TW201826680A - Dc-dc轉換器(二) - Google Patents

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薩穆里 A. 哈利凱寧
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諾迪克半導體股份有限公司
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Abstract

一種減壓電路102包括功率切換電路部分105，所述功率切換電路部分包括在切換節點138處連接的高壓側場效電晶體128與低壓側場效電晶體130。所述功率切換電路部分具有接通狀態以及斷開狀態，在所述接通狀態中，所述高壓側電晶體被啟用，且所述低壓側電晶體被停用，且在所述斷開狀態中，所述高壓側電晶體被停用，且所述低壓側電晶體被啟用。包括連接至所述切換節點的電感器132的能量儲存電路部分106經佈置以提供輸出電壓136。定時器180判定所述輸出電壓下降至臨限值所需的下降時間持續時間。控制器107使所述減壓電路在第一操作模式與第二操作模式之間切換，在所述第一操作模式中，週期性脈寬調變驅動信號施加至所述高壓側場效電晶體以及所述低壓側場效電晶體，且在所述第二操作模式中，僅當所述輸出電壓達到所述臨限值時才將脈衝施加至所述高壓側場效電晶體以及所述低壓側場效電晶體。

Description

DC-DC轉換器(二)
本發明是有關於DC-DC轉換器(DC-DC converter)，特定言之但非排他性地，是有關於諸如同步DC-DC降壓轉換器的DC-DC減壓器(DC-DC voltage reducer)。
現代攜帶型電子裝置通常具備諸如電池組的電源，其充當用於所述裝置內的各種電子組件的直流電(direct current，DC)電源供應器。然而，通常，這些組件將具有不同電壓要求，且因此此類裝置習知地使用一個或多個DC-DC轉換器，所述DC-DC轉換器將與電源供應器相關聯的標稱電壓步降為適合於不同電子組件的電壓。儘管可以藉由使用分位器網路(例如，一系列電阻器)產生具有不同電壓的數個「分接頭」來達成此目的，但此非常低效，因為能量作為跨越電阻器耗散的熱而被白白浪費。
此項技術本身中已知的一個替代佈置為降壓轉換器。降壓轉換器電路利用電感器-電容器(或稱「LC」)電路，所述電感器-電容器電路藉由驅動器週期性地連接至電源供應器以及自電源供應器斷開連接(例如，藉由間歇性地斷開以及閉合開關，所述開關通常實施為稱為「高壓側」電晶體的電晶體)以便使電壓步降。此可以視為等效於機械飛輪的電氣，其中能量週期性地輸入至系統以使其保持以穩定速率輸出能量。可以藉由更改由驅動器產生的脈寬調變(PWM)驅動信號的工作循環來調整輸出電壓與輸入電壓的比率，所述脈寬調變驅動信號施加至高壓側電晶體的閘極 以便使其斷開以及閉合。
同步降壓轉換器電路利用常常稱為「低壓側」電晶體的第二電晶體替換所謂的「空轉」或「返馳」二極體。驅動器接著藉由將適當PWM驅動信號施加至高壓側電晶體以及低壓側電晶體以使其斷開以及閉合以便間歇性地將LC電路耦合至輸入電壓來在斷開高壓側電晶體時閉合低壓側電晶體，且在斷開低壓側電晶體時閉合高壓側電晶體。此改良了降壓轉換器的效率，代價是增大了與電路相關聯的材料的花費。所述DC-DC轉換器的效率增大以實現增大的輸出電流。
除了上文所描述的PWM模式以外，DC-DC轉換器還可以「叢發」操作模式操作，在所述「叢發」操作模式中，轉換器在「作用中」階段期間僅運行短時間，且接著在「閒置」階段期間切斷。申請人已瞭解，儘管PWM模式有利於較高輸出電流，但叢發模式有利於較低輸出電流。
自第一態樣來看，本發明提供一種包括以下各者的減壓電路：功率切換電路部分，包括串聯佈置的高壓側場效電晶體以及低壓側場效電晶體，使得所述高壓側電晶體與所述低壓側電晶體中的每一個的汲極端子在切換節點處連接，所述功率切換電路部分具有接通狀態以及斷開狀態，在所述接通狀態中，所述高壓側電晶體被啟用，且所述低壓側電晶體被停用，且在所述斷開狀態中，所述高壓側電晶體被停用，且所述低壓側電晶體被啟用；輸入電壓，跨越所述高壓側電晶體與所述低壓側電晶體而連接；能量儲存電路部分，包括電感器，所述能量儲存電路部分連接至所述切換節點且經佈置以提供輸出電壓；定時器，經佈置以判定所述輸出電壓自與所述接通狀態相關聯的初始 值下降至臨限值所需的下降時間持續時間；以及控制器，經佈置以使所述減壓電路在第一操作模式與第二操作模式之間切換，在所述第一操作模式中，週期性脈寬調變驅動信號施加至所述高壓側場效電晶體以及所述低壓側場效電晶體，且在所述第二操作模式中，僅當所述輸出電壓達到所述臨限值時才將脈衝施加至所述高壓側場效電晶體以及所述低壓側場效電晶體；其中所述控制器經佈置以：比較所述下降時間持續時間與臨限持續時間；以及僅當所述下降時間持續時間小於所述臨限持續時間時才將所述減壓電路自所述第二模式切換至所述第一模式。
因此，熟習此項技術者將瞭解，本發明提供適合於用作DC-DC轉換器的改良的減壓電路，其可在輸出電壓下降得比特定速率快(由臨限持續時間判定)的情況下自叢發操作模式切換至PWM操作模式。然而，若叢發模式中的操作需要過於頻繁地施加脈衝(對應於下降時間持續時間過短)(意即，叢發模式的閒置階段相對較短)，則控制器將減壓電路自叢發模式切換回至PWM模式。
儘管如上文所描述的控制器經佈置以自第二(叢發)操作模式切換至第一(PWM)操作模式，但在一組實施例中，控制器亦可經佈置以自第一模式切換至第二模式，例如以便測試是否可藉由切換至叢發模式來改良轉換器的效率。申請人已瞭解，在減壓電路以PWM模式運行時，難以獲得DC輸出電流的量測值。此外，在叢發模式期間不可能量測DC輸出電流。因此，在一些實施例中，控制器經進一步佈置以進行對減壓電路的測試，其中所述測試包括：將所述減壓電路自第一模式切換至第二模式；比較下降時間持續時間與臨限持續時間；以及僅當所述下降時間持續時間小於所述臨限持續時間時才將所述減壓電路切換回至第一模式。
在此類實施例中，所述電路通常以PWM模式(意即，第一 模式)操作，除非對所述電路的測試指示切換叢發模式(意即，第二模式)將更為有效。意即，若暫時切換至叢發模式提供效率改良，則減壓電路保持在叢發模式，但若觀測不到此類改良，則切換回去。此測試可例如回應於外部命令或中斷信號而間歇性地進行，或在減壓電路以第一操作模式運行時可週期性地進行。
儘管減壓電路可預設以第一模式或第二模式操作，但在較佳實施例中，第一模式為減壓電路的預設模式。
2‧‧‧「非交疊」同步DC-DC降壓轉換器
4‧‧‧驅動電路部分
5‧‧‧功率切換電路部分
6‧‧‧能量儲存電路部分
8‧‧‧輸入電壓
10‧‧‧接地
12‧‧‧脈寬調變(PWM)控制信號
14‧‧‧布林反及閘
16‧‧‧布林反或閘
20‧‧‧高壓側驅動放大器
22‧‧‧低壓側驅動放大器
24‧‧‧反相器
26‧‧‧反相器
28‧‧‧高壓側p通道場效電晶體(FET)
30‧‧‧n通道低壓側場效電晶體(FET)
32‧‧‧電感器
34‧‧‧電容器
36‧‧‧輸出電壓
37‧‧‧線圈電流
38‧‧‧切換節點
40‧‧‧輸出/驅動信號
42‧‧‧輸出/驅動信號
44‧‧‧上臨限值
46‧‧‧下臨限值
47‧‧‧波動量
60‧‧‧脈寬調變(PWM)模式
62‧‧‧叢發模式
102‧‧‧減壓電路
104‧‧‧控制器電路部分
105‧‧‧功率切換電路部分
106‧‧‧能量儲存電路部分
107‧‧‧脈寬調變(PWM)控制器
108‧‧‧輸入電壓
110‧‧‧接地
112‧‧‧控制信號
128‧‧‧高壓側p通道場效電晶體
130‧‧‧n通道低壓側場效電晶體
132‧‧‧電感器
134‧‧‧電容器
136‧‧‧輸出電壓
137‧‧‧負載電流
138‧‧‧切換節點
146‧‧‧下臨限值
152‧‧‧脈寬調變(PWM)模式啟用信號
154‧‧‧叢發模式啟用信號
156‧‧‧時脈信號
157‧‧‧啟用信號
160‧‧‧脈寬調變(PWM)操作模式
162‧‧‧叢發操作模式
164‧‧‧百分比DC-DC效率
168‧‧‧操作點
170‧‧‧電阻器
172‧‧‧電阻器
174‧‧‧電阻器
180‧‧‧叢發定時器邏輯電路
182‧‧‧誤差放大器
183‧‧‧比較器
184‧‧‧鋸齒波產生器
186‧‧‧比較器
現將僅藉助於實例參考附圖來描述本發明的某些實施例，在附圖中：
圖1僅出於參考目的而展示習知同步DC-DC降壓轉換器。
圖2展示說明圖1中所示的DC-DC降壓轉換器的PWM以及叢發模式的時序圖。
圖3展示根據本發明的例示性實施例的同步DC-DC降壓轉換器。
圖4展示說明圖3的降壓轉換器的理想操作點的曲線圖。
圖1展示習知「非交疊」同步DC-DC降壓轉換器2。為了易於參考，圖1中所示的降壓轉換器2已劃分為驅動電路部分4、功率切換電路部分5以及能量儲存電路部分6。降壓轉換器2經佈置以將輸入電壓8步降至輸出電壓36，且可以兩個模式操作。在第一脈寬調變(PWM)模式中，此等兩個電壓8、36的比率與循環的脈寬調變(PWM)控制信號12的工作循環成比例，如將在下文中解釋。降壓轉換器2亦可以第二叢發模式操作，在所述第二叢發模式中，控制信號12僅間歇性地脈動至其邏輯高值，使得降壓轉換器2在「作用中」階段期間僅操作短時間，且接著以其他方式在「閒置」階段期間切斷。
驅動電路部分4包含自布林反及閘14以及布林反或閘16建構的鎖存電路，所述布林反及閘與所述布林反或閘的輸出分別饋送至高壓側驅動放大器20與低壓側驅動放大器22中。高壓側放大器20(其採用反及閘14的輸出作為輸入)的輸出40接著經由反相器24耦合至反或閘16的輸入。類似地，低壓側放大器22(其採用反或閘16的輸出作為輸入)的輸出42接著經由另一反相器26耦合至反及閘14的輸入。反及閘14以及反或閘16中的每一個的另一輸入耦合至控制信號12。
高壓側放大器20以及低壓側放大器22的輸出分別施加至高壓側p通道場效電晶體(FET)28以及n通道低壓側場效電晶體(FET)30的閘極端子。此等高壓側FET 28以及低壓側FET 30與功率切換電路部分5串聯佈置，使得其相應汲極端子在切換節點38處連接，能量儲存電路部分6連接至所述切換節點，如下文將進一步詳細描述的。高壓側FET 28的源極端子連接至輸入電壓8，且低壓側FET 30的源極端子連接至接地10，意即，輸入電壓跨越功率切換電路部分5而連接。
能量儲存電路部分包括電感器-電容器(或稱「LC」)諧振電路，所述濾波器電路包含電感器32，所述電感器藉由其端子中的一個連接至切換節點38。電感器32的另一端子連接至電容器34的一個端子，所述電容器又使其另一端子連接至接地10。自位於電感器32與電容器34之間的輸出節點36獲得輸出電壓。
因此，將看到，驅動電路部分4內的鎖存電路經由高壓側放大器20與低壓側放大器22的相應輸出獲得控制信號12且產生一對驅動信號40、42。兩個驅動信號40、42並不同時經受轉變，且因此防止兩電晶體28、30同時啟用。此等驅動信號40、42取決於其操作模式而間歇性地或週期性地引起功率切換電路部分5在接通狀態與斷開狀態之間切換。在接通狀態中，高壓側FET 28被啟用，且低壓側FET 30被停用，從而將切換節 點38處的電壓上拉至輸入電壓8。在斷開狀態中，高壓側FET 28被停用，且低壓側FET 30被啟用，從而將切換節點38處的電壓下拉至接地10。功率切換電路部分5在接通狀態與斷開狀態之間的此切換使得能量儲存電路部分6選擇性地耦合至輸入電壓8且自其解耦。
大體而言，在降壓轉換器2初次開啟時，功率切換電路部分5開始處於斷開狀態，且能量儲存電路部分6中的電流為零。在控制信號12中的初次正轉變之後，功率切換電路部分5將切換為接通狀態，且作為回應，電流將增大。電感器32將隨後回應於時變電流而產生電壓。此電壓降抵消源電壓，且因此減小輸出36處的電壓。隨時間推移，電流變化率減小，且跨越電感器32的電壓亦相應地減小。此增大輸出36處的電壓。在整個此過程中，電感器32產生磁場。若功率切換電路部分5在電流正改變的同時切換至斷開狀態(使能量儲存電路部分6自輸入電壓8解耦)，則將必然始終存在跨越電感器32的電壓降，且因此輸出36處的電壓將始終小於輸入電壓8。
當降壓轉換器2以PWM模式操作時，通常由此得出：輸出電壓36與輸入電壓8的比率與PWM控制信號12的工作循環成正比，意即，若工作循環為60%，則輸出電壓36將為輸入電壓8的60%。
理想降壓轉換器以PWM模式的操作在下文在數學上參考方程式1至10展示，其中：V L 為跨越電感器32的電壓；V i 為輸入電壓8；V o 為輸出電壓36；L為電感器32的電感；I L 為穿過電感器32的電流；E為儲存在電感器32中的能量；t on 為切換電路部分5處於接通狀態的持續時間； t off 為切換電路部分5處於斷開狀態的持續時間；T為切換節點38處的電壓循環的總週期；D為切換節點38處的電壓循環的工作循環；為切換電路部分5處於接通狀態時的電流改變；且為切換電路部分5處於斷開狀態時的電流改變。
首先，自克希何夫電壓定律(Kirchhoff's voltage law)，按照方程式1，在接通狀態期間，跨越電感器32的電壓V L 必須與輸入電壓8(V i )與輸出電壓36(V o )之間的差相同：V L =V i -V o 方程式1：切換電路部分5處於接通狀態時跨越電感器32的電壓。穿過電感器32的電流將在此時間期間線性地上升。
類似地，按照方程式2，在斷開狀態期間，跨越電感器32的電壓V L 必須在量值上等於輸出電壓36(V o )，但正負號相反：V L =-V o 方程式2：切換電路部分5處於斷開狀態時跨越電感器32的電壓。穿過電感器32的電流將在此時間期間減小。
下文在方程式3中給出儲存於電感器32中的能量與穿過其中的電流之間的關係的特徵性方程式：
因此，將看到，儲存於電感器32中的能量在接通狀態期間增大，因為穿過其中的電流I L 增大。相反，儲存於電感器32中的能量在斷開狀態期間減小，因為其用以將能量轉移至降壓轉換器2的輸出。按照方程式4，穿過電感器32的電流I L 的變化率由此與跨越電感器32的電壓V L 相 關：
接著，藉由對接通狀態期間的方程式4求積分，可如方程式5中所示發現接通狀態期間的電流的總改變：
類似地，藉由對斷開狀態期間的方程式4求積分，可如方程式6中所示發現斷開狀態期間的電流的總改變：
假定降壓轉換器2以穩定狀態操作，則在週期T結束時所儲存的能量必須等於所述週期開始時的能量。
由於按照方程式5以及6，t on =DT且t off =(1-D)T，因此可將此等關係代入方程式7中以便獲得方程式8：(V i -V o )DT-V o (1-D)T=0方程式8：穩定狀態條件。
重排方程式8進一步得出以下方程式9：V o -DV i =0方程式9：穩定狀態條件。
其又得出以下方程式10，自此方程式，可看出輸出電壓36 (V o )與輸入電壓8(V i )的比率如何與PWM控制信號12的工作循環D成正比：
作為與圖2中所示的PWM模式60的對比，在降壓轉換器2以叢發模式62操作時，准許輸出電壓36以如圖2中所示的波動量(ripple)47在上臨限值44與下臨限值46之間改變。當然，將理解，「上臨限值」44並非用於比較的限值，而僅為在能量儲存電路部分6耦合至輸入電壓4時輸出電壓36達到的值。在叢發模式62中，控制信號12包括間歇性施加的短脈衝，其將輸出電壓36驅動至上臨限值44。然而，在叢發模式62中，准許輸出電壓36下降容許量達到下臨限值46。在達到此下臨限值46時，施加另一脈衝，以便將輸出電壓36驅動回至其上臨限值44。
如可自圖2中所示的曲線圖看出，叢發模式62中的線圈電流37比PWM模式60中經歷的「尖峰」大，因為較之於在PWM模式60中，輸出電壓36的值在叢發模式62中必須對於每一上升邊緣升高較大量(意即，升高波動量47)。
圖3展示根據本發明的例示性實施例的減壓電路102，其經佈置以自動地在叢發模式與PWM模式之間切換。如同圖1的減壓電路2，圖3中所示的降壓轉換器102包括高壓側p通道場效電晶體(FET)128以及n通道低壓側場效電晶體(FET)130。此等高壓側FET 128以及低壓側FET 130與功率切換電路部分105串聯佈置，使得其相應汲極端子在切換節點138處連接，能量儲存電路部分106連接至所述切換節點，如下文將進一步詳細描述。高壓側FET 128的源極端子連接至輸入電壓108，且低壓側FET 130的源極端子連接至接地110，意即，輸入電壓108跨越功率切換電路部分105而連接。
能量儲存電路部分106包括電感器-電容器(或稱「LC」)濾波器電路，所述電路包含藉由其端子中的一個連接至切換節點138的電感器132。電感器132的另一端子連接至電容器134的一個端子，所述電容器又使其另一端子連接至接地110。自位於電感器132與電容器134之間的輸出節點獲得輸出電壓136。流過能量儲存器的負載電流137藉由圖上的電流源加以描繪。
功率切換電路部分105藉由控制器電路部分104驅動，所述控制器電路部分經佈置以使減壓電路102在其PWM模式與其叢發模式之間切換。高壓側FET 128以及低壓側FET 130的閘極端子連接至PWM控制器107的輸出。PWM控制器107包括脈衝產生比較器186，所述脈衝產生比較器經佈置以提供控制信號112，所述控制信號將能量儲存電路部分106耦合至輸入電壓108且使所述能量儲存電路部分自所述輸入電壓解耦。此比較器186比較由鋸齒波產生器(saw-wave generator)184與誤差放大器182產生的電壓，下文詳述其中的每一個的操作。
由三個電阻器170、172、174組成的分位器網路經佈置以將由能量儲存電路部分106產生的輸出電壓136按比例減小至適合於輸入至誤差放大器182以及第二比較器183的值。誤差放大器182以及比較器183兩者皆經佈置以比較與輸出電壓136成比例的電壓與設定為下臨限值146的參考電壓(意即，在叢發模式162中，控制信號112上需要脈衝時的電壓)。誤差放大器182產生與其輸入電壓之間的差成比例的輸出，而比較器183產生指示其兩個輸入電壓中的哪一個較大的二元輸出。
第二比較器183的二元輸出輸入至叢發定時器邏輯電路180，所述叢發定時器邏輯電路亦採用以下各者作為輸入：PWM模式啟用信號152、叢發模式啟用信號154以及時脈信號156。叢發定時器邏輯電路180經佈置以產生施加至誤差放大器182、鋸齒波產生器184以及比較器186 的啟用信號157，以便根據需要選擇性地啟用以及停用PWM控制器107。特定言之，在PWM操作模式中，叢發定時器邏輯電路180始終將啟用信號157設定至邏輯高，使得PWM控制器107不斷地產生待施加至功率切換電路部分105的PWM信號。然而，在叢發操作模式中，叢發定時器邏輯電路180間歇性地雙態觸發PWM控制器107，以便在每次比較器183指示已達到下臨限值146時產生所需脈衝。
圖4展示說明圖3的減壓電路102的理想操作點的曲線圖。圖4中所示的曲線圖展示對於PWM操作模式160以及叢發操作模式162兩者，減壓電路102依據負載電流137的百分比DC-DC效率164。如可自所述曲線圖看出，PWM模式160在較高負載電流下較為有效，而叢發模式162在較低負載電流下較為有效。在模式160、162之間自動倒換的理想操作點168為效率曲線「平滑」的點，意即，在此點處在模式160、162之間切換不會引起效率的明顯改變。
若電路102在叢發模式162中以比操作點168高的任何負載電流137操作，則輸出電壓136下降至低於下臨限值所花費的持續時間變得過短，使得必須如此頻繁地施加叢發以致切換至PWM模式160將較為有效。相反，若電路102在PWM模式160中以比操作點168低的任何負載電流137操作，則輸出電壓136下降至低於下臨限值所花費的持續時間變得過長，以致其不會在施加下一脈衝之前下降至低於臨限值，且因此切換至叢發模式162將較為有效。此可藉由暫時切換至叢發模式162以便測試輸出電壓136下降至低於下臨限值(且接著在下降時間不過大的情況下切換回至PWM模式160，或在下降時間過大的情況下保持在叢發模式162中)將花費多長時間來加以判定。此暫時切換可使用額外控制邏輯(未展示)來進行，或可在適當的情況下依據叢發定時器邏輯180。當然，將瞭解，電路102可應用滯後，使得用於自PWM模式切換至叢發模式的臨限負載電流 不同於用於自叢發模式切換至PWM模式的臨限負載電流，以便防止操作接近於理想操作點時在諸模式之間的不規則切換。
因此，將看到，本發明提供的DC-DC減壓電路經佈置以自動地在PWM操作模式與叢發操作模式之間切換，以便提供效率的增大。熟習此項技術者將瞭解，上文所描述的實施例僅為例示性的，且並不限制本發明的範疇。

Claims (6)

  1. 一種減壓電路，包括：功率切換電路部分，包括串聯佈置的高壓側場效電晶體以及低壓側場效電晶體，使得所述高壓側電晶體與所述低壓側電晶體中的每一個的汲極端子在切換節點處連接，所述功率切換電路部分具有接通狀態以及斷開狀態，在所述接通狀態中，所述高壓側電晶體被啟用，且所述低壓側電晶體被停用，且在所述斷開狀態中，所述高壓側電晶體被停用，且所述低壓側電晶體被啟用；輸入電壓，跨越所述高壓側電晶體與所述低壓側電晶體而連接；能量儲存電路部分，包括電感器，所述能量儲存電路部分連接至所述切換節點且經佈置以提供輸出電壓；定時器，經佈置以判定所述輸出電壓自與所述接通狀態相關聯的初始值下降至臨限值所需的下降時間持續時間；以及控制器，經佈置以使所述減壓電路在第一操作模式與第二操作模式之間切換，在所述第一操作模式中，週期性脈寬調變驅動信號施加至所述高壓側場效電晶體以及所述低壓側場效電晶體，且在所述第二操作模式中，僅當所述輸出電壓達到所述臨限值時才將脈衝施加至所述高壓側場效電晶體以及所述低壓側場效電晶體；其中所述控制器經佈置以：比較所述下降時間持續時間與臨限持續時間；以及僅當所述下降時間持續時間小於所述臨限持續時間時才將所述減壓電路自所述第二模式切換至所述第一模式。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的減壓電路，其中所述控制器經進一步佈置以自所述第一模式切換至所述第二模式。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的減壓電路，其中所述控制器經進一步佈置以進行對所述減壓電路的測試，其中所述測試包括：將所述減壓電路自 所述第一模式切換至所述第二模式；比較所述下降時間持續時間與臨限持續時間；以及僅當所述下降時間持續時間小於所述臨限持續時間時才將所述減壓電路切換回至所述第一模式。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的減壓電路，其中所述測試是回應於中斷信號而進行。
  5. 如申請專利範圍第3項或第4項所述的減壓電路，其中在所述減壓電路正以所述第一操作模式運行時，所述測試週期性地進行。
  6. 如前述申請專利範圍中任一項所述的減壓電路，其中所述第一模式為所述減壓電路的預設模式。
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