿擬控制電路於一第一期間，取得該電流感測訊號與該斜坡訊號間之一第一差值積分，而產生該第一訊號； 其中該仿擬控制電路於一第二期間，取得該電流感測訊號與該斜坡訊號間之一第二差值積分，而產生該第二訊號； 其中該第一期間與該第二期間之中心時點不同。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電感電流仿擬電路，其中該第一期間與該第二期間係該上橋開關與該下橋開關其中之一，於其導通操作時的一安置期間(settle time)後的兩個不同期間。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之電感電流仿擬電路，其中該第一訊號與該第二訊號用以決定該斜坡訊號之一上升斜率、一下降斜率、一波峰、一波谷與一峰對谷值之至少其中之二。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之電感電流仿擬電路，其中該斜坡訊號之值，被調節於該電感電流之值，乘以一預設實數後，加上一預設補償值。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之電感電流仿擬電路，其中該斜坡訊號之值不小於0。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之電感電流仿擬電路，其中該仿擬控制電路產生該第一訊號與該第二訊號，以控制該斜坡訊號產生電路，而將該第一差值積分與該第二差值積分皆調節於0。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之電感電流仿擬電路，其中該仿擬控制電路包括一放大電路，用以比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而產生該差值。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之電感電流仿擬電路，其中該仿擬控制電路更包括一前饋電路，耦接於該放大電路的兩輸入端之間，用以前饋該電流感測訊號與該斜坡訊號，而加速調節該斜坡訊號。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之電感電流仿擬電路，其中該仿擬控制電路包括： 一跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier, OTA)，以同一該OTA，分別於該第一期間與該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，分別於該第一期間與該第二期間，對應產生一第一電流與一第二電流； 一第一電容，以該第一電流對該第一電容充電，而產生該第一訊號；以及 一第二電容，以該第二電流對該第二電容充電，而產生該第二訊號。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之電感電流仿擬電路，其中該仿擬控制電路包括： 一第一跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier, OTA)，以該第一OTA，於該第一期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，產生一第一電流； 一第二OTA，以不同於該第一OTA之該第二OTA，於該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，產生一第二電流； 一第一電容，以該第一電流對該第一電容充電，而產生該第一訊號；以及 一第二電容，以該第二電流對該第二電容充電，而產生該第二訊號。
  11. 如申請專利範圍第7項所述之電感電流仿擬電路，其中該仿擬控制電路包括： 一跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier, OTA)，以同一該OTA，分別於不同週期之該第一期間與該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，分別於該第一期間與該第二期間，對應產生一第一電流與一第二電流； 一第一電容，以該第一電流對該第一電容充電，而產生該第一訊號；以及 一第二電容，以該第二電流對該第二電容充電，而產生該第二訊號。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之電感電流仿擬電路，其中該斜坡訊號產生電路包括： 一第一轉換電路，與該仿擬控制電路耦接，用以根據該第一訊號，產生一第一斜坡電流； 一第二轉換電路，與該仿擬控制電路耦接，用以根據該第二訊號，產生一第二斜坡電流； 一斜坡電容，分別與該第一轉換電路及該第二轉換電路耦接，根據該第一斜坡電流與該第二斜坡電流，而對該斜坡電容充電及放電，以產生該斜坡訊號；以及 一第一斜坡開關，耦接於該第一轉換電路與該斜坡電容之間，用以切換而決定該第一斜坡電流是否對該斜坡電容充電及/或放電，其中該第一斜坡開關的切換時間同步於該上橋開關或該下橋開關其中之一的切換時間。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之電感電流仿擬電路，其中該斜坡訊號產生電路更包括一第二斜坡開關，耦接於該第二轉換電路與該斜坡電容之間，用以切換而決定該第二斜坡電流是否對該斜坡電容充電及/或放電，其中該第二斜坡開關的切換時間同步於該上橋開關及該下橋開關其中之另一的切換時間。
  14. 如申請專利範圍第12項所述之電感電流仿擬電路，其中該斜坡訊號產生電路更根據一零電流訊號，於該電感電流為0時，控制該第一斜坡電流及/或該第二斜坡電流，對應停止對該斜坡電容充電及/或放電，以仿擬該電感電流為0之狀態。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之電感電流仿擬電路，其中該斜坡訊號產生電路更包括一零電流開關，耦接於該第二轉換電路與該斜坡電容之間，用以根據該零電流訊號而決定該第二斜坡電流是否對該斜坡電容放電。
  16. 一種電感電流仿擬方法，用於一切換式電源供應器中，該切換式電源供應器，用以切換其中一功率級電路之一上橋開關或/及一下橋開關，而將一輸入電壓轉換為一輸出電壓，該電感電流仿擬方法用以產生一斜坡訊號以仿擬流經該功率級電路中之一電感的一電感電流，該電感電流仿擬方法包含： 選擇並感測流經該上橋開關之一上橋開關電流與流經該下橋開關之一下橋開關電流的其中之一，而產生一電流感測訊號； 於一第一期間，取得該電流感測訊號與一斜坡訊號間之一差值積分，而產生一第一訊號； 於一第二期間，取得該電流感測訊號與該斜坡訊號間之一第二差值積分，而產生一第二訊號；以及 根據該第一訊號與該第二訊號，產生該斜坡訊號； 其中該第一期間與該第二期間之中心時點不同。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之電感電流仿擬方法，其中該第一期間與該第二期間係該上橋開關與該下橋開關其中之一，於其導通操作時的一安置期間(settle time)後的兩個不同期間。
  18. 如申請專利範圍第16項所述之電感電流仿擬方法，其中該第一訊號與該第二訊號用以決定該斜坡訊號之一上升斜率、一下降斜率、一波峰、一波谷與一峰對谷值之至少其中之二。
  19. 如申請專利範圍第16項所述之電感電流仿擬方法，其中該斜坡訊號之值，被調節於該電感電流之值，乘以一預設實數後，加上一預設補償值。
  20. 如申請專利範圍第19項所述之電感電流仿擬方法，其中該斜坡訊號之值不小於0。
  21. 如申請專利範圍第16項所述之電感電流仿擬方法，其中該第一訊號與該第二訊號，用以調整該斜坡訊號，進而將該第一差值積分與該第二差值積分皆調節於0。
  22. 如申請專利範圍第16項所述之電感電流仿擬方法，更包括：比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而產生該差值。
  23. 如申請專利範圍第22項所述之電感電流仿擬方法，其中該比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而產生該差值之步驟，更包括：前饋該電流感測訊號與該斜坡訊號，而加速調節該斜坡訊號。
  24. 如申請專利範圍第22項所述之電感電流仿擬方法，更包括： 以同一跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier, OTA)，分別於該第一期間與該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，分別於該第一期間與該第二期間，對應產生一第一電流與一第二電流； 以該第二電流對一第一電容充電，而產生該第一訊號；以及 以該第二電流對一第二電容充電，而產生該第二訊號。
  25. 如申請專利範圍第22項所述之電感電流仿擬方法，更包括： 以一第一跨導運算放大器(operational trans-impedance  amplifier, OTA)，於該第一期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，產生一第一電流； 以不同於該第一OTA之一第二OTA，於該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，產生一第二電流； 以該第一電流對一第一電容充電，而產生該第一訊號；以及 以該第二電流對一第二電容充電，而產生該第二訊號。
  26. 如申請專利範圍第22項所述之電感電流仿擬方法，更包括： 以同一跨導運算放大器(operational trans-impedance amplifier, OTA)，分別於不同週期之該第一期間與該第二期間，比較該電流感測訊號與該斜坡訊號，而根據該電流感測訊號與該斜坡訊號之差值，分別於該第一期間與該第二期間，對應產生一第一電流與一第二電流； 以該第一電流對一第一電容充電，而產生該第一訊號；以及 以該第二電流對一第二電容充電，而產生該第二訊號。
  27. 如申請專利範圍第16項所述之電感電流仿擬方法，更包括： 根據該第一訊號，產生一第一斜坡電流； 根據該第二訊號，產生一第二斜坡電流； 以該第一斜坡電流與該第二斜坡電流對一斜坡電容充電及放電，以產生該斜坡訊號；以及 切換一第一斜坡開關而決定該第一斜坡電流是否對該斜坡電容充電及/或放電，其中該第一斜坡開關的切換時間同步於該上橋開關或該下橋開關其中之一的切換時間。
  28. 如申請專利範圍第27項所述之電感電流仿擬方法，更包括： 切換一第二斜坡開關而決定該第二斜坡電流是否對該斜坡電容充電及/或放電，其中該第二斜坡開關的切換時間同步於該上橋開關及該下橋開關其中之另一的切換時間。
  29. 如申請專利範圍第27項所述之電感電流仿擬方法，更包括： 根據一零電流訊號，於該電感電流為0時，控制該第一斜坡電流及/或該第二斜坡電流，對應停止對該斜坡電容充電及/或放電，以仿擬該電感電流為0之狀態。
  30. 如申請專利範圍第29項所述之電感電流仿擬方法，更包括： 根據該零電流訊號而決定該第二斜坡電流是否對該斜坡電容放電。
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Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113533840A (zh) * 2020-04-15 2021-10-22 力智电子股份有限公司 电源转换电路的模拟电流产生电路及其方法
US11601052B2 (en) * 2020-04-24 2023-03-07 Infineon Technologies Austria Ag Current emulation in a power supply
CN112510972A (zh) * 2020-12-09 2021-03-16 杰华特微电子（杭州）有限公司 开关电路的电感电流模拟电路、模拟方法及开关电源
US11444535B2 (en) 2020-12-23 2022-09-13 Microchip Technology Incorporated DC-DC converter with improved line transient rejection
WO2022139868A1 (en) * 2020-12-23 2022-06-30 Microchip Technology Incorporated Dc-dc converter with improved line transient rejection
CN112953219A (zh) * 2021-01-22 2021-06-11 昂宝电子（上海）有限公司 升压控制电路
WO2023239850A1 (en) * 2022-06-08 2023-12-14 Texas Instruments Incorporated Inductance detection for power converters
TWI812472B (zh) * 2022-09-19 2023-08-11 茂達電子股份有限公司 採用閉迴路的電感電流仿真電路
TWI812471B (zh) * 2022-09-19 2023-08-11 茂達電子股份有限公司 採用開迴路的電感電流仿真電路

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7573250B2 (en) * 2004-08-24 2009-08-11 International Rectifier Corporation Method and apparatus for calibrating a ramp signal
US7646189B2 (en) * 2007-10-31 2010-01-12 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Power supply controller and method therefor
US9966855B2 (en) 2011-12-15 2018-05-08 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for real-time inductor current simulation for a switching converter
ITMI20120089A1 (it) * 2012-01-26 2013-07-27 Dora Spa Dispositivo di controllo per un alimentatore a commutazione.
TWI473397B (zh) * 2012-11-01 2015-02-11 Luxmill Electronic Co Ltd 應用於電源轉換器之電流控制電路及其控制方法
US9065337B2 (en) * 2013-02-25 2015-06-23 Analog Devices Global Inductor current emulation circuit for a switching converter
CN103645763A (zh) * 2013-11-26 2014-03-19 苏州贝克微电子有限公司 一种在开关稳压器中控制时序和斜坡补偿的电路
US9184651B2 (en) * 2014-01-31 2015-11-10 Monolithic Power Systems, Inc. Current detection and emulation circuit, and method thereof
US9780662B1 (en) * 2015-05-15 2017-10-03 Maxim Integrated Products, Inc. Method for portable sensor-less DC-DC converter control loops
US10917009B2 (en) * 2016-08-09 2021-02-09 California Institute Of Technology Digital multiphase hysteretic point-of-load DC/DC converter
US10128753B2 (en) * 2016-12-19 2018-11-13 Rohm Powervation Limited Inductor current emulator
CN106685207B (zh) * 2017-01-23 2019-04-05 昂宝电子（上海）有限公司 具有低的输入电流总谐波失真的电源控制系统和方法
US10063146B1 (en) * 2017-03-31 2018-08-28 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Ltd. Full-time inductor current monitoring method by sensing low side switch
US10044267B1 (en) 2017-12-14 2018-08-07 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Current emulation auto-calibration with peak-current servo
TWI681613B (zh) * 2018-02-02 2020-01-01 茂達電子股份有限公司 模擬電感電流控制的電壓轉換器

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