TW201431264A - 具高升轉換比之電力轉換裝置 - Google Patents

Abstract

一種具高升轉換比之電力轉換裝置，用於將一輸入電壓升壓，包含一儲能電感、一儲能電容、一第一二極體、一第二二極體、一第三二極體、一第一開關元件、一耦合電感、一靴帶電容及一第二開關元件；當第二開關元件不導通時，第一二極體和第三二極體導通及第二二極體和第一開關元件截止，儲能電感之跨壓為儲能電容之跨壓且儲能電感進行去磁；當第二開關元件導通時，儲能電感之跨壓為輸入電壓而進行激磁，第一二極體和第三二極體截止及第二二極體和第一開關元件導通，且輸入電壓加上儲能電容之跨壓與二次側線圈之跨壓對靴帶電容充電。

Description

具高升轉換比之電力轉換裝置

本發明是有關於一種升壓電路，特別是指一種具高升轉換比之電力轉換裝置。

已知的高升壓電路設計，像是利用串接升壓轉換器的方式來達到高升壓轉換，或是利用耦合電感(Coupling Inductor)、電荷幫浦(Charge Pump)等方式來進行電壓疊加以提高升壓比，甚至有的結合以上兩種方法來達到更高的升壓轉換。不過以上所提出的架構皆各有其缺點，如電路架構過於複雜，使用大量電感、電容及開關等被動元件，導致整體電路效率不佳；或是只能應用於低功率場合；或是輸出端為浮接式，即使有好的高升壓比，卻反而限制其應用的場合；還有些電路，開關元件為浮動式而非置於接地端，因此需要額外的隔離驅動器，不僅增加成本也提高了整個系統設計的複雜度。此外，許多電路架構為了提高升壓比而使用高階的控制器，不易控制。

因此，本發明之目的，即在提供一種具高升轉換比之電力轉換裝置。

於是，本發明具高升轉換比之電力轉換裝置適用於將一輸入電壓進行升壓，該電力轉換裝置包含一儲能電感、一儲能電容、一第一二極體、一第二二極體、一第三二極體、一耦合電感、一靴帶電容、一第一開關元件及一第二開關元件。

該儲能電感具有一接收該輸入電壓的第一端及一第二端；該儲能電容具有一與該儲能電感之第一端耦接的第一端及一第二端；該第一二極體具有一與該儲能電感之第二端耦接的陽極及一與該儲能電容之第二端耦接的陰極；該第二二極體具有一與該儲能電容之第二端耦接的陽極及一陰極；該耦合電感具有一一次側線圈及一二次側線圈，該二次側線圈及該一次側線圈的匝數比n，該一次側線圈具有一與該第二二極體的陰極耦接的第一端及一第二端，該二次側線圈具有一與該第二二極體的陰極及該一次側線圈的第一端耦接的第一端及一第二端；該第三二極體具有一與該一次側線圈之第二端耦接的陽極及一陰極。

該靴帶電容具有一與該二次側線圈之第二端耦接的第一端及一與該第一二極體的陽極耦接的第二端；該第一開關元件與該靴帶電容之第二端耦接且受外部控制導通與否；該第二開關元件與該一次側線圈之第二端及該第三二極體之陽極耦接且受外部控制導通與否。

當該第一開關元件不導通及該第二開關元件不導通時，該第一二極體導通、該第三二極體導通及該第二二極體截止，該儲能電感之跨壓為該儲能電容之跨壓且該儲能電感進行去磁；當該第一開關元件導通及該第二開關元件導通時，該儲能電感之跨壓為該輸入電壓而進行激磁，該第一二極體截止、該第三二極體截止及該第二二極體導通，且該輸入電壓加上該儲能電容之跨壓與該二次側線圈之跨壓對該靴帶電容充電，令該二次側線圈上跨壓為n倍該一次側線圈 上之跨壓。

較佳的，該第一開關元件及該第二開關元件皆為一接地的非浮動式開關元件。

較佳的，該靴帶電容的電容值足以使得其跨壓於穩態時保持在(1+n)倍的該輸入電壓加上(1+n)倍的該儲能電容之跨壓。

本發明具高升轉換比之電力轉換裝置之功效在於：設計者可以利用二次側線圈及一次側線圈的匝數比n來調整其升壓比以增加其設計彈性，且所使用之開關元件為非浮動式，整體驅動方式簡單以及實用。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

參閱圖1，本發明之較佳實施例中，一種具高升轉換比之電力轉換裝置100適用於將一輸入電壓v_i進行升壓，該電力轉換裝置100包含一儲能電感L₁、一儲能電容C₁、一第一二極體D₁、一第二二極體D₂、一第三二極體D₃、一第一開關元件S₁、一耦合電感15、一靴帶電容C₂、一第二開關元件S₂、一輸出電容C_o及一輸出電阻R_o。

儲能電感L₁具有一接收輸入電壓v_i的第一端111及一第二端112；儲能電容C₁具有一與儲能電感L₁之第一端111耦接的第一端121及一第二端122；第一二極體D₁具有一與儲能電感L₁之第二端耦接的陽極131及一與儲能電容C₁ 之第二端122耦接的陰極132；第二二極體D₂具有一與儲能電容C₁之第二端122耦接的陽極141及一陰極142。

耦合電感15具有一一次側線圈N₁及一二次側線圈N₂，二次側線圈N₂及一次側線圈N₁的匝數比n，一次側線圈N₁具有一與第二二極體D₂的陰極142耦接的第一端151(非打點端)及一第二端(打點端)152，二次側線圈N₂具有一與第二二極體D₂的陰極142及一次側線圈N₁的第一端151耦接的第一端(打點端)161及一第二端(非打點端)162；第三二極體D₃具有一與一次側線圈N₁之第二端152耦接的陽極171及一與輸出電容C_o之一端及輸出電阻R_o之一端耦接的陰極172，輸出電容C_o之另一端及輸出電阻R_o之另一端則接地。

靴帶電容C₂具有一與二次側線圈N₂之第二端162耦接的第一端181及一與該第一二極體D₁的陽極耦接的第二端182。靴帶電容C₂的電容值足以使得其跨壓於穩態時保持在(1+n)倍的輸入電壓加上(1+n)倍的儲能電容C₁之跨壓。

該第一開關元件S₁與該靴帶電容C₂之第二端182耦接；該第二開關元件S₂與該一次側線圈N₁之第二端162及該第三二極體D₃之陽極172耦接；較佳的，第一開關元件S₁及第二開關元件S₁均為接地的非浮動式開關元件，如：n通道金氧半場效電晶體具有一用來控制導通與否的閘極(G)、一源極(S)及一汲極(D)，各開關的閘極(G)做為控制端，第一開關元件S₁的第一端201為源極(S)耦接靴帶電容C₂之第二端182及第二開關元件S₂的第一端301為源極(S)耦 接二次側線圈N₂的第二端152，第二開關元件S₂的第二端202為汲極(D)及第二開關元件S₂的第一端302為汲極(D)且皆為接地。

參閱圖2，v_i為輸入電壓、v_o為輸出電壓、i_i為輸入電流，i_DS1為第一開關元件S₁上之電流、i_DS2為第二開關元件S₂上之電流、i_D1為第一二極體D₁上之電流、i_D2為第二二極體D₂上之電流、i_D3為第三二極體D₃上之電流、i_C1為儲能電容C₁上之電流、i_L1為儲能電感L₁上之電流、i₁為一次側線圈N₁之電流、i₂為二次側線圈N₂之電流及流經靴帶電容C₂上之電流、i_Lm為激磁電感L_m上之電流、i₃為一次側線圈N₁之電流。

v_gS1為第一開關元件S₁之閘極驅動訊號、v_gS2為第二開關元件S₂之閘極驅動訊號、v_DS1為第一開關元件S₁之跨壓、v_DS2為第二開關元件S₂之跨壓、v_L1為儲能電感L₁之跨壓、v_N1為一次側線圈N₁或激磁電感L_m之跨壓、v_N2為二次側線圈N₂之跨壓、v_C1為儲能電容C₁之跨壓、v_C2為靴帶電容C₂之跨壓。

為了方便分析，設定條件如下：當切換週期為T _s 時，則第一開關元件S₁及第二開關元件S₂之導通時間為DT _s ，而第一開關元件S₁及第二開關元件S₂之截止時間為(1-D)T _s 。第第一開關元件S₁、二開關元件S₂、第一二極體D₁、第二二極體D₂及第三二極體D₃均視為理想元件，即開關切換時間、導通電阻、二極體反向恢復時間與順向導通壓降均忽略不計。儲能電感L₁、耦合電感15、儲能電容C₁與靴帶電容 C₂均不考慮寄生電阻，且靴帶電容C₂足夠大，使其跨壓於穩態時會保持在(1+n)倍的輸入電壓v_i加上(1+n)倍的儲能電容C₁上之跨壓v_C1。耦合電感15之耦合係數為一，整體電路操作於連續導通模式下。

參閱圖3，是如圖2基於上述各元件的電流波形及電壓波形的時序圖，以下將配合圖4及圖5介紹本發明的兩種控制模式。

參閱圖4，第一模式為時間區間t ₀ t t ₁，此時的第一開關元件S₁導通及第二開關元件S₂導通，儲能電感L₁兩端之跨壓為v_i，故儲能電感L₁進行激磁。同時，第一二極體D₁截止和第三二極體D₃截止，第二二極體D₂導通，激磁電感L_m上跨壓為輸入電源v_i加上儲能電容C₁上之跨壓v_C1，令激磁電感L_m進行激磁。

另外，輸入電源v_i加上儲能電容C₁上之跨壓v_C1與二次側線圈N₂之跨壓v_N2對靴帶電容C₂充電，此時二次側線圈N₂上跨壓為n倍的一次側線圈N₁上之跨壓v_N1。其相關之微分方程式如公式1。

由於匝數比n如公式2。

根據公式2可得知一次側線圈N₁之電流i₁和二次側線圈N₂之電流i₂之關係及一次側線圈N₁之跨壓v_N1和二次側線圈N₂之跨壓v_N2之關係如下述公式3及公式4。

i ₁=n×i ₂ 公式3

v _N2=n×v _N1 公式4

將公式3帶入公式1，經整理後，可得公式5。

另外，靴帶電容C₂之跨壓v_C2可表示為公式6。

v _C2=v _N1+v _N2=(1+n)×(v _i +v _C1) 公式6

參閱圖5，第二模式為時間區間t ₁ t t ₀+T _s ，此時的第一開關元件S₁截止及第二開關元件S₂截止，第二二極體D₂截止，第一二極體D₁導通和第三二極體D₃導通，儲能電感 L₁兩端之跨壓為-v_C1，故儲能電感L₁進行去磁，並對輸出電容C_o進行充電，而激磁電感L_m兩端之跨壓為v_i+v_C1+v_C2-v_N2-v_o，故激磁電感L_m進行去磁，其相關的微分方程式如公式7。

第二模式中，一次側線圈N₁之電流i₁、二次側線圈N₂之電流i₂和激磁電感L_m上之電流i_Lm關係如公式8。

i ₂=-i ₁-i _Lm 公式8

將公式3帶入公式8，可將二次側線圈N₂之電流i₂改寫為公式9。

另外，由公式7可得一次側線圈N₁之跨壓v_N1如公式10。

v _N1=-v _N2+v _C2+v _C1+v _i -v _o 公式10

將公式4帶入公式10，可將一次側線圈N₁之跨壓v_N1 改寫成

將公式3、公式6、公式9和公式11帶入公式7，可得公式12。

若〈x〉代表變數x的平均值，其中，x可為電壓或電流，則如公式13。

故可由公式5與公式12得知其平均方程式如公式14。

其中，d為用以驅動第一開關元件S₁及第二開關元件S₂之閘極控制訊號的責任週期。

由於先前以假設靴帶電容C₂夠大，大到可以維持一個穩定的電壓，因此可以根據安培-秒平衡，使得〈i₂〉可用〈i_Lm〉來表示，如公式15。

因此，將公式15代入公式14，整理後可得公式16。

為了得到此轉換器之小訊號模型，對公式16進行擾動和線性化。首先將〈x〉以直流穩態值X加上一交流擾動量來表示，這個交流擾動量是遠小於穩態直流值，如公式 17。

將公式17代入公式16，可得公式18。

將公式18捨去直流項與小擾動之高階項，則可得公式19。

根據公式19可得其小訊號模型，如圖6所示。同理，將公式18捨去交流項與小擾動之高階項，則可得公式20。

參閱圖7，將電感視為短路及電容視為開路，則可得到大訊號模型，根據此大訊號模型可得公式21。

故可得此轉換器之電壓轉換比如公式22。

參閱圖8，電力轉換裝置100採用一回授控制系統3，回授控制系統3的規格如表1所示。

回授控制系統3用以驅動第一開關元件S₁及第二開關元件S₂的導通與否，回授控制系統3包括一分壓電路(Voltage Divider)30、一比較器31、一誤差放大器(Error Amplifier)32、一脈波寬度調變器(Pulse-Width Modulator)33和閘極驅動器(Gate Drivers)34組合而成，除此之外，v_ref為參考電壓。

參閱圖9，為100%額定負載且輸入電壓v_i=24伏時，第一開關元件S₁之閘極驅動訊號v_gS1的波形、第二開關元件S₂之閘極驅動訊號v_gS2的波形、流經儲能電感L₁之電流i _L1的波形。

參閱圖10，為100%額定負載且輸入電壓v_i=24伏時，第一開關元件S₁之閘極驅動訊號v_gS1的波形、第二開關元件S₂之閘極驅動訊號v_gS2的波形、流經耦合電感15的一次側線圈N₁之電流i₃的波形、流經耦合電感15的二次側線 圈N₂之電流i₂的波形。

參閱圖11，為100%額定負載且輸入電壓v_i=24伏時，第一開關元件S₁之閘極驅動訊號v_gS1的波形、第二開關元件S₂之閘極驅動訊號v_gS2的波形、流經第一開關元件S₁上之電流i_DS1、流經第二開關元件S₂上之電流i_DS2的波形。

參閱圖12，為100%額定負載且輸入電壓v_i=24伏時，第一開關元件S₁之閘極驅動訊號v_gS1的波形、第二開關元件S₂之閘極驅動訊號v_gS2的波形、儲能電容C₁之跨壓v_C1的波形、靴帶電容C₂之跨壓v_C2的波形。

參閱圖13，為100%額定負載且輸入電壓v_i=24伏時，第一開關元件S₁之閘極驅動訊號v_gS1的波形、第一二極體D₁上之電壓v_D1的波形、第二二極體D₂上之電壓v_D2的波形，及第三二極體D₃上之電壓v_D3的波形。

綜上所述，本發明具高升轉換比之電力轉換裝置100之功效在於：設計者可以利用二次側線圈N₂及一次側線圈N₁的匝數比n來調整其升壓比以增加其設計彈性，且所使用之第二開關元件S₂為非浮動式，整體驅動方式簡單以及實用，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100‧‧‧電力轉換裝置

111‧‧‧儲能電感的第一端

112‧‧‧儲能電感的第二端

121‧‧‧儲能電容的第一端

122‧‧‧儲能電容的第二端

131‧‧‧第一二極體的陽極

132‧‧‧第一二極體的陰極

141‧‧‧第二二極體的陽極

142‧‧‧第二二極體的陰極

15‧‧‧耦合電感

151‧‧‧一次側線圈的第一端

152‧‧‧一次側線圈的第二端

161‧‧‧二次側線圈的第一端

162‧‧‧二次側線圈的第二端

171‧‧‧第三二極體的陽極

172‧‧‧第三二極體的陰極

181‧‧‧靴帶電容的第一端

182‧‧‧靴帶電容的第二端

201‧‧‧第一開關元件的第一端

202‧‧‧第一開關元件的第二端

301‧‧‧第二開關元件的第一端

302‧‧‧第二開關元件的第二端

C₁‧‧‧儲能電容

C₂‧‧‧靴帶電容

C_o‧‧‧輸出電容

D₁‧‧‧第一二極體

D₂‧‧‧第二二極體

D₃‧‧‧第三二極體

L₁‧‧‧儲能電感

R_o‧‧‧輸出電阻

S₁‧‧‧第一開關元件

S₂‧‧‧第二開關元件

v_i‧‧‧輸入電壓

v_o‧‧‧輸出電壓

圖1是一電路圖，說明本發明具高升轉換比之電力轉換 裝置之較佳實施例；圖2是一電路圖，說明本發明具高升轉換比之電力轉換裝置標示各元件對應的電流及電壓；圖3是一波形時序圖，說明如圖2各元件的電流波形及電壓波形；圖4是一電路示意圖，說明本發明具高升轉換比之電力轉換裝置於第一模式的導通路徑；圖5是一電路示意圖，說明本發明具高升轉換比之電力轉換裝置於第二模式的導通路徑；圖6是一電路示意圖，說明本發明具高升轉換比之電力轉換裝置的小訊號模型；圖7是一電路示意圖，說明本發明具高升轉換比之電力轉換裝置的大訊號模型；圖8是一電路方塊圖，說明本發明具高升轉換比之電力轉換裝置之較佳實施例採用的回授控制系統；及圖9至圖13是波形圖，說明本發明具高升轉換比之電力轉換裝置的模擬結果。

100‧‧‧電力轉換裝置

111‧‧‧儲能電感的第一端

112‧‧‧儲能電感的第二端

121‧‧‧儲能電容的第一端

122‧‧‧儲能電容的第二端

131‧‧‧第一二極體的陽極

132‧‧‧第一二極體的陰極

141‧‧‧第二二極體的陽極

142‧‧‧第二二極體的陰極

15‧‧‧耦合電感

151‧‧‧一次側線圈的第一端

152‧‧‧一次側線圈的第二端

161‧‧‧二次側線圈的第一端

162‧‧‧二次側線圈的第二端

171‧‧‧第三二極體的陽極

172‧‧‧第三二極體的陰極

181‧‧‧靴帶電容的第一端

182‧‧‧靴帶電容的第二端

201‧‧‧第一開關元件的第一端

202‧‧‧第一開關元件的第二端

301‧‧‧第二開關元件的第一端

302‧‧‧第二開關元件的第二端

C₁‧‧‧儲能電容

C₂‧‧‧靴帶電容

C_o‧‧‧輸出電容

D₁‧‧‧第一二極體

D₂‧‧‧第二二極體

D₃‧‧‧第三二極體

S₁‧‧‧第一開關元件

L₁‧‧‧儲能電感

R_o‧‧‧輸出電阻

S₂‧‧‧第二開關元件

v_i‧‧‧輸入電壓

v_o‧‧‧輸出電壓

Claims (3)

1. 一種具高升轉換比之電力轉換裝置，適用於將一輸入電壓進行升壓，該電力轉換裝置包含：一儲能電感，具有一接收該輸入電壓的第一端及一第二端；一儲能電容，具有一與該儲能電感之第一端耦接的第一端及一第二端；一第一二極體，具有一與該儲能電感之第二端耦接的陽極及一與該儲能電容之第二端耦接的陰極；一第二二極體，具有一與該儲能電容之第二端耦接的陽極及一陰極；一耦合電感，具有一一次側線圈及一二次側線圈，該二次側線圈及該一次側線圈的匝數比n，該一次側線圈具有一與該第二二極體的陰極耦接的第一端及一第二端，該二次側線圈具有一與該第二二極體的陰極及該一次側線圈的第一端耦接的第一端及一第二端；一第三二極體，具有一與該一次側線圈之第二端耦接的陽極及一陰極；一靴帶電容，具有一與該二次側線圈之第二端耦接的第一端及一與該第一二極體的陽極耦接的第二端；一第一開關元件，與該靴帶電容之第二端耦接且受外部控制導通與否；及一第二開關元件，與該一次側線圈之第二端及該第三二極體之陽極耦接且受外部控制導通與否； 當該第一開關元件不導通及該第二開關元件不導通時，該第一二極體導通、該第三二極體導通及該第二二極體截止，該儲能電感之跨壓為該儲能電容之跨壓且該儲能電感進行去磁；當該第一開關元件導通及該第二開關元件導通時，該儲能電感之跨壓為該輸入電壓而進行激磁，該第一二極體截止、該第三二極體截止及該第二二極體導通，且該輸入電壓加上該儲能電容之跨壓與該二次側線圈之跨壓對該靴帶電容充電，令該二次側線圈上跨壓為n倍該一次側線圈上之跨壓。
2. 依據申請專利範圍第1項所述之具高升轉換比之電力轉換裝置，其中，該第一開關元件及該第二開關元件皆為一接地的非浮動式開關元件。
3. 依據申請專利範圍第1項所述之具高升轉換比之電力轉換裝置，其中，該靴帶電容的電容值足以使得其跨壓於穩態時保持在(1+n)倍的該輸入電壓加上(1+n)倍的該儲能電容之跨壓。