TW201445898A

TW201445898A - 用於分析放大傳輸信號的傳輸佈置及方法

Info

Publication number: TW201445898A
Application number: TW103104595A
Authority: TW
Inventors: Stephan Leuschner; Florian Mrugalla; Jose Moreira; Peter Pfann
Original assignee: Intel Mobile Comm Gmbh
Priority date: 2013-02-22
Filing date: 2014-02-12
Publication date: 2014-12-01
Also published as: CN104009787B; KR101666042B1; US9331795B2; TWI517601B; CN104009787A; DE102013101771A1; KR20140105398A; US20140314132A1; KR20150073150A

Abstract

本發明揭示了一種傳輸佈置，該傳輸佈置具有：一放大器，該放大器被設置成放大一傳輸信號且以差動形式提供其作為一放大傳輸信號；一分析電路，用以決定該放大傳輸信號之特性；以及一差動回授路徑，該差動回授路徑被設置成以差動形式將該放大傳輸信號供應到該分析電路。

Description

用於分析放大傳輸信號的傳輸佈置及方法

相關申請案之對照

本申請案聲明擁有於2013年2月22日提出申請的德國專利申請案序號10 2013 101 771.1之優先權，且本申請案特此引用該專利申請案之完整內容以供參照。

本發明之揭示係大致有關於分析放大傳輸信號的傳輸佈置及方法。

諸如由行動無線電收發器傳送的傳輸信號必須符合特定的要求，例如，必須符合與傳輸功率有關的要求。為了保證傳輸信號符合特定的要求，可提供諸如一控制迴路，該控制迴路將(已被放大的)傳輸信號回授到一組件，該組件分析該傳輸信號，且根據分析結果而控制信號的進一步產生。

提供了一種傳輸佈置，該傳輸佈置具有：一放大器，該放大器被設置成放大傳輸信號且以一差動形式提供其作為一放大傳輸信號；一分析電路，用以決定該放大傳輸信號之特性；以及一差動回授路徑(differential feedback path)，該差動回授路徑被設置成以差動形式將該放大傳輸信號供應到該分析電路。

也提供了一種用於根據前文所述之傳輸佈置而分析放大傳輸信號之方法。

100,500,1100,1200‧‧‧傳輸佈置

102‧‧‧分析電路

103‧‧‧差動回授路徑

300‧‧‧整合傳輸佈置

301‧‧‧傳輸裝置

302,501‧‧‧放大器

303,502‧‧‧回授接收器

304‧‧‧回授路徑

306,307,507‧‧‧輸出

309‧‧‧放大級

308‧‧‧第一變壓器

310‧‧‧第二變壓器

316,513‧‧‧跨導級

317,1102,1201‧‧‧混波器

318,511‧‧‧濾波器

313,407,506,605,704,900‧‧‧輸出元件

400,601,602,700‧‧‧變壓器

401,701‧‧‧等效電路圖

402,603,702‧‧‧一次繞組

403‧‧‧一次側連接

404,604,703‧‧‧二次繞組

405‧‧‧二次側連接

406‧‧‧中央連接

408,705‧‧‧輸出電感

504,801‧‧‧差動放大器

505,802‧‧‧輸出變壓器

508‧‧‧雙工器

503‧‧‧天線佈置

509‧‧‧天線

510,707,904,905,906,907,908,909,1004,1005,1006,1007,1008‧‧‧電容

512,1101‧‧‧衰減器

514‧‧‧正交混波器

515‧‧‧轉換阻抗放大器

516‧‧‧類比至數位轉換器

517‧‧‧振盪器

518‧‧‧振盪器路徑

519‧‧‧振盪器緩衝電路

706‧‧‧濾波元件

800‧‧‧放大器輸出路徑

803‧‧‧負載

804,901,902,903,1001,1002‧‧‧電容輸出元件

1003‧‧‧連接

1009‧‧‧電感

1202‧‧‧頻譜

在各圖式中，相像的參考符號在所有不同的圖式中通常參照到相同的部分。該等圖式不必然按照比例，在例示本發明之原理時，反而通常將強調一些重點。在前文之說明中，係參照下列圖式而說明本發明之實施例，在該等圖式中：第1圖示出一傳輸佈置；第2圖示出一流程圖；第3圖示出一整合傳輸佈置；第4圖示出具有電感信號輸出之一變壓器以及一對應的等效電路圖第5圖示出具有一供應商解調器之一傳輸佈置；第6圖示出具有電感輸出之變壓器；第7圖示出具有一整合濾波器之一變壓器、以及一對應之等效電路圖；第8圖示出一放大器輸出路徑、以及一電容輸出元件之可能佈置；第9圖示出電容輸出元件的三個例子；第10圖示出電容輸出元件之兩個進一步的例子；第11圖示出具有電流輸出之一傳輸佈置；以及第12圖示出具有一多相振盪器之一傳輸佈置。

下文之詳細說明將參照以舉例方式示出特定細節以及可實施本發明的實施例之各附圖。

詞語"例示的"在本說明書中被用來意指"被用來作為例子、實例、或例示"。在本說明書中被描述為"例示的"之任何實施例或設計不必然被詮釋為勝過或優於其他的實施例或設計。

以與"在"一面或表面"之上"形成的一沈積材料有關之方式使用之詞語"在...之上"可"在"本說明書中被用來意指可在所指面或表面"上直接地"形成(例如，與所指面或表面直接地接觸)沈積材料。以與"在"一面或表面"之上"形成的一沈積材料有關之方式使用之詞語"在...之上"可在本說明書中被用來意指可"在"所指面或表面"上間接地"形成沈積材料，該所指面或表面具有被配置在該所指面或表面與該沈積材料間之一或多個額外的層。

第1圖示出一傳輸佈置100。

傳輸佈置100具有：一放大器，該放大器被設置成放大傳輸信號且以差動形式提供其作為一放大傳輸信號；以及一分析電路102，用以決定該放大傳輸信號之特性。

該傳輸佈置也具有一差動回授路徑103，該差動回授路徑103被設置成以差動形式將該放大傳輸信號供應到該分析電路。

換言之，一放大器(例如，一傳輸輸出級)輸出之一傳輸信號被以差動形式回授到一分析電路，該分析電路分析該傳輸信號，而諸如決定傳輸功率等的特性。例如，該差動回授可使得在一晶片中(或至少在一封裝中)整合該分析電路及該放大器成為可能。

例如，提供了一種用於晶片內建傳輸信號量測及評估之整體系統，該整體系統包括或包含一整合傳輸裝置(TX)、一整合功率放大器、包括輸出之一整合匹配網路、以及一回授接收器(feedback receiver)。在此種情形中，該傳輸路徑之實施形式是不重要的；例如，可使用IQ及極性調變器(polar modulator)TX。該回授接收器可被設計成可使用互補金屬氧化物半導體(Complementary Metal Oxide Semiconductor；簡稱CMOS)大型積體電路之優點而重新配置；例如，可實施一可程式衰減器(電容式)及一可程式跨導(transconductance)級，以便能夠得到一高動態範圍 (dynamic range)。該回授接收器輸入可被弱耦合，其結果為輸出並不載入該傳輸路徑。利用諸如一額外的H3帶阻濾波器(band-stop filter)(亦即一種用於抑制傳輸頻率的三次諧波(third harmonic)之帶阻濾波器)等的額外的濾波措施，使其能夠必要地抑制諧波信號成分。在其他實施例中，可將一濾波器功能直接整合在一變壓器(例如，該放大器的一輸出變壓器(output transformer))內之一輸出結構中。

該分析電路具有諸如接收差動形式的放大傳輸信號之一回授接收器。

該回授接收器及該放大器可被佈置在諸如相同的封裝中。

該回授接收器及該放大器亦可被佈置在相同的晶片中。

該傳輸信號是諸如一調變傳輸信號，且該回授接收器具有被設置成將(被供應到至其之)該放大傳輸信號解調之一解調器。

該傳輸佈置亦具有諸如被設置成產生該傳輸信號之一傳輸裝置。

該傳輸裝置、該分析電路、及該放大器被佈置在諸如相同的封裝中。

該傳輸裝置、該分析電路、及該放大器亦被佈置在相同的晶片中。

該傳輸佈置亦可具有諸如一控制裝置，該控制裝置被設置成根據該被決定之特性而針對(進一步的)傳輸信號產生而控制該傳輸裝置。

該放大器被設置成諸如將該放大傳輸信號提供給一天線。

該差動回授路徑可具有被配置成將該放大傳輸信號濾波之一濾波器。

該差動回授路徑可具有被配置成衰減該放大傳輸信號之一衰減器。

該傳輸佈置也具有諸如一輸出元件，該輸出元件被設置成自該放大器的一輸出路徑輸出該放大傳輸信號且將該放大傳輸信號供應到該回授路徑。

該輸出路徑可具有一匹配網路，且該輸出元件可被設置成自該匹配網路以電感輸出該放大傳輸信號。

例如，該匹配網路是一變壓器，且該輸出元件被設置成自該變壓器之二次側(secondary side)以電感輸出該放大傳輸信號。

該輸出元件可被整合在該變壓器中。

該輸出元件具有諸如一輸出濾波器。

該輸出元件可被設置成以電容輸出該放大傳輸信號。

該放大器是諸如一輸出級(例如，一收發器輸出級)。

該傳輸佈置執行諸如第2圖所示之方法。

第2圖示出一流程圖200。

該流程圖示出一種由諸如傳輸佈置執行的用於傳輸信號之方法。

在步驟201中，該傳輸佈置之一組件放大一傳輸信號，且以差動形式提供該放大傳輸信號。

在步驟202中，該傳輸佈置之一組件以差動形式將該放大傳輸信號供應到一分析電路。

在步驟203中，該分析電路決定該放大傳輸信號之特性。

以與傳輸佈置100有關之方式述及之各例子同樣適用於第2圖所示之方法，反之亦然。

下文中將更詳細地說明各例子。

對現代行動無線電收發器(TRX)有多重的高要求。另一方面，這些要求包括傳輸器(TX)傳輸功率的最低設定準確度，且另一方面，這些要求包括遵守規格的線性傳輸特性。

可利用功率控制或功率調節(power regulation)而設定傳輸功率。鑑於功率控制通常對製程的準確度有相當高的要求，因而功率調節可被用於精確地補償此種製造公差。然而，此種方式的前提通常是能夠儘量準確地量測系統中之傳輸功率。根據整體系統的設計，可能必須要或想要不只是精確地量測前向波(forward wave)，而且也要精確地量測回波(return wave)，且可能甚至要量測這些波的振幅及相位，以便取得與天線不匹配有關之資訊。

通常也需要傳輸路徑(TX路徑)以及尤其是功率放大器(Power Amplifier；簡稱PA)的可能達到之最佳線性。被用於系統單晶片(System-on-Chip；簡稱SoC)大型積體電路的現代奈米CMOS製程之PA實施例通常呈現不如三五族半導體技術之獨立PA的線性特性。用於改善線性特性之諸如適應性工作點調整或適應性數位預失真(Digital Predistortion；簡稱DPD)等的適應性補償措施通常需要儘量準確地了解失真傳輸信號。此種方式能夠在特定的線性要求下大幅減少整體系統的功率消耗。

下文中將照第3圖而說明用於非常準確的傳輸信號解調及傳輸功率量測之一全整合系統之一例子。

第3圖示出一整合傳輸佈置300。

該傳輸佈置具有實施一傳輸路徑(TX路徑)之一傳輸裝置301。該傳輸佈置也具有(用於諸如複數條傳輸路徑的每一傳輸路徑之)一整合(功率)放大器302(該放大器302具有傳輸信號的額外之同樣整合輸出)、以及一整合回授接收器(Feedback Receiver；簡稱FBR)303。例如，傳輸裝置301、放大器302、及回授接收器303、以及用於將輸出放大信號以差動形式回授到回授接收器303之回授路徑304被整合到一晶片中(單石的)。或者，這些組件可被部分地整合到不同的晶片中。在此種情形中，這些組件被配置在諸如相同的封裝中。

傳輸裝置301在輸出306、307上以差動形式提供一調變傳輸信號。放大器302諸如利用放大級309之主動元件放大該傳輸信號。該放大器也具有諸如形式為一第一變壓器308及一第二變壓器310之匹配網路，且該等匹配網路也是形式為諸如L/π型匹配網路。也可想到其他的匹配網路拓撲(L/π匹配)。

放大器302在其輸出上提供該放大傳輸信號，以便諸如供應到一天線。

除了使該輸出級(亦即，放大器302)與負載匹配之外，第二變壓器310也被用於諸如自放大級309的功率輸出級電晶體之差動輸出信號產生以接地點為參考點之一非對稱射頻輸出信號。

在第二變壓器310的二次側上提供了以電感輸出該放大傳輸信號且將該放大傳輸信號供應到回授路徑304之一輸出元件。該回授接收器(FBR)在節點314、315上接收該回授傳輸信號，且諸如利用一跨導級316、一些混波器317、一些濾波器318等的組件處理該回授傳輸信號。下文中將進一步說明回授接收器303所執行的信號處理之例子。傳輸裝置301及回授接收器303具有用於供應振盪器信號(本地振盪器(Local Oscillator；簡稱LO))以供調變或解調之一些輸入。

亦可整合傳輸裝置301及該放大器而形成一元件，因而使得諸如變壓器308等的對應的(中間)匹配網路成為多餘的。

並不將該耦合器(亦即，輸出元件313)與組件301、302、303整合，而是可將該耦合器提供為一額外的外部組件。可將該耦合器提供為一額外的組件，或可將該耦合器與該放大器及形式為系統級封裝(System-in-Package；簡稱SiP)/SoC的一前端模組(Front-End-Module；簡稱FEM)中之可能的其他功能整合，其中在後一情形中，組件的數目並不因該耦合器而增加，但是該FEM之成本將因該耦合器而增加。此外，在TRX晶片(亦即，具有傳輸裝置301之晶片)之情形中，需要回授信號的額外輸入。

如果省掉該傳輸信號之回授，則可只根據於(諸如含有傳輸佈置的數據機)校準期間產生的校準資訊(例如，形式為被儲存在該晶片/系統的一記憶體中之表)而設定傳輸功率。操作狀況之意想不到的改變可能導致此種情形中之傳輸功率的誤差。

可利用(被整合在放大器302及專用回授接收器303中之)(放大)傳輸信號之輸出而在高準確度下(諸如利用被耦合到回授接收器303之分析組件)量測該傳輸信號。

可藉由整合該等組件301、302、303而減少電路板面積及分立式次總成(subassembly)之數目(且因而減少材料清單(Bill of Material；簡稱BoM)。在全部整合的過程中，可在低功率消耗下有效率地實施一傳輸信號量測系統。

在第3圖所示之例子中，在輸出端(在上述例子中，可由可被視為一輸出變壓器之第二變壓器310構成該該輸出端，但是該第二變壓器310也可以是另一匹配網路)上的放大器匹配網路中之該輸出元件整合該傳輸信號輸出，且可在無須任何額外晶片面積之情形下實施該輸出元件。

可在第一變壓器308的二次側上額外地輸出(尚未被放大的)信號。可同樣地以差動形式將該處輸出之該信號供應到該回授接收器，以供信號分析。

在該例子中，如兩個線圈被用於信號輸出的情形之第4圖所示，使用以諸如與第二變壓器313內的結構軸對稱之方式配置之一或多個導體迴路而以電感耦合方式實現第二變壓器310的二次側之輸出。

第4圖示出具有電感信號輸出之一變壓器400以及一對應的等效電路圖401。

在該例子中，該變壓器有一具有兩個並聯一次線匝(primary turn)之一次繞組402。該變壓器亦可具有不同的結構，例如，具有不同數目的一次線匝，或具有被以不同方式連接的一次線匝。一次繞組402(一次側(primary side))具有一些一次側連接403。該變壓器也有一具有一些串聯二次線匝(secondary turn)之二次繞組404。二次繞組404(二次側)具有一些二次側連接405。

一次繞組402具有用於供應電壓(VDD)之一中央連接406。

對於輸出而言，變壓器400有一具有兩個被對稱配置的電感408之輸出元件407。

高阻抗設計能夠只輸出傳輸功率的一極小部分。此種方式不會損及該放大器之效率。輸出電感408與一次繞組402的軸對稱之對稱配置能夠實現高共模拒斥(common-mode rejection)，因而大幅減少輸出信號中之偶次諧波(even harmonic)。

下文中將參照第5圖而更詳細地說明對輸出信號之處理。

第5圖示出一傳輸佈置500。

該傳輸佈置具有一放大器501、一回授接收器502、以及一天線佈置503。

在該例子中，提供了兩條傳輸路徑，例如，提供了用於較低頻帶(低頻帶(Low Band；簡稱LB))之一傳輸路徑、以及用於較高頻帶(高頻帶(High Band；簡稱HB))之一傳輸路徑。如同放大器302，放大器501具有用於每一傳輸路徑之一差動放大器504、以及設有一輸出元件506之一輸出變壓器505。放大的信號經由輸出507而被供應到天線佈置503(例如，經由一電路板上的導體)，而該天線佈置503在本例子中具有用於兩條傳輸路徑之一雙工器508、以及一天線509。

被分別連接到該FBR輸出的下游之一電容510產生一諧振電路(resonant circuit)(亦即，與電感輸出元件並聯的一電容)，因而能夠實現頻率選擇性信號輸出。該輸出信號經由一低損耗線路而被傳送到回授接收器502。在該例子中，輸出被提供給兩條傳輸路徑，亦即，輸出被提供給用於低頻帶(Low-Band；簡稱LB)頻率及高頻帶(High-Band；簡稱HB)頻率的傳輸路徑，以便改善頻率選擇性。

該輸出信號被分別使用一濾波器511濾波且被使用諸如一可切換射頻衰減器(RF衰減器)的一衰減器512衰減。

在該例子中，該回授接收器的形式為一向量解調器(IQ解調器)。該向量解調器能夠準確地分析傳輸振幅及相位。在該例子中，該解調器具有一被動混波器結構，且具有一跨導級(GM級)513、用於I分量及Q分量之一各別正交混波器(切換象限(switching quad))514、用於I分量及Q分量之一各別轉換阻抗放大器(Transimpedance Amplifier；簡稱TIA)515、以及用於I分量及Q分量之一各別類比至數位轉換器516。也可以另一形式實施該解調器。

該衰減耦合之傳輸信號被供應到跨導級515，且隨後被該等混波器514、該等轉換阻抗放大器515、及該等類比至數位轉換器516處理，因而類比至數位轉換器516輸出該傳輸信號之I分量及Q分量。

振盪器517經由該回授接收器(該回授接收器根據該I分量及Q分量而提供具有不同相角之振盪器信號)之一振盪器路徑518及一振盪器緩衝電路519而將混合頻率供應到混波器514。

該I分量及Q分量被供應到諸如分析組件，以便決定信號特性，且根據信號特性而控制傳輸。取決於實施方式，非常準確地決定被量測傳輸信號之振幅及相位是可能的。

例如，被連接到傳輸器上游的一數位預失真器(數位預失真(DPD))可使用自該I分量及Q分量取得之與信號有關的資訊。此處所示之例子能夠實現具有低功率損耗之有成本效益的實施例。

由於解調器之寬頻設計，而且雖然因對稱設計而導致的輸出之較小面積實施方式電晶體成功地抑制了H2(二次諧波(second harmonic))，但是此種設計有較低的品質，且因而在該例子中之輸出信號的寬頻整體非偶次諧波被直接混入基頻帶中。為了充分地抑制這些干擾信號，形式為濾波器511之帶阻濾波器被連接到輸出的下游。使用諸如尤其可抑制(傳輸頻率的)基頻的三次諧波且有面積效率的LC諧振器實施這些帶阻濾波器。

即使有輸入功率的與製造有關之散射，衰減器512也能夠得到最大的所需FBR動態響應(dynamic response)。衰減器512額外地執行用於將輸出LB信號或輸出HB信號供應到該跨導級的射頻多工器(Radio-Frequency Multiplexer；簡稱RFMUX)之功能。使用諸如可切換的電容實施該等衰減器。因此，可以低雜訊及高線性之方式實施該等衰減器。可利用跨導級513的可設定特性以及轉換阻抗放大器515之轉換阻抗將該混波器之動態響應最大化。

第6圖示出第4圖所示輸出之替代方式。

第6圖示出具有電感輸出之變壓器601、602。

如同變壓器400，變壓器601、602具有一個一次繞組603及一個二次繞組604。

與變壓器400相比時，變壓器601、602有一具有單一電感(差動線圈(differential coil))之輸出元件605，而該單一電感在變壓器602之例子中亦可被以非對稱之方式配置。

一或多個輸出線圈(輸出電感)605亦可被設置在該變壓器之外的線匝附近。然而，此種方式可能增加空間要求，且可能使該變壓器有非對稱負載。

亦可以該變壓器內之一複合濾波器(complex filter)的形式實施該輸出。第7圖中示出該輸出。

第7圖示出具有一整合濾波器之一變壓器700、以及一對應之等效電路圖701。

如同變壓器400，變壓器700具有一個一次繞組702、一個二次繞組703、以及一輸出元件704。

在該例子中，輸出元件704具有被配置在變壓器700內的一複合濾波器之形式。輸出元件704具有如同電感408的兩個輸出電感705。輸出元件704也具有一濾波元件706，該濾波元件706具有兩個另外的電感以及一居間的電容，且執行諸如H3帶阻(用於抑制三次諧波之帶阻濾波器)，而且對應於諸如濾波器511。輸出元件 704也具有諸如對應於電容510之一調諧電容(tuning capacitance)等的一另外的電容707。該變壓器中之該濾波器及該調諧電容的整合能夠實現進一步的面積減少。

並不使用簡單的差動耦合器(differential coupler)結構，而是亦可使用被整合在該變壓器中之一定向耦合器(directional coupler)實施該輸出。使用此種結構時，不只是可進行簡單的信號解調，而且也可以提供與(天線)不匹配有關的資訊。

亦可以電容輸出傳輸信號，而取代利用電感耦合。例如，可使用被整合在該變壓器的一或多個調諧電容中之一些電容分壓器(capacitive divider)。第8圖中示出一電容輸出元件之可能配置。

第8圖示出一放大器輸出路徑800。

被配置在諸如對應於差動放大器309的一差動放大器801之輸出具有一輸出變壓器802。該輸出路徑也具有諸如由傳輸天線形成之一負載803。可以與輸出變壓器802的一次繞組或二次繞組並聯之方式配置一電容輸出元件804。

第9圖示出電容輸出元件901、902、903。

第一輸出元件901具有三個串聯的電容904、905、906，中央電容905之連接構成該輸出元件之輸出(以便連接到該回授接收器之輸入)，且該串聯電路之外連接構成用於耦合到輸出變壓器802的一次繞組或二次繞組的連接之連接。

與第一輸出元件901比較之下，第二輸出元件902也具有與包括三個電容的串聯電路並聯之一另外的電容907。

與第二輸出元件902比較之下，第三輸出元件903也具有與該串聯電路的中央電容並聯被耦合之一或多個另外的電容908，這些另外的電容908中之每一電容在每一該等電容之連接上利用一電容909而被耦合到前一另外的電容908或該中央電容905。最後一個另外的電容908(亦即，第9圖中最左方之另外的電容908)之連接構成輸出元件900之輸出。

然而，無法根據分壓比(divider ratio)而減少共模分量(common-mode component)，也無法利用差動電容結構而完全抑制共模分量。如第10圖所示，具有一接地參考點(ground reference)或一額外的共模濾波器結構之分壓器能夠達到上述目標。

第10圖示出一第四電容輸出元件1001及一第五電容輸出元件1002。

與第三輸出元件903比較之下，最後一個另外的電容1004之連接1003利用包括兩個電容1005之串聯電路而被分別連接到該第四輸出元件1001中之接地點，且由該等電容1005之各別連接節點構成該輸出元件1001之輸出。

與第四輸出元件1001比較之下，該中央電容及該等另外的電容被分別分割成該第五輸出元件1002中之兩個電容1006、1007、1008，該中央電容被分割成的該等電容1006之連接節點利用一電感1009而被連接到接地點，且該第一另外的電容(亦即，第10圖中最右方的電容)被分割成的該等電容1007之連接節點被直接連接到接地點。

回授接收器502並不利用電壓量測，而是亦可使用電流輸出量測輸出功率(亦即，可決定傳輸信號之功率)。如第11圖所示，可去除GM級513，而實現回授元件502的所需低輸入阻抗。

第11圖示出一傳輸佈置1100。

傳輸佈置1100與傳輸佈置500的不同之處在於：並不設有跨導級513，且衰減器1101之輸出被直接耦合到混波器1102。

如第12圖所示，在混波操作期間，亦可使用回授接收器502的振盪器路徑中之多相方法充分地抑制三次諧波，因而可省掉輸入路徑中之LC帶阻濾波器(亦即，濾波器511)。

第12圖示出一傳輸佈置1200。

傳輸佈置1200與傳輸佈置500的不同之處在於：以一種三次諧波被抑制(如被供應到混波器1201的頻譜1202所示)且省掉濾波器511之方式控制混波器1201。

雖然已參照特定實施例而詳細示出且說明了本發明，但是熟悉此項技術者當可了解：可在不脫離最後的申請專利範圍界定的本發明之精神及範圍下，對本發明之形式及細節作出各種改變。因此，將由最後的申請專利範圍指出本發明之範圍，且因而意圖包含在申請專利範圍等效的意義及範圍內之所有改變。

100‧‧‧傳輸佈置

102‧‧‧分析電路

103‧‧‧差動回授路徑

Claims

一種傳輸佈置，包含：一放大器，該放大器被設置成放大傳輸信號且以差動形式提供其作為一放大傳輸信號；一分析電路，用以決定該放大傳輸信號之特性；以及一差動回授路徑，該差動回授路徑被設置成以差動形式將該放大傳輸信號供應到該分析電路。
如申請專利範圍第1項之傳輸佈置，其中該分析電路包含一回授接收器，該回授接收器被配置成接收差動形式之該放大傳輸信號。
如申請專利範圍第1項之傳輸佈置，其中該回授接收器及該放大器被佈置在相同的封裝中。
如申請專利範圍第1項之傳輸佈置，其中該回授接收器及該放大器亦被佈置在相同的晶片中。
如申請專利範圍第1項之傳輸佈置，其中該傳輸信號是一調變傳輸信號；且其中該回授接收器具有被設置成將該放大傳輸信號解調之一解調器。
如申請專利範圍第1項之傳輸佈置，進一步包含被設置成產生該傳輸信號之一傳輸裝置。
如申請專利範圍第6項之傳輸佈置，其中該傳輸裝置、該分析電路、及該放大器被佈置在相同的封裝中。
如申請專利範圍第6項之傳輸佈置，其中該傳輸裝置、該分析電路、及該放大器被佈置在相同的晶片中。
如申請專利範圍第6項之傳輸佈置，進一步包含一控制裝置，該控制裝置被設置成根據該被決定之特性而針對傳輸信號產生而控制該傳輸裝置。
如申請專利範圍第1項之傳輸佈置，其中該放大器被設置成將該放大傳輸信號提供給一天線。
如申請專利範圍第1項之傳輸佈置，其中該差動回授路徑具有用於將該放大傳輸信號濾波之一濾波器。
如申請專利範圍第1項之傳輸佈置，其中該差動回授路徑具有用於衰減該放大傳輸信號之一衰減器。
如申請專利範圍第1項之傳輸佈置，進一步包含一輸出元件，該輸出元件被設置成自該放大器的一輸出路徑輸出該放大傳輸信號且將該放大傳輸信號供應到該回授路徑。
如申請專利範圍第13項之傳輸佈置，其中該輸出路徑具有一匹配網路，且該輸出元件被設置成自該匹配網路以電感輸出該放大傳輸信號。
如申請專利範圍第14項之傳輸佈置，其中該匹配網路是一變壓器，且該輸出元件被設置成自該變壓器之二次側以電感輸出該放大傳輸信號。
如申請專利範圍第15項之傳輸佈置，其中該輸出元件被整合在該變壓器中。
如申請專利範圍第16項之傳輸佈置，其中該輸出元件具有一輸出濾波器。
如申請專利範圍第13項之傳輸佈置，其中該輸出元件被設置成以電容輸出該放大傳輸信號。
如申請專利範圍第1項之傳輸佈置，其中該放大器是一輸出級。
一種用於分析放大傳輸信號之方法，該方法包含下列步驟：放大一傳輸信號，且以差動形式提供該放大傳輸信號；以差動形式將該放大傳輸信號供應到一分析電路；以及決定該放大傳輸信號之特性。
如申請專利範圍第20項之方法，其中該傳輸信號是一調變傳輸信號，且該方法進一步包含下列步驟：將該放大傳輸信號解調。
如申請專利範圍第20項之方法，進一步包含下列步驟：根據該被決定之特性而控制該傳輸信號的產生。