TW201505348A - 具有諧振型轉換器的交換式電源供應器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本發明係關於一種具有諧振型轉換器的交換式電源供應器及其控制方法，主要係由一交流對直流轉換器與一直流對直流轉換器組成一交換式電源供應器，該交流對直流轉換器將輸入的交流電源轉換為一直流電源，並送至直流對直流轉換器轉換成額定電壓的直流電源；該直流對直流轉換器包括一諧振型轉換器，且根據實測內部一變壓器的電壓與一驅動訊號的波形判斷目前的工作狀態，進而控制諧振型轉換器的切換頻率，使其趨近或等於諧振頻率，以提高工作效率；利用前述技術可解決既有技術因諧振元件規格誤差，無法事先計算較精確諧振頻率，以致無法使切換頻率準確趨近諧振頻率的問題。

Description

具有諧振型轉換器的交換式電源供應器及其控制方法

本發明是關於一種具有諧振型轉換器的交換式電源供應器及其控制方法，尤指一種可以讓諧振型轉換器的切換頻率準確趨近諧振頻率的相關技術。

已知的一種具有諧振型轉換器的交換式電源供應器是如圖12所示，其包括一交流對直流轉換器70和一由諧振型轉換器構成的直流對直流轉換器80；該交流對直流轉換器70是將交流電源轉換為一高壓的直流電源(例如380伏特)，再由直流對直流轉換器80將該高壓的直流電源轉換為所需電壓的直流電源。

該直流對直流轉換器80可由LLC轉換器構成，如圖13所示是一種LLC轉換器90的電路構造，主要是由一半橋電路91、一諧振電路92、一變壓器93及一輸出電路94；其中：該半橋電路91是透過諧振電路92與變壓器93的一次側連接；又變壓器93二次側連接該輸出電路94；該諧振電路92包括一諧振電容Cr、一激磁電感Lm及變壓器93的諧振電感Lr；又諧振電路92具有兩個諧振頻率，第一個諧振頻率Fr1則由諧振電容Cr、激磁電感Lm及變壓器93的諧振電感Lr所決定，第二個諧振 頻率Fr2是由諧振電容Cr及變壓器93的諧振電感Lr所決定。

前述交換式電源供應器在負載為輕載或LLC轉換器90的輸入電壓過高時，是使其切換頻率Fs大於諧振頻率Fr2，其輸出對輸入的增益G將會降低；而在負載為重載或LLC轉換器90的輸入電壓過低時，諧振型轉換器90會降低其切換頻率Fs，以相對提高其增益G，而滿足負載的需求，在此狀況下，切換頻率Fs小於諧振頻率Fr2。

根據上述可知，LLC轉換器90會根據負載或輸入電壓的變化調整其切換頻率，但一般認為當切換頻率Fs趨近或等於諧振頻率Fr2時，交換式電源供應器具有較佳的工作效率。而如前揭所述，LLC轉換器90的諧振頻率主要是由諧振電容Cr、諧振電感Lr等諧振元件所決定，意即諧振頻率是根據上述諧振元件的規格計算產生的預設值，切換頻率則是根據該預設值而調整。然而實際狀況的是：前述諧振元件在生產時即存在規格誤差，因此根據其規格運算產生的諧振頻率無法完全準確，在此狀況下，LLC轉換器90即使透過精確的控制，使其切換頻率趨近或等於諧振頻率，仍無法達到有效提升工作效率的目的。

由上述可知，LLC轉換器90在切換頻率趨近或等於諧振頻率時具有較佳工作效率，但諧振頻率因諧振元件的規格誤差，無法事先準確計算，因而即使控制切換頻率趨近或等於諧振頻率，仍無法達到有效提升工作效率的目的。

因此本發明主要目的在提供一種具有諧振型轉換器的交換式電源供應器及其控制方法，其將根據實測數據判斷交換式電源供應器的工作狀態，再根據實際工作狀態調整切換頻率，使其趨近實際的諧振頻率，進而達到提升工作效率的目的。

為達成前述目的採取的主要技術手段係令前述具有諧振型轉換器的交換式電源供應器包括：一交流對直流轉換器，具有一交流電源輸入端、一直流電源輸出端和一控制端；一直流對直流轉換器，具有一諧振型轉換器、一諧振控制器及一相位檢測器；該相位檢測器分別與諧振型轉換器、諧振控制器連接，以分別取得一變壓器電壓波形和一驅動訊號波形，並據以產生一轉換電壓訊號，再由諧振控制器根據轉換電壓訊號產生一回授電壓控制訊號送至交流對直流轉換器的控制端，以調整交流對直流轉換器的直流電源電壓，進而控制諧振型轉換器的切換頻率。

前述交換式電源供應器是由相位檢測器分別由諧振型轉換器、諧振控制器分別取得變壓器電壓波形及驅動訊號波形，並據以運算取得一反應即時工作狀態的轉換電壓訊號，當轉換電壓訊號不為零，表示切換頻率大於或小於諧振頻率；而由諧振控制器根據該轉換電壓訊號與交流對直流轉換器輸出的直流電源電壓運算後產生一回授電壓控制訊號送至交流對直流轉換器，以調整其輸出電壓，亦即調整諧振型轉換器的輸入電壓，當諧振型轉換器的輸入電壓改變，其切換頻率隨之改變，進而得使切換頻 率趨近或等於諧振頻率。

為達成前述目的採取的又一技術手段係令前述方法包括：取得一諧振型轉換器的一變壓器電壓波形及一驅動訊號波形，據以產生一本次轉換電壓訊號；判斷本次轉換電壓訊號是否為零；若本次轉換電壓訊號不為零，判斷本次轉換電壓訊號與一前次轉換電壓訊號的差值是否小於零；該前次轉換電壓訊號是根據先前取得的變壓器電壓波形及驅動訊號波形所產生；若前述差值小於零，接著判斷切換頻率是否降低，若是，降低切換頻率，若否，則提高切換頻率；前述方法主要是先降低或提高諧振型轉換器的切換頻率，再根據實測諧振轉換器的變壓器電壓波形及驅動訊號波形判斷交換式電源供應器目前的工作狀態，當變壓器電壓波形及驅動訊號波形運算產生的本次轉換電壓訊號不為零，表示諧振型轉換器目前的切換頻率與諧振頻率不一致，接著判斷轉換電壓訊號是否小於先前取得的轉換電壓訊號，若是，表示調整方向正確，依原方式進一步降低或提高切換頻率，直到轉換電壓訊號為零，即達成使切換頻率與諧振頻率趨於一致的目的。

10‧‧‧交流對直流轉換器

100‧‧‧控制模組

101‧‧‧疊加電路

102‧‧‧控制器

20‧‧‧直流對直流轉換器

21‧‧‧全橋電路

22‧‧‧諧振電路

23‧‧‧變壓器

24‧‧‧輸出電路

25‧‧‧諧振控制器

251‧‧‧運算器

252‧‧‧控制單元

30‧‧‧相位檢測器

31‧‧‧比較器

32‧‧‧邏輯閘

33‧‧‧低通濾波器

70‧‧‧交流對直流轉換器

80‧‧‧直流對直流轉換器

90‧‧‧LLC轉換器

91‧‧‧半橋電路

92‧‧‧諧振電路

93‧‧‧變壓器

94‧‧‧輸出電路

圖1是本發明交換式電源供應器一較佳實施例的電路圖。

圖2是本發明交換式電源供應器又一較佳實施例的電路圖。

圖3是本發明交換式電源供應器再一較佳實施例的電路圖。

圖4是諧振電路在切換頻率小於諧振頻率時的工作波形圖。

圖5是諧振電路切換頻率大於諧振頻率時的工作波形圖。

圖6是本發明直流對直流轉換器中相位檢測器的電路圖。

圖7是本發明相位檢測器在輕載下取得的變壓器電壓波形及驅動訊號波形圖。

圖8是本發明相位檢測器在重載下取得的變壓器電壓波形及驅動訊號波形圖。

圖9是本發明一較佳實施例的方法流程圖。

圖10是本發明又一較佳實施例的方法流程圖。

圖11是本發明一較佳實施例的交流對直流轉換器內設控制模組的一電路圖。

圖12是已知交換式電源供應器的電路方塊圖。

圖13是已知交換式電源供應器中所設LLC電路的電路圖。

關於本發明交換式電源供應器的一較佳實施例，請參閱圖1所示，包括一交流對直流轉換器10、一直流對直流轉換器20；其中： 該交流對直流轉換器10具有一交流電源輸入端AC IN、一直流電源輸出端DC OUT和一控制端BC，用以將由交流電源輸入端AC IN輸入的交流市電轉換為相對高壓的直流電壓Vbulk，並由直流電源輸出端DC OUT輸出，其控制端BC將影響直流電源輸出端DC OUT上的直流電壓Vbulk。

在本實施例中，該直流對直流轉換器20具有諧振轉換器、一諧振控制器25及一相位檢測器30所組成，其中，該諧振轉換器是由LLC轉換器所構成，其具有一全橋電路21、一諧振電路22、一變壓器23及一輸出電路24；該全橋電路21具有多個成對且交替導通的電子開關QA~QD，各電子開關QA~QD分別與諧振控制器25連接，由諧振控制器25提供的驅動訊號(Driving Signal)控制各電子開關QA~QD的導通與否；該諧振電路22主要係由一諧振電容Cr、一激磁電感Lm及變壓器23的諧振電感Lr所組成；該諧振電路22連接於交流對直流轉換器10的直流電源輸出端和變壓器23的一次側之間，變壓器23的二次側與輸出電路24連接。

在本實施例中，該變壓器23提供一個以上的變壓器電壓波形擷取點，其可為變壓器23二次側耦合線圈處(如圖1所示)、一次側的耦合線圈處(如圖2所示)或二次側(如圖3所示)，以提供一變壓器電壓波形Vtr予相位檢測器30，供相位檢測器30根據變壓器電壓波形Vtr和諧振控制器25的驅動訊號(Driving Signal，本實施例是取電子開關QB的閘、源極電壓波形Vgs_QB)判斷目前的工作狀態， 並產生一轉換電壓訊號Vturn。本實施例中，係由變壓器23的二次側耦合線圈處取得變壓器電壓波形。

前述轉換電壓訊號Vturn將被用來判斷目前的工作狀態，具體而言是判斷諧振型轉換器22的切換頻率Fs與諧振頻率Fr是否相同，其原理係如以下所述：根據實測結果，當LLC電路的切換頻率Fs與諧振頻率Fr不一致時，量測到全橋電路21中電子開關和變壓器23的波形是如圖4所示，由變壓器電壓波形Vtr波形可以看出，切換頻率Fs小於諧振頻率Fr2，在此工作狀態下，應提高電子開關QA~QD的切換頻率。又如圖5所示，則是顯示切換頻率Fs大於諧振頻率Fr2，在此工作狀態下，則應降低電子開關QA~QD的切換頻率。

而根據圖4、圖5所示波形可以看出，不論切換頻率Fs大於或小於諧振頻率Fr2，只要諧振頻率Fr2與切換頻率Fs不一致時，變壓器電壓波形Vtr與驅動訊號間即會出現相位差，因此本發明利用相位檢測器30實測該變壓器電壓波形Vtr與驅動訊號的波形，以判斷諧振頻率Fr2與切換頻率Fs是否有不一致的情況，進而由諧振控制器25對切換頻率Fs進行補償。

關於前述相位檢測器30請參閱圖6所示，其主要係由一比較器31和一邏輯閘32組成，在本實施例中，進一步包括一低通濾波器33；該比較器31的輸入端和變壓器23上的任一電壓擷取點，以取得變壓器電壓波形Vtr，比較器31的參考端則連接一直流電源，作為參考訊號。比較器31的輸出端與邏輯閘32的一輸入端連接； 在本實施例中，該邏輯閘32是由一互斥或閘(XOR)構成，其另一輸入端是連接諧振控制器25以取得驅動訊號(Driving Signal)，在本實施例中，是取得電子開關QB的閘、源極電壓波形(Vgs_QB)。因此，相位檢測器30是將變壓器電壓波形Vtr與直流位準比較後產生的電壓訊號V_PHASE，送至邏輯閘32與驅動訊號(Vgs_QB)波形作互斥或邏輯判斷(請配合參閱圖7、圖8所示，其中圖7為輕載時的波形圖，圖8為重載時的波形圖)，並產生一脈波訊號Vx，為確保訊號準確，進一步經過低通濾波器33濾波後，以取得一轉換電壓訊號Vturn送至諧振控制器25，供諧振控制器25判斷是否出現諧振頻率Fr2與切換頻率Fs不一致的狀況，據以決定是否進行補償，使諧振頻率Fr2與切換頻率Fs趨於一致。必須說明的是：所謂「趨於一致」的定義，依交換式電源供應器的工作狀態，可能是使切換頻率Fs趨近諧振頻率Fr2，也可能是使切換頻率Fs與諧振頻率Fr2相同。

在本實施例中，該諧振控制器25包括一運算器251和一控制單元252，該運算器251係將前述轉換電壓訊號Vturn與一參考電壓V_REF進行差值運算，並將運算產生的差值Verror送至控制單元252，由控制單元252決定是否進行補償，該控制單元252一可行的判斷流程，請參閱圖9所示，其包括：判斷差值Verror是否為零(701)；若差值Verror為零，表示諧振頻率Fr2趨近或等於切換頻率Fs，即結束判斷； 若差值Verror不為零，表示諧振頻率Fr2與切換頻率Fs不一致，接著判斷本次差值與前次差值的差(△Verror)是否大於零(702)；當本次差值小於前次差值，接著判斷本次切換頻率是否小於前次切換頻率(703)，若本次切換頻率Fs(n)小於前次切換頻率Fs(n-1)，表示切換頻率Fs大於諧振頻率Fr2，因此降低切換頻率Fs(704)，並回到步驟(701)；若本次切換頻率Fs(n)未小於前次切換頻率Fs(n-1)，表示切換頻率Fs小於諧振頻率Fr2，因此提高切換頻率Fs(705)，並回到步驟(701)。

在前述步驟(702)中，若本次差值與前次差值的差(△Verror)大於零，即接著判斷本次切換頻率是否小於前次切換頻率(706)，本次切換頻率Fs(n)若小於前次切換頻率Fs(n-1)，表示切換頻率Fs小於諧振頻率Fr2，將提高切換頻率Fs(705)，並回到步驟(701)。

若本次切換頻率Fs(n)未小於前次切換頻率Fs(n-1)，表示切換頻率Fs大於諧振頻率Fr2，因此降低切換頻率Fs(704)，並回到步驟(701)。

前述補償動作回到步驟(701)後，將重新執行步驟(702)、步驟(703)和步驟(704)或(705)，直到步驟(701)判斷差值Verror為零，表示切換頻率Fs與諧振頻率Fr2一致。

前述控制單元252又一可行的判斷流程，請參閱圖10所示，其包括：判斷差值Verror是否為零(801)；若差值Verror為零，表示諧振頻率Fr2趨近或等於切換頻率Fs，即結束 判斷；若差值Verror不為零，表示諧振頻率Fr2與切換頻率Fs不一致，接著判斷本次差值與前次差值的差(△Verror)是否等於零(802)；當本次差值與前次差值的差(△Verror)不等於零，進一步判斷是否大於零(803)，接著以下的步驟(804)~(807)與前一可行判斷流程的步驟(703)至(706)相同。而在降低或提高切換頻率Fs後，並回到步驟(801)；在前述步驟(802)中，若本次差值與前次差值的差(△Verror)等於零，則對切換頻率進行一預調整(808)後，回到步驟(801)。

接著判斷差值Verror是否為零(801)；若差值Verror不為零，表示諧振頻率Fr2與切換頻率Fs不一致，接著判斷本次差值與前次差值的差(△Verror)是否等於零(802)；當本次差值與前次差值的差(△Verror)不等於零，進一步判斷是否大於零(803)，若大於零，表示先前預調整的補償方向錯誤，即接著判斷本次切換頻率是否小於前次切換頻率(807)，由於補償方向相反，因此本次切換頻率Fs(n)若小於前次切換頻率Fs(n-1)，表示切換頻率Fs小於諧振頻率Fr2，將提高切換頻率Fs(806)，並回到步驟(801)。

若本次切換頻率Fs(n)未小於前次切換頻率Fs(n-1)，表示切換頻率Fs大於諧振頻率Fr2，因此降低切換頻率Fs(805)，並回到步驟(801)。

前述步驟(803)若不大於零，表示補償方向正確，則進一步判斷本次切換頻率Fs(n)是否小於前次切換頻 率Fs(n-1)(804)，若本次切換頻率Fs(n)小於前次切換頻率Fs(n-1)，表示切換頻率Fs大於諧振頻率Fr2，因此降低切換頻率Fs(805)，並回到步驟(801)。若本次切換頻率Fs(n)未小於前次切換頻率Fs(n-1)，表示切換頻率Fs小於諧振頻率Fr2，將提高切換頻率Fs(806)，並回到步驟(801)。直到步驟(801)判斷差值Verror為零，表示切換頻率Fs與諧振頻率Fr2一致。

至於前述切換頻率Fs的調整可為以下幾種方式：由於切換頻率Fs與輸出電壓和輸入電壓的比值(Vo/Vin)有關，亦即與增益(Gain)有關，因此調整輸出電壓和輸入電壓，都可以改變切換頻率Fs；進一步而言，在開迴路模式下，係採固定的輸入電壓，經由控制輸出電壓大小，以調整切換頻率Fs。而在閉迴路模式下，則是控制輸入電壓大小，以調整該切換頻率Fs。

根據圖1所示的實施例，直流對直流轉換器20的輸入電壓由交流對直流轉換器10提供，當交流對直流轉換器10的輸出電壓改變，直流對直流轉換器20的切換頻率Fs也將隨之改變，因此可由直流對直流轉換器20的諧振控制器25產生一回授電壓控制訊號(Bulk Control)，送至交流對直流轉換器10的控制端BC，以改變該交流對直流轉換器10的輸出電壓，而經由改變直流對直流轉換器20的輸入電壓，以調整切換頻率Fs。對於所屬技術領域具有通常知識者可以理解的是：交流對直流轉換器10是根據其回授的直流電壓Vbulk和前述回授電壓控制訊號(Bulk Control)，共同作為調整交流對直流轉換器10輸出電壓的 依據，一具體的實現技術係如以下所述。

請參閱圖1，該交流對直流轉換器10中具有一控制模組100，該控制模組100的一可行實施例是如圖11所示，該控制模組100包括一疊加電路101及一控制器102，該疊加電路101具有兩輸入端和一輸出端，兩輸入端分別連接交流對直流轉換器10的直流電源輸出端DC OUT和控制端BC，以取得回授的直流電壓Vbulk和前述回授電壓控制訊號(Bulk Control)，並經疊加後送至控制器102的輸入端，由控制器102產生一驅動訊號，據以調整交流對直流轉換器10直流電源輸出端DC OUT上的直流電壓Vbulk。

由上述可知，本發明鑒於LLC電路因諧振元件的生產誤差，以致無法預先準確地計算諧振頻率Fr2，而因諧振頻率Fr2不確定，以致無法有效地調整切換頻率Fs與諧振頻率Fr2的對應關係；而本發明不以預設的諧振頻率Fr2作為調整基準，而是以實測數值判斷切換頻率Fs與諧振頻率Fr2的實際狀態，進而在進入穩態後動態地調整切換頻率Fs，以提升運作效率，並解決因諧振元件誤差無法準確計算諧振頻率所衍生的問題。

10‧‧‧交流對直流轉換器

100‧‧‧控制模組

20‧‧‧直流對直流轉換器

21‧‧‧全橋電路

22‧‧‧諧振電路

23‧‧‧變壓器

24‧‧‧輸出電路

25‧‧‧諧振控制器

30‧‧‧相位檢測器

Claims (12)

1. 一種具有諧振型轉換器的交換式電源供應器，包括：一交流對直流轉換器，具有一交流電源輸入端、一直流電源輸出端和一控制端；一直流對直流轉換器，具有一諧振型轉換器、一諧振控制器及一相位檢測器；該相位檢測器分別與諧振型轉換器、諧振控制器連接，以分別取得一變壓器電壓波形和一驅動訊號波形，並據以產生一轉換電壓訊號，再由諧振控制器根據轉換電壓訊號產生一回授電壓控制訊號送至交流對直流轉換器的控制端，以調整交流對直流轉換器輸出的直流電源電壓，進而控制諧振型轉換器的切換頻率。
2. 如請求項1所述具有諧振型轉換器的交換式電源供應器，該諧振轉換器包括一變壓器，該變壓器上具有一個以上的電壓擷取點；該相位檢測器主要係由一比較器和一邏輯閘組成，該比較器的輸入端和變壓器上的一電壓擷取點連接，參考端上設有一直流位準；比較器的輸出端和邏輯閘的一輸入端連接；該邏輯閘的另一輸入端和諧振控制器連接，以取得其驅動訊號波形。
3. 如請求項2所述具有諧振型轉換器的交換式電源供應器，該相位檢測器進一步包括一低通濾波器；該邏輯閘的輸出端透過低通濾波器與諧振控制器連接。
4. 如請求項3所述具有諧振型轉換器的交換式電源供應器，該邏輯閘是一互斥或閘(XOR)。
5. 如請求項4所述具有諧振型轉換器的交換式電源供應器，該諧振控制器包括一運算器和一控制單元，該運算器係將前述轉換電壓訊號與一參考電壓進行差值運算，並將運算產生的差值送至控制單元，由控制單元決定是否調整切換頻率。
6. 如請求項1至5中任一項所述具有諧振型轉換器的交換式電源供應器，該直流對直流轉換器的諧振轉換器是由LLC轉換器所構成，該LLC電路具有一全橋電路、一諧振電路、變壓器及一輸出電路；該全橋電路具有多個成對且交替導通的電子開關，各電子開關分別與諧振控制器連接，由諧振控制器提供的驅動訊號控制各電子開關的導通與否；該諧振電路主要係由一諧振電容、一激磁電感及變壓器的漏感所組成；該諧振電路連接於交流對直流轉換器的直流電源輸出端和變壓器的一次側之間，變壓器的二次側與輸出電路連接。
7. 如請求項6所述具有諧振型轉換器的交換式電源供應器，該交流對直流轉換器中具有一控制模組，該控制模組包括一疊加電路及一控制器，該疊加電路101具有兩輸入端和一輸出端，兩輸入端分別連接交流對直流轉換器的直流電源輸出端和控制端，其輸出端與控制器的輸入端連接。
8. 如請求項7所述具有諧振型轉換器的交換式電源供應器，該變壓器電壓波形的擷取點為變壓器一次側的耦合線圈處、二次側或二次側的耦合線圈處。
9. 一種具有諧振型轉換器的交換式電源供應器控制方法，包括：取得一諧振型轉換器的一變壓器電壓波形及一驅動訊號波形，據以產生一本次轉換電壓訊號；判斷本次轉換電壓訊號是否為零；若本次轉換電壓訊號不為零，判斷本次轉換電壓訊號與一前次轉換電壓訊號的差值是否大於零；該前次轉換電壓訊號是根據先前取得的變壓器電壓波形及驅動訊號波形所產生；若前述差值大於零，接著判斷切換頻率是否降低，若是，降低切換頻率，若否，則提高切換頻率。
10. 如請求項9所述具有諧振型轉換器的交換式電源供應器控制方法，當本次轉換電壓訊號與前次轉換電壓訊號的差值大於零，接著判斷切換頻率是否降低，若是，提高切換頻率，若否，則降低切換頻率。
11. 如請求項9或10所述具有諧振型轉換器的交換式電源供應器控制方法，若本次轉換電壓訊號不為零，先判斷本次轉換電壓訊號與前次轉換電壓訊號的差值是否等於零，若不等於零，再接著判斷是否大於零；若本次轉換電壓訊號與前次轉換電壓訊號的差值等於零，則對切換頻率作一預調整，再回到判斷本次轉換電壓訊號是否為零之步驟。
12. 如請求項11所述具有諧振型轉換器的交換式電源供應器控制方法，在一開迴路模式下，係令諧振型轉換器採固定的輸入電壓，並控制輸出電壓大小，以調整切換頻 率；在一閉迴路模式下，是控制諧振型轉換器的輸入電壓大小，以調整該切換頻率。