TW201620260A - 傳送裝置、接收裝置及應用於正交分頻多工分碼多重存取系統中的方法 - Google Patents

Abstract

本案揭露一種正交分頻多工分碼多重存取系統。該系統包含一傳送器及一接收器。傳送器處，一擴展及次載波映射單元以複合二次序列(SCQS)碼來擴展輸入資料符號以產生複數個唧聲訊號，並映射各唧聲訊號至複數個次載波其中之一。對被映射至次載波之唧聲訊號執行反向離散富利葉轉換，且循環字首(CP)係被插入正交分頻多工訊框中。並列對串列(P/S)轉換器可將時域資料轉換為串列資料流以用於傳送。接收器處，串列對並列(S/P)轉換器可將所接收資料轉換為複數個接收資料流，且自該接收資料移除循環字首。對該接收資料執行離散富利葉轉換及執行等化。解展頻器可將等化器的輸出解擴展以恢復該傳送資料。

Description

傳送裝置、接收裝置及應用於正交分頻多工分碼多重存取系統中的方法

本發明係有關無線通信系統。更特別是，本發明係有關正交分頻多工(OFDM)分碼多重存取(CDMA)通信系統。

未來無線通信網路將提供對用戶無線網際網路存取之寬頻服務。這些寬頻服務係需具多路衰減所產生之有限頻譜及符號間干擾(ISI)之分時(頻率選擇性)頻道之可靠及高速率通信。正交分頻多工係因若干原因而為最有希望解之一。正交分頻多工具有高頻譜效率，而適應性編碼及調變可跨越次載波被運用。實施係因基帶調變及解調可使用如反向快速富利葉轉換(IFFT)電路及快速富利葉轉換(FFT)電路之簡單電路來執行而被簡化。因為多路環境中僅一分接點等化器足以提供優越強固性，所以簡單接收器結構係為正交分頻多工系統優點之一。其他例中，當正交分頻多 工結合跨越多次載波之信號擴展被使用時，係需更先進等化器。

正交分頻多工已被若干標準採用，如數位聲音廣播(DAB)，數位聲音廣播陸地(DAB-T)，IEEE 802.11a/g，IEEE 802.16及非對稱數位用戶線路(ADSL)。正交分頻多工係被考慮採用於如第三代夥伴計劃(3GPP)長期演進之寬頻分碼多重存取(WCDMA)，分碼多重存取2000，第四代(4G)無線系統，IEEE 802.11n，IEEE 802.16及IEEE 802.20。

儘管所有優點，正交分頻多工係具有若干缺點。正交分頻多工之一主要缺點係其內含高峰值對平均功率比率(PAPR)。當次載波數增加時，正交分頻多工之峰值對平均功率比率亦增加。當高峰值對平均功率比率信號經由非線性功率放大器被傳送時，會發生劇烈信號失真。因此，正交分頻多工係需具功率回退之高度線性功率放大器。結果，具正交分頻多工之功率效率很低且實施正交分頻多工之行動裝置電池壽命受限。

降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比率技術已被廣泛地研究。這些峰值對平均功率比率技術係包含編碼，限幅及濾波。這些方法有效性不同且各具有複雜性，效能及頻譜效率之其自我內含置換。

本發明係有關正交分頻多工分碼多重存取系統。該系 統係包含一傳送器及一接收器。傳送器處，擴展及次載波映射單元可以擴展複合二次序列(SCQS)碼擴展輸入資料符號以產生複數個唧聲訊號，並映射各唧聲訊號至複數個次載波之一。反向離散富利葉轉換(IDFT)或反向快速富利葉轉換單元係可對被映射至次載波之唧聲訊號執行反向離散富利葉轉換或反向快速富利葉轉換，且循環字首(CP)係被插入正交分頻多工訊框中。並列對串列(P/S)轉換器可將時域資料轉換為串列資料流。接收器處，串列對並列(S/P)轉換器可將被接收資料轉換為複數個被接收資料流，而循環字首係被移除自該被接收資料。離散富利葉轉換(DFT)或快速富利葉轉換單元係可對該被接收資料執行離散富利葉轉換或快速富利葉轉換及執行等化。解展頻器可將等化器輸出解擴開來恢復該被傳送資料。

110、510、610‧‧‧傳送器

112‧‧‧展頻器

123‧‧‧資料

124‧‧‧混合器

150、550、650‧‧‧接收器

151、551、651‧‧‧共軛

165‧‧‧輸出

611‧‧‧時域擴展碼

662‧‧‧時間-頻率雷克組合器

804‧‧‧解展頻器

812‧‧‧乘法器

c_i‧‧‧擴展複合二次序列碼

CP‧‧‧循環字首

DFT‧‧‧離散富利葉轉換

IDFT‧‧‧反向離散富利葉轉換

OFDM‧‧‧正交分頻多工

P/S‧‧‧並列對串列

SCQS‧‧‧擴展複合二次序列

SF‧‧‧擴展因子

S/P‧‧‧串列對並列

本發明可從以下較佳實施例結合附圖說明得到更詳細了解，其中：第1圖係為依據本發明一實施例之正交分頻多工分碼多重存取系統方塊圖；第2圖顯示依據本發明之擴展複合二次序列碼之編碼組；第3圖顯示第1圖系統中之擴展及次載波映射；第4圖顯示第1圖系統中之擴展及次載波映射之替代解釋； 第5圖係為依據本發明另一實施例之正交分頻多工分碼多重存取系統方塊圖；第6圖係為依據本發明再另一實施例之正交分頻多工分碼多重存取系統方塊圖；第7圖顯示第6圖系統中之頻域擴展及次載波映射之替代方法；及第8圖顯示依據本發明之時間-頻率雷克(Rake)組合器例方塊圖。

本發明可應用至實施正交分頻多工及分碼多重存取之無線通信系統，如IEEE 802.11，IEEE 802.16，長期演進之第三代(3G)蜂巢系統，第四代(4G)系統，衛星系統，數位聲音廣播，數位視訊廣播(DVB)或類似者。

本發明特性可被併入積體電路(IC)或被配置於包含多互連組件中之電路中。

本發明可提供具有改良峰值對平均功率比率及容量之正交分頻多工-分碼多重存取系統。本發明係使用特殊擴展碼，擴展複合二次序列碼來擴展輸入資料符號。擴展複合二次序列碼包含兩組成；二次相位序列碼及正交(或偽正交)擴展碼。被G標示之二次相位序列碼例係為Newman相位碼(或多相碼)，一般化啁啾狀序列(GCL)及Zadoff-Chu序列。二次相位序列亦被稱為多相序列。

為了支援可變擴展因子(VSF)，二次相位序列(或多相 序列)之序列長度係被限制為K=2^k。某些特殊例中(如隨機存取頻道或上鏈引示)，二次相位序列(或多相序列)之序列長度可為任何隨意整數。給予系統中此載波數N=2ⁿ，考慮N序列長度為N。接著，一般Newman相位碼序列係被固定。一般Newman相位碼序列係為：

更多正交Newman相位碼序列係藉由轉換該一般Newman相位碼序列來創造。一般Newman相位碼序列之第1轉換版本(或離散富利葉轉換調變)係為：

具不同轉換兩Newman相位碼序列係彼此正交。

被H標示之正交(偽正交)擴展碼之一例係為Walsh-Hadamard碼，其係被給定：

擴展複合二次序列碼係藉由組合二次相位碼及正交(偽正交)擴展碼來建構。針對特定擴展因子2^m，擴展複合二次序列碼係具有2^m唧聲訊號。擴展複合二次序列碼之一般二次相位序列碼部分具有2^m唧聲訊號，其為： 其中k=0，1，...，2^m-1，i=0，1，...，2^n-m-1。二次 相位序列碼部分之第1變換版本係具有2^m唧聲訊號，其為： 其中l=0，1，...，N-1，k=0，1，...，2^m-1，i=0，1，...，2^n-m-1。

針對具有擴展因子2^m之特定擴展複合二次序列碼，擴展複合二次序列碼之正交(偽正交)擴展碼部分係藉由擴展因子2^m之正交(偽正交)擴展碼組中之編碼之一來給定。例如，第h編碼係被標示。

擴展複合二次序列碼c_i之第k唧聲訊號係被建構為一般Newman相位碼序列之第1轉換版本之第k二次相位序列碼及具有N=2^m大小之第h正交(偽正交)擴展碼之第k唧聲訊號之乘積。

擴展複合二次序列碼之編碼組大小係藉由正交(偽正交)擴展碼部分及二次相位序列碼部分之編碼組尺寸來決定。無論擴展因子為何，二次相位序列碼之編碼組尺寸均被固定，且藉由系統次載波數2ⁿ之不同轉換數來決定。正交(偽正交)擴展碼之編碼組尺寸係視擴展因子而定。例如，Walsh-Hadamard碼例中，該尺寸等於擴展因子2^m(0mn)。

不同使用者係被分配不同擴展複合二次序列碼。為使接收器區分不同使用者，二次相位序列碼部分，正交(偽 正交)擴展碼部分或兩者中之二使用者所使用之擴展複合二次序列碼係不同。擴展複合二次序列碼之編碼組係被顯示於第2圖。無多路時，只要其二次相位序列碼部分不同，不同擴展複合二次序列碼係為正交；或正交擴展碼被使用。不同擴展複合二次序列碼僅於其二次相位序列碼部分相同且偽正交擴展碼被使用時才是偽正交。兩例中，不同編碼間之多重存取干擾(MAI)係為零或非常小。

多路衰減環境下，被分配至不同使用者之編碼應使二次相位序列碼部分變換差異愈大愈好。被分配至不同使用者之編碼應使得若兩編碼之二次相位序列碼部分變換差異不小於多路頻道之最大延遲擴展，則兩編碼之間並無任何多重存取干擾。因此，對應正交(偽正交)擴展碼部分可被分配為相同。可選擇是，二次相位序列碼部分變換差異可被限制最多為多路頻道最大延遲擴展。此可以完全多重存取干擾之抗擾性來創造更多編碼。只要系統中使用者數量僅N/L，則此可達成，其中N為次載波數而L為多路頻道最大延遲擴展。

若兩編碼之二次相位序列碼部分變換差異小於多路頻道之最大延遲擴展，則對應正交(偽正交)擴展碼部分應不同以降低不能藉由二次相位序列碼部分變換差異刪除之多重存取干擾。

此法中，因為正交碼間之相關係藉由兩二次相位序列碼之相關被進一步降低，所以該多重存取干擾與傳統分碼多重存取系統相較下可被降低。針對干擾限制系統(如分 碼多重存取)，多重存取干擾降低意指系統容量增加。

本發明之正交分頻多工-分碼多重存取系統係包含一傳送器及一接收器。傳送器包含一擴展及次載波映射部件及一正交分頻多工部件。擴展及次載波映射部件可擴展輸入資料符號為複數個唧聲訊號及映射該唧聲訊號至複數個次載波之一。正交分頻多工部件可執行傳統正交分頻多工操作。該擴展可被執行於頻域，時域或兩者中，其將被詳細解釋如下。

第1圖係為依據本發明第一實施例之正交分頻多工分碼多重存取系統100方塊圖。系統100係包含一傳送器110及一接收器150。傳送器110係包含一展頻器112，一串列對並列(S/P)轉換器114，一次載波映射單元116，一反向離散富利葉轉換單元118，一循環字首(CP)插入單元120，一並列對串列(P/S)轉換器122及一可選擇混合器124。展頻器112可使用擴展複合二次序列碼111於頻域中擴展輸入資料符號101。擴展及次載波映射之程序係被顯示於第3圖中。擴展複合二次序列碼c_i所使用之擴展因子係為2^m(0mn)。一使用者可使用系統中所有2ⁿ次載波。因此，可被一使用者傳送於一正交分頻多工訊框中之資料符號數係為2^n-m。各資料符號d(i)101係藉由擴展碼c_i111擴展為2^m唧聲訊號113。2^m唧聲訊號113接著藉由串列對並列轉換器114被轉換為2^m並列唧聲訊號115，而各唧聲訊號係藉由次載波映射單元116被等距映射至次載波117之一。相同資料符號之唧聲訊號所使用之各次載波 間之距離係為2^n-m次載波。不同資料符號之唧聲訊號係被依序映射至系統中之次載波，使資料符號d(i)之唧聲訊號得以被映射至次載波2^n-m‧k+i，(k=0，1，...，2^m-1，i=0，1，...，2^n-m-1)。

第4圖顯示擴展及次載波映射之替代實施例。重複器402係被用來取代展頻器112以唧聲訊號速率重複各資料符號d(i)2^m次。被重複之資料符號404係藉由串列對並列轉換器406被轉換為2^m並列符號407，而各符號係藉由次載波映射及加權單元408依序等距映射至2^m次載波之一。各次載波間之距離係為2^n-m次載波。不同資料符號之唧聲訊號係被依序映射至系統中之次載波，使資料符號d(i)之唧聲訊號得以被映射至次載波2^n-m．k+i，(k=0，1，...，2^m-1，i=0，1，...，2^n-m-1)。被映射至各次載波2^n-m．k+i之符號係藉由擴展複合二次序列碼加權使次載波2^n-m．k+i上之符號被乘上被標示為之擴展複合二次序列碼之第k唧聲訊號。

回去參考第1圖，被映射於次載波之唧聲訊號117係被饋入反向離散富利葉轉換單元118被轉換為時域資料119。循環字首接著藉由循環字首插入單元120被添加至各正交分頻多工訊框端。具有循環字首之時域資料121接著藉由並列對串列轉換器122被轉換為串列資料123且被傳送於無線頻道上。應注意，反向離散富利葉轉換操作可被反向快速富利葉轉換或其他類似操作所取代，循環字首插入可於反向離散富利葉轉換輸出被並列對串列轉換器 122轉換為串列資料之前被執行，而循環字首移除可於該被接收信號被串列對並列轉換器154轉換為並列資料流之前被執行。

由於擴展資料之結構，反向離散富利葉轉換操作係可被簡化。反向離散富利葉轉換單元118之輸出119係可藉由特定相位被轉換。該項位係為對應輸入資料次載波及資料符號指標之函數。因此，反向離散富利葉轉換操作可藉由不需太多計算之相位轉換計算來取代。

例如，假設n/2<mn且擴展複合二次序列碼之正交(偽正交)擴展碼部分為{1,1,...,1}。則反向離散富利葉轉換單元118之第h輸出係被給定如下：

其中h值係滿足以下條件：h=2^n-m‧p+i,p=0,1,...2^m-1,i=0,1,...,2^n-m-1

可選擇於傳送器110處執行遮罩操作及於接收器150處執行對應解遮罩操作。遮罩目的係降低胞元間多重存取干擾。於傳送器110處，混合器124可於傳送之前將資料123乘上遮罩碼125。對應解遮罩操作係被執行於接收器150處。混合器152可將該被接收信號128乘上遮罩碼125之共軛151以產生解遮罩資料流153。

參考第1圖，接收器150係包含一可選混合器152，一串列對並列轉換器154，一循環字首移除單元156，一離散富利葉轉換單元158，一等化器160及一解展頻器(包 含乘法器162，一加法器164及一規度器166)。時域被接收資料128係藉由串列對並列轉換器154被轉換為並列資料流，而循環字首係藉由循環字首移除單元156被移除。這些操作效能係可如上述解釋被交換。來自循環字首移除單元156之輸出157接著被饋入離散富利葉轉換單元158以被轉換為頻域資料159。頻域資料159之等化係藉由等化器160來執行。如傳統正交分頻多工系統中，簡單一分接點等化器係可被用於各次載波處之頻域資料159。應注意，離散富利葉轉換操作係可被快速富利葉轉換操作或其他類似操作取代。

由於擴展資料結構因素，離散富利葉轉換操作亦可被簡化。離散富利葉轉換單元之輸出159係為被特定相位轉換之資料符號。該相位係為對應輸入資料次載波及資料符號指標之函數。因此，離散富利葉轉換操作可藉由不需太多計算之相位轉換計算來取代。其達成方式係類似但與相對傳送器側處之反向離散富利葉轉換相反。

被等化資料係被解展頻於頻域處。等化之後各次載波處之輸出161係藉由乘法器162被乘上被用於傳送器110處之擴展複合二次序列碼，k=0，1，...，2^m-1之對應唧聲訊號之共軛168。接著，所有次載波處之乘法輸出163係被加法器164加總，而該被加總輸出165係被規度器166正規化有擴展複合二次序列碼之擴展因子以恢復資料167。

接收器150可進一步包含可處理解展頻器輸出之一區 塊線性等化器或一聯合偵測器(無圖示)。任何類型區塊線性等化器或聯合偵測器均可被使用。區塊線性等化器或聯合偵測器之一傳統配置係為最小均方差(MMSE)區塊線性等化器。此例中，頻道矩陣H係針對次載波被建立及計算，而等化係使用該被建立頻道矩陣來執行使得：

其中H為頻道矩陣，為次載波中被接收信號，為次載波中被等化資料向量。

針對上鏈操作，較佳於反向離散富利葉轉換操作之後保持固定包絡，其促進有效及便宜功率放大器之使用。為了保持固定包絡，以下針對具有N=2ⁿ次載波之系統之條件必須被滿足。首先，擴展因子2^m係被mn限制，其中項意指大於a之最小整數。其次，針對擴展因子2^m，僅部分正交碼被用來結合二次相位序列碼以產生可獲得固定包絡之擴展複合二次序列碼。例如，Newman相位碼及Hadamard碼例中，僅Hadamard碼組之第一碼(2^m大小)係被用來結合Newman相位序列碼以產生擴展複合二次序列碼。項意指小於b之最大整數。

如上述，只要系統中使用者數量不超過N/L，則無多重存取干擾且不需執行多使用者偵測(MUD)。當系統中使用者數量超過N/L時，則會有多重存取干擾且多使用者偵測可能被實施。多重存取干擾較具有相同使用者數量之傳統分碼多重存取系統為優。

假設系統中具有M使用者。則傳統分碼多重存取系 統中多使用者偵測之使用者數量將為M。然而，依據本發明之傳統分碼多重存取系統中多使用者偵測之使用者數量將為，其與傳統分碼多重存取系統相較係被降低L度量。以此法，多使用者偵測操作之複雜性遠低於先前技術傳統分碼多重存取系統中之多使用者偵測。亦可使用傳送器及/或接收器處之多天線。

第5圖係為依據本發明另一實施例之正交分頻多工分碼多重存取系統500(多載體直接序列(MC-DS)分碼多重存取系統)方塊圖。系統500包含一傳送器510及一接收器550。傳送器510係包含一串列對並列轉換器512，複數個乘法器514，一次載波映射單元516，一反向離散富利葉轉換單元518，一並列對串列轉換器520，一循環字首插入單元522，及一可選擇混合器524。若系統500中具有N=2ⁿ次載波，則使用者i之N連續資料符號501係藉由串列對並列轉換器512從串列被轉換為N並列符號513。使用者i之N並列資料符號513之第j資料符號係被標示為d^j(i)，其中j=0，1，...，N-1。使用者i所使用之擴展複合二次序列碼係被標示為c_i。各N並列資料符號513係使用擴展複合二次序列碼c_i511被擴展於時域中。擴展複合二次序列碼c_i之擴展因子係為2^m(0mn)，因此，各資料符號513係藉由擴展複合二次序列碼c_i511被擴展為2^m唧聲訊號515。

各唧聲訊號持續期間，各N資料符號d^j(i)之一唧聲訊號係被傳送於其對應次載波j上。一使用者可使用系統 中所有2ⁿ次載波。因此，可被一正交分頻多工訊框中之一使用者傳送之資料符號數量係為2ⁿ。

唧聲訊號515係藉由次載波映射單元516被等距映射至次載波。次載波上之唧聲訊號517係被饋入反向離散富利葉轉換單元518且被轉換為時域資料519。時域資料519係藉由並列對串列轉換器520從並列被轉換為串列資料521，循環字首係藉由循環字首插入單元522被添加至各訊框端。具循環字首之資料523係於無線頻道上被傳送。同樣單獨使用擴展複合二次序列碼對各次載波執行傳統直接序列分碼多重存取操作，而次載波上之直接序列分碼多重存取信號係使用正交分頻多工結構被並列傳送。

接收器550係包含一循環字首移除單元554，一串列對並列轉換器556，一離散富利葉轉換單元558，一等化器560，複數個雷克組合器562及一並列對串列轉換器564。首先，循環字首係藉由循環字首移除單元554經由無線頻道從該被接收資料528被移除。資料555接著藉由串列對並列轉換器556從串列被轉換為並列資料557。並列資料557接著被饋入離散富利葉轉換單元558且被轉換為頻域資料559。接著，藉由等化器560對頻域資料559等化。如傳統正交分頻多工系統中，簡單一分接點等化器可被用於各次載波處。

等化後各次載波上之資料561係於時域中被雷克組合器562(包含解展頻器)恢復。各雷克組合器562所產生之並列資料符號563係藉由並列對串列轉換器564被並列對 串列轉換以恢復該被傳送資料。

如第1圖之第一實施例中，可選擇於傳送器510處執行遮罩操作及於接收器550處執行對應解遮罩操作以降低胞元間多重存取干擾。混合器524可於傳送之前將來自循環字首插入單元522之輸出523乘上遮罩碼525。接收器550之混合器552可將該被接收信號528乘上被用於傳送器510處之遮罩碼525之共軛551。

第6圖係為依據本發明第三實施例之正交分頻多工分碼多重存取系統600方塊圖。系統600包含一傳送器610及一接收器650。傳送器610係包含一串列對並列轉換器612，複數個乘法器614，複數個重複器616，複數個串列對並列轉換器618，一次載波映射及加權單元620，一反向離散富利葉轉換單元622，一並列對串列轉換器624，一循環字首插入單元626，及一可選擇混合器628。依據第三實施例，輸入資料符號係被擴展兩次，一次於時域而另一次於頻域。假設次載波總數為2ⁿ，而被用於時域及頻域擴展之擴展因子分別為2^p及2^m。使用者i之N_T連續資料符號601係藉由串列對並列轉換器612從串列被轉換為並列N_T符號613。N_T值等於2^n-m。使用者i之N_T並列資料符號613之第j資料符號係被標示為d^j(i)，其中j=0，1，...，N-1。使用者i所使用之時域擴展碼611係被標示為。各N_T並列資料符號613接著藉由乘法器614將符號613乘上時域擴展碼611而被擴展於時域中。時域擴展碼之擴展因子係為被定義於方程式(3)及(4)中 之2^p。各資料符號613係被擴展為2^p唧聲訊號，而N_T並列2^p唧聲訊號流615係被產生。

時域擴展之後，頻域擴展係被執行。針對各唧聲訊號流j(對應N_T資料符號之第j資料符號)，給定使用者i，N_T唧聲訊號流之各唧聲訊號係於各唧聲訊號持續期間被重複器616重複2^m遍，該被重複2^m遍之唧聲訊號係藉由串列對並列轉換器618被轉換為並列2^m唧聲訊號619。該2^m唧聲訊號接著藉由次載波映射及加權單元620被依序映射至2^m等距次載波。各次載波間之距離係為2^n-m次載波。次載波映射係被依序執行使得來自第j唧聲訊號流之被重複唧聲訊號係被映射至次載波2^n-m‧k+j，(k=0，1，...，2^m-1，j=0，1，...，2^n-m-1)。反向離散富利葉轉換操作之前，各次載波2^n-m‧k+j上之唧聲訊號係藉由被標示之擴展複合二次序列碼c_i之第k唧聲訊號加權。

一使用者可使用系統中所有2ⁿ次載波。因此，可被一正交分頻多工訊框中之一使用者傳送之資料符號數量係為2^n-m。

第7圖顯示第6圖系統中之頻域擴展及次載波映射之替代方法。除了重複唧聲訊號2^m遍，唧聲訊號615係被頻域擴展碼直接擴展。針對各唧聲訊號流j(對應N_T資料符號之第j資料符號)，給定使用者i，各唧聲訊號615係於各唧聲訊號持續期間藉由乘法器702擴展複合二次序列碼703為2^m唧聲訊號704，而頻域擴展唧聲訊號704係藉由串列對並列轉換器706被轉換為2^m並列唧聲訊號 707。如上述，這些並列唧聲訊號707接著被次載波映射單元708依序映射至2^m等距次載波709。各次載波間之距離係為2^n-m次載波。次載波映射係被依序執行使得來自第j唧聲訊號流之被重複唧聲訊號係被映射至次載波2^n-m‧k+j，(k=0，1，...，2^m-1，j=0，1，...，2^n-m-1)。

再參考第6圖，被映射至次載波上之唧聲訊號621係被饋入反向離散富利葉轉換單元622，且被轉換為時域資料623。時域資料623係藉由並列對串列轉換器624從並列資料被轉換為串列資料625，循環字首藉由循環字首插入單元626被添加至資料625之各訊框端。具有循環字首之資料627係被傳送於無線頻道上。

接收器650係包含一可選混合器652，一循環字首移除單元654，一串列對並列轉換器656，一離散富利葉轉換單元658，一等化器660，複數個時間-頻率雷克組合器662及一並列對串列轉換器664。於接收器650側，循環字首係藉由循環字首移除單元654經由無線頻道從被接收資料632被移除。資料655接著藉由串列對並列轉換器656從串列被轉換為並列資料657。並列資料657被饋入離散富利葉轉換單元658，且被轉換為頻域資料659。接著，頻域資料659係藉由等化器660被等化。如傳統正交分頻多工系統中，簡單一分接點等化器係可被用於各次載波處。

等化之後，各次載波上之資料661係藉由時間-頻率雷克組合器662恢復，其將被詳細解釋如下。各時間-頻 率雷克組合器662所產生之並列資料符號663接著藉由並列對串列轉換器664被並列對串列轉換以恢復該被傳送資料。

時間-頻率雷克組合器662係為可處理時間及頻率域於傳送器處恢復被擴展於時間及頻率域中之雷克組合器。第8圖顯示雷克組合器662例。熟練技術人士應注意，時間-頻率雷克組合器662可以許多不同方式被執行，而第8圖所示配置係被提供當作例子而非限制。各時間-頻率雷克組合器662係包含一次載波分組單元802，一解展頻器804及一雷克組合器806。針對N_T連續資料符號之各資料符號j(j=0，1，...，2^n-m-1)，次載波分組單元802係可收集以下次載波上之唧聲訊號661 2^n-m．k+j，總共2^m唧聲訊號。接著，解展頻器804可對該2^m次載波上之唧聲訊號執行頻域解展頻。解展頻器804包含可將擴展複合二次序列碼之共軛813乘上該被收集唧聲訊號811之複數個乘法器812，可加總該乘法輸出814之一加法器815，即可正規化該被加總輸出816之一規度器817。頻域解展頻之後，2ⁿ次載波上之唧聲訊號係變成N_T並列唧聲訊號流上之唧聲訊號818。為了恢復使用者i之第j資料符號，時域雷克組合係藉由雷克組合器806被執行於對應唧聲訊號流818上。

再次參考第6圖，可選擇於傳送器610處執行遮罩操作及於接收器650處執行對應解遮罩操作以降低胞元間多重存取干擾。混合器628可於傳送之前將來自循環字首插 入單元626之輸出627乘上遮罩碼630。接收器650之混合器652可將該被接收信號632乘上被用於傳送器610處之遮罩碼之共軛651。

針對所有上述實施例，預定資料向量{d(i)}(也就是預知信號)可被傳送。此法中，被上鏈傳送信號可被當作隨機存取頻道(RACH)之引示或上鏈引示信號。例如，1，{1,1,...,1}之預定資料向量{d(i)}均可被傳送。

雖然本發明之特性及元件被以特定組合說明於較佳實施例中，但各特性及元件係不需較佳實施例之其他特性及元件，或有或無本發明其他特性及元件之各種組合中被單獨使用。

110‧‧‧傳送器

112‧‧‧展頻器

123‧‧‧資料

124‧‧‧混合器

150‧‧‧接收器

151‧‧‧共軛

165‧‧‧輸出

c_i‧‧‧擴展複合二次序列碼

IDFT‧‧‧反向離散富利葉轉換

CP‧‧‧循環字首

OFDM‧‧‧正交分頻多工

P/S‧‧‧並列對串列

SCQS‧‧‧擴展複合二次序列

S/P‧‧‧串列對並列

Claims (21)

1. 一種傳送裝置，包括：至少一電路，係組構成組合資料符號和第一序列，並且使用正交序列來擴展組合的結果，其中，該第一序列為藉由將具有複數個相位的第二序列做轉換所導出的二次相位序列碼，其中，對於2^m的擴展因子而言，該二次相位序列碼具有2^m個唧聲訊號，並且由不同使用者所使用的碼在該二次相位序列碼中係不同的，其中，該至少一電路被進一步組構成將擴展結果映射至複數個次載波，並且其中，該至少一電路被進一步組構成處理該所映射的複數個次載波以及將該處理的結果傳送作為無線電頻率信號。
2. 如申請專利範圍第1項所述的傳送裝置，其中，該第二序列為具有固定振幅的四相位序列。
3. 如申請專利範圍第1項所述的傳送裝置，其中，該無線電頻率信號係進一步由第三序列所導出的。
4. 如申請專利範圍第3項所述的傳送裝置，其中，該第三序列降低胞元間干擾。
5. 如申請專利範圍第3項所述的傳送裝置，其中，該第三序列為遮罩碼。
6. 如申請專利範圍第1項所述的傳送裝置，其中，該正交序列被分配至該傳送裝置。
7. 如申請專利範圍第1項所述的傳送裝置，其中，該至少一電路被進一步組構成使用供擴展用之不同長度的正交序列。
8. 如申請專利範圍第1項所述的傳送裝置，其中，該所映射的複數個次載波被傳送作為以正交分頻多工(OFDM)為基礎的信號。
9. 一種方法，包括：藉由傳送裝置來組合資料符號和第一序列，其中，該第一序列為藉由將具有複數個相位的第二序列做轉換所導出的二次相位序列碼，其中，對於2^m的擴展因子而言，該二次相位序列碼具有2^m個唧聲訊號，並且由不同使用者所使用的碼在該二次相位序列碼中係不同的；藉由該傳送裝置，使用正交序列來擴展組合的結果；藉由該傳送裝置，將擴展結果映射至複數個次載波；藉由該傳送裝置來處理該所映射的複數個次載波；以及將該處理的結果傳送作為無線電頻率信號。
10. 如申請專利範圍第9項所述的方法，其中，該第二序列為具有固定振幅的四相位序列。
11. 如申請專利範圍第9項所述的方法，其中，該無線電頻率信號係進一步由第三序列所導出的。
12. 如申請專利範圍第11項所述的方法，其中，該第三序列降低胞元間干擾。
13. 如申請專利範圍第11項所述的方法，其中，該第 三序列為遮罩碼。
14. 如申請專利範圍第9項所述的方法，其中，該正交序列被分配至該傳送裝置。
15. 如申請專利範圍第9項所述的方法，其中，該所映射的複數個次載波被傳送作為以正交分頻多工(OFDM)為基礎的信號。
16. 一種接收裝置，包括：至少一電路，係組構成接收無線電頻率信號以及決定來自該無線電頻率信號的資料符號，其中，該至少一電路被進一步組構成藉由處理該無線電頻率信號和包括第二序列及正交序列之擴展碼的共軛來決定該資料符號，該第一序列包括藉由將具有複數個相位的第二序列做轉換所導出的二次相位序列碼，其中，對於2^m的擴展因子而言，該二次相位序列碼具有2^m個唧聲訊號，並且由不同使用者所使用的碼在該二次相位序列碼中係不同的。
17. 如申請專利範圍第16項所述的接收裝置，其中，該第二序列為具有固定振幅的四相位序列。
18. 如申請專利範圍第16項所述的接收裝置，其中，該無線電頻率信號係進一步由第三序列所導出的。
19. 如申請專利範圍第18項所述的接收裝置，其中，該第三序列降低胞元間干擾。
20. 如申請專利範圍第18項所述的接收裝置，其中，該第三序列為遮罩碼。
21. 如申請專利範圍第16項所述的接收裝置，其中，該無線電頻率信號被接收作為以正交分頻多工(OFDM)為基礎的信號。