TW201337912A - 訊框錯誤修補方法與裝置、音訊解碼方法與裝置 - Google Patents

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Abstract

提供一種訊框錯誤修補方法，其包含藉由針對由形成錯誤訊框之第一多個頻帶形成之多個群組基於群組執行回歸分析來預測參數；以及藉由使用基於群組預測之所述參數來修補所述錯誤訊框中之錯誤。

Description

訊框錯誤修補方法與裝置、音訊解碼方法與裝置
本揭露內容是關於訊框錯誤修補，且更特定言之是關於用於在頻域中以低複雜性準確地恢復錯誤訊框以適應信號特性而無額外延遲之訊框錯誤修補方法與裝置、音訊解碼方法與裝置以及使用所述方法與裝置之多媒體器件。
當經由有線或無線網路傳輸經編碼音訊信號時，若某一封包由於傳輸上之錯誤而損壞或失真，則經解碼音訊信號之某一訊框中可能出現錯誤。在此情況下，若已出現在訊框中之錯誤未得到適當處理，則經解碼音迅信號之聲音品質在已出現錯誤之訊框(在下文中被稱為錯誤訊框)之持續時間中會被降低。
修補訊框錯誤之方法之實例為藉由減小錯誤訊框中之信號之振幅來削弱錯誤對輸出信號之影響的靜音方法(muting method)、藉由重複地再生先前良好訊框(PGF)來重建構錯誤訊框之信號的重複方法、藉由內插PGF及下一良好訊框(NGF)之參數來估計錯誤訊框之參數的內插方法、藉由外插PGF之參數來 獲得錯誤訊框之參數的外插方法，以及藉由執行對PGF之參數之回歸分析來獲得錯誤訊框之參數的回歸分析方法。
然而，習知地，由於錯誤訊框是藉由不管輸入信號之特性如何而同樣地應用相同方法來恢復，故訊框錯誤不能得到有效修補，從而導致聲音品質下降。另外，在內插方法中，雖然訊框錯誤可得到有效修補，但有必要額外延遲一個訊框，且因此，在用於通信之延遲敏感編碼解碼器中使用內插方法並不適當。另外，在回歸分析方法中，雖然訊框錯誤可藉由稍微考慮現有能量來修補，但當信號之振幅逐漸增加或信號之改變嚴重時，會出現效率之降低。另外，在回歸分析方法中，當在頻域中基於頻帶執行回歸分析時，歸因於每一頻帶之能量之瞬時改變，可能會估計出非預期信號。
一態樣為提供用於在頻域中以低複雜性準確地恢復錯誤訊框以適應信號特性而無額外延遲之訊框錯誤修補方法與裝置。
另一態樣為提供用於藉由在頻域中以低複雜性準確地恢復錯誤訊框以適應信號特性而無額外延遲而將由訊框錯誤引起的聲音品質降低減至最小之音訊解碼方法與裝置、儲存所述方法之記錄媒體以及使用所述方法與裝置之多媒體器件。
另一態樣為提供儲存用於執行所述訊框錯誤修補方法或所述音訊解碼方法之電腦可讀程式之電腦可讀記錄媒體。
另一態樣為提供使用所述訊框錯誤修補裝置或所述音訊解碼裝置之多媒體器件。
根據一或多個例示性實施例之一態樣，提供一種訊框錯誤修補方法，其包括：藉由針對由形成錯誤訊框之第一多個頻帶形成之多個群組基於群組執行回歸分析來預測參數；以及藉由使用基於群組預測之所述參數來修補所述錯誤訊框中之錯誤。
根據一或多個例示性實施例之另一態樣，提供一種音訊解碼方法，其包括：藉由解碼良好訊框來獲取頻譜係數；藉由針對由形成錯誤訊框之第一多個頻帶形成之多個群組基於群組執行回歸分析來預測參數，且藉由使用基於群組預測之所述參數來獲取所述錯誤訊框之頻譜係數；以及將所述良好訊框或所述錯誤訊框之經解碼頻譜係數變換至時域中，且藉由執行重疊相加程序而在所述時域中重建構信號。
110‧‧‧音訊編碼裝置
112‧‧‧預處理器
114‧‧‧頻域編碼器
116‧‧‧參數編碼器
130‧‧‧音訊解碼裝置
132‧‧‧參數解碼器
134‧‧‧頻域解碼器
136‧‧‧後處理器
210‧‧‧音訊編碼裝置
212‧‧‧預處理器
213‧‧‧模式判定器
214‧‧‧頻域編碼器
215‧‧‧時域編碼器
216‧‧‧參數編碼器
230‧‧‧音訊解碼裝置
232‧‧‧參數解碼器
233‧‧‧模式判定器
234‧‧‧頻域解碼器
235‧‧‧時域解碼器
236‧‧‧後處理器
310‧‧‧音訊編碼裝置
312‧‧‧預處理器
313‧‧‧線性預測(LP)分析器
314‧‧‧模式判定器
315‧‧‧頻域激勵編碼器
316‧‧‧時域激勵編碼器
317‧‧‧參數編碼器
330‧‧‧音訊解碼裝置
332‧‧‧參數解碼器
333‧‧‧模式判定器
334‧‧‧頻域激勵解碼器
335‧‧‧時域激勵解碼器
336‧‧‧線性預測(LP)合成器
337‧‧‧後處理器
410‧‧‧音訊編碼裝置
412‧‧‧預處理器
413‧‧‧模式判定器
414‧‧‧頻域編碼器
415‧‧‧線性預測(LP)分析器
416‧‧‧頻域激勵編碼器
417‧‧‧時域激勵編碼器
418‧‧‧參數編碼器
430‧‧‧音訊解碼裝置
432‧‧‧參數解碼器
433‧‧‧模式判定器
434‧‧‧頻域解碼器
435‧‧‧頻域激勵解碼器
436‧‧‧時域激勵解碼器
437‧‧‧線性預測(LP)合成器
438‧‧‧後處理器
510‧‧‧錯誤修補單元
530‧‧‧頻譜解碼器
550‧‧‧記憶體更新單元
570‧‧‧反變換器
590‧‧‧重疊相加單元
600‧‧‧頻譜解碼器
610‧‧‧無損解碼器
620‧‧‧參數反量化器
630‧‧‧位元分配器
640‧‧‧頻譜反量化器
650‧‧‧雜訊填充單元
660‧‧‧頻譜整形單元
700‧‧‧訊框錯誤修補單元
710‧‧‧信號特性判定器
730‧‧‧參數控制器
750‧‧‧回歸分析器
770‧‧‧增益計算器
790‧‧‧定標器
800‧‧‧記憶體更新單元
840‧‧‧範數分組單元
820‧‧‧第一參數獲取單元
860‧‧‧第二參數獲取單元
880‧‧‧儲存單元
1700‧‧‧多媒體器件
1710‧‧‧通信單元
1730‧‧‧解碼模組
1750‧‧‧儲存單元
1770‧‧‧揚聲器
1800‧‧‧多媒體器件
1810‧‧‧通信單元
1820‧‧‧編碼模組
1830‧‧‧解碼模組
1840‧‧‧儲存單元
1850‧‧‧麥克風
1860‧‧‧揚聲器
藉由參看附圖詳細地描述本發明之例示性實施例，本發明之以上以及其他特徵及優點將變得更明顯，其中：
圖1A及圖1B分別為根據一例示性實施例之音訊編碼裝置及音訊解碼裝置之方塊圖。
圖2A及圖2B分別為根據另一例示性實施例之音訊編碼裝置及音訊解碼裝置之方塊圖。
圖3A及圖3B分別為根據另一例示性實施例之音訊編碼裝置 及音訊解碼裝置之方塊圖。
圖4A及圖4B分別為根據另一例示性實施例之音訊編碼裝置及音訊解碼裝置之方塊圖。
圖5為根據一例示性實施例之頻域解碼裝置之方塊圖。
圖6為根據一例示性實施例之頻譜解碼器之方塊圖。
圖7為根據一例示性實施例之訊框錯誤修補單元之方塊圖。
圖8為根據一例示性實施例之記憶體更新單元之方塊圖。
圖9說明應用於一例示性實施例之頻帶劃分。
圖10說明應用於一例示性實施例之線性回歸分析及非線性回歸分析之概念。
圖11根據一例示性實施例說明經分組以應用回歸分析之次頻帶之結構。
圖12說明經分組以將回歸分析應用於支援多達7.6 KHz之寬頻帶之次頻帶之結構。
圖13說明經分組以將回歸分析應用於支援多達13.6 KHz之超寬頻帶之次頻帶之結構。
圖14說明經分組以將回歸分析應用於支援多達20 KHz之全頻帶之次頻帶之結構。
圖15A至圖15C說明在使用頻寬擴展(BWE)時經分組以將回歸分析應用於支援多達16 KHz之超寬頻帶的次頻帶之結構。
圖16A至圖16C說明使用下一良好訊框(NGF)之時域信號的重疊相加方法。
圖17為根據一例示性實施例之多媒體器件之方塊圖。以及圖18為根據另一例示性實施例之多媒體器件之方塊圖。
[本發明之模式]
本發明概念可允許各種種類之改變或修改以及形式上之各種改變，且將在圖式中說明且在說明書中詳細描述特定例示性實施例。然而，應理解，特定例示性實施例並不將本發明概念限於特定形式，而是包含在本發明概念之精神以及技術範疇內的每一修改後的、等效或替換形式。在以下描述中，未詳細描述熟知功能或構造，因為熟知功能或構造之不必要的細節會使本發明概念模糊。
雖然諸如‘第一’以及‘第二’之術語可用以描述各種元件，但元件不能受術語限制。所述術語是用以將某一元件與另一元件區分開。
在本申請案中使用之術語僅用以描述特定例示性實施例，且不意欲限制本發明概念。雖然在考量本發明概念中之功能時選擇當前儘可能廣泛使用之一般術語作為本發明概念中所使用之術語，但所述一般術語可根據一般熟習此項技術者之意圖、司法判例或新技術之出現而變化。另外，在特定情況下，可使用本申請者有意選擇之術語，且在此情況下，將在本發明概念之對應描述中揭露所述術語之含義。因此，本揭露內容中所使用之術語不應由術語之簡單名稱來定義，而是由術語之含義以及關於本發明概念之內容來定義。
單數形式之表達包含複數形式之表達，除非兩種表達在上下文中明顯互不相同。在本申請案中，應理解，諸如‘包含’ 以及‘具有’之術語用以指示所實施之特徵、數目、步驟、操作、元件、零件或其組合之存在，而並不預先排除一或多個其他特徵、數目、步驟、操作、元件、零件或其組合之存在或添加的可能性。
現將參看隨附圖式更充分地描述本發明概念，隨附圖式中展示了例示性實施例。圖式中相同的參考數字表示相同的元件，且因此將省略所述元件之重複描述。
圖1A及圖1B分別為根據一例示性實施例之音訊編碼裝置110及音訊解碼裝置130之方塊圖。
圖1A中所展示之音訊編碼裝置110可包含預處理器112、頻域編碼器114及參數編碼器116。所述組件可整合於至少一模組中且可實施為至少一處理器(未圖示)。
參看圖1A，預處理器112可執行一輸入信號之濾波或降頻取樣，但不限於此。所述輸入信號可包含一話語信號、一音樂信號或混合了話語及音樂之信號。為描述便利起見，在下文中，將所述輸入信號稱為音訊信號。
頻域編碼器114可對自預處理器112提供之音訊信號執行時間頻率變換，選擇與頻道之數目一致的編碼工具，編碼頻帶及音訊信號之位元速率，且藉由使用所選編碼工具來編碼音訊信號。時間頻率變換可使用修改的離散餘弦變換(MDCT)或快速傅立葉變換(FFT)來執行，但不限於此。若給定數目個位元足夠多，則可將一般變換編碼方法用於所有頻帶。否則，在給定數目個位元不夠多之情況下，可將頻寬擴展(BWE)方法應用於某些頻帶。當音訊信號為立體聲音訊信號或多頻道音訊信號時，若給定數目個位元足夠多，則可在每一頻道上執行編碼。否則，在給定數目 個位元不夠多之情況下，可應用降頻混合方法。頻域編碼器114可產生經編碼頻譜係數。
參數編碼器116可從自頻域編碼器114提供之經編碼頻譜係數提取參數且編碼所述提取參數。可基於次頻帶來提取所述參數，且每一次頻帶可為分組頻譜係數之單元，且可藉由反映臨界頻帶而具有均勻或不均勻之長度。當每一次頻帶具有不均勻長度時，存在於低頻頻帶中之次頻帶相比於高頻頻帶中之次頻帶可具有相對較短長度。一個訊框中所包含之次頻帶之數目及長度可根據編碼解碼器演算法而變化且可影響編碼效能。所述參數中之每一者可為(例如)次頻帶之比例因數、功率、平均能量或範數，但不限於此。作為編碼之結果獲得的所述頻譜係數以及所述參數可形成位元串流且經由頻道以封包之形式傳輸或儲存於儲存媒體中。
圖1B中所展示之音訊解碼裝置130可包含參數解碼器132、頻域解碼器134及後處理器136。頻域解碼器134可包含一訊框錯誤修補演算法。所述組件可整合於至少一模組中且可實施為至少一處理器(未圖示)。
參看圖1B，參數解碼器132可解碼來自以封包形式傳輸之位元串流之參數且基於訊框檢查所述解碼參數以查看錯誤是否已出現。可使用各種熟知方法來執行所述錯誤檢查，且將關於當前訊框為良好訊框抑或錯誤訊框之資訊提供給頻域解碼器134。
頻域解碼器134在當前訊框為良好訊框時可藉由經由一般變換解碼程序來解碼當前訊框而產生合成頻譜係數，且在當前訊框為錯誤訊框時可藉由在頻域中經由訊框錯誤修補演算法來縮 放前一良好訊框(PGF)之頻譜係數而產生合成頻譜係數。頻域解碼器134可藉由對合成頻譜係數執行頻率時間變換而產生一時域信號。
後處理器136可對自頻域解碼器134提供之時域信號執行濾波或升頻取樣，但不限於此。後處理器136提供一重建構音訊信號以作為輸出信號。
圖2A及圖2B分別為根據另一例示性實施例之音訊編碼裝置210及音訊解碼裝置230之方塊圖，其中音訊編碼裝置210及音訊解碼裝置230可具有切換結構。
圖2A中所展示之音訊編碼裝置210可包含預處理器212、模式判定器213、頻域編碼器214、時域編碼器215及參數編碼器216。所述組件可整合於至少一模組中且可實施為至少一處理器(未圖示)。
參看圖2A，由於預處理器212與圖1A之預處理器112實質上相同，故省略對預處理器212之描述。
模式判定器213可藉由參考輸入信號之特性來判定編碼模式。根據輸入信號之特性，可以判定當前訊框是在話語模式中抑或在音樂模式中，且亦可判定對於當前訊框有效之編碼模式是時域模式抑或頻域模式。可使用訊框之短期特性或多個訊框之長期特性來獲得輸入信號之特性，但輸入信號之特性之獲得不限於此。模式判定器213在輸入信號之特性對應於音樂模式或頻域模式時可將預處理器212之輸出信號提供給頻域編碼器214，且在輸入信號之特性對應於話語模式或時域模式時將預處理器212之輸出信號提供給時域編碼器215。
由於頻域編碼器214與圖1A之頻域編碼器114實質上相同，故省略對頻域編碼器214之描述。
時域編碼器215可對自預處理器212提供之音訊信號執行碼激勵線性預測(CELP)編碼。詳言之，可使用代數CELP(ACELP)，但CELP編碼不限於此。時域編碼器215產生經編碼頻譜係數。
參數編碼器216可從自頻域編碼器214或時域編碼器215提供之所述經編碼頻譜係數提取參數且編碼所述提取參數。由於參數編碼器216與圖1A之參數編碼器116實質上相同，故省略對參數編碼器216之描述。作為編碼之結果獲得的所述頻譜係數以及所述參數可與編碼模式資訊一起形成位元串流且經由頻道以封包形式傳輸或儲存於儲存媒體中。
圖2B中所展示之音訊解碼裝置230可包含參數解碼器232、模式判定器233、頻域解碼器234、時域解碼器235及後處理器236。頻域解碼器234及時域解碼器235中之每一者可包含相應域中之訊框錯誤修補演算法。所述組件可整合於至少一模組中且可實施為至少一處理器(未圖示)。
參看圖2B，參數解碼器232可解碼來自以封包之形式傳輸之位元串流之參數且基於訊框檢查所述解碼參數以查看錯誤是否已出現。可使用各種熟知方法來執行所述錯誤檢查，且將關於當前訊框為良好訊框抑或錯誤訊框之資訊提供給頻域解碼器234或時域解碼器235。
模式判定器233可檢查包含於位元串流中之編碼模式資訊且將當前訊框提供給頻域解碼器234或時域解碼器235。
頻域解碼器234可在編碼模式為音樂模式或頻域模式時操作，且在當前訊框為良好訊框之情況下藉由經由一般變換解碼程序來解碼當前訊框而產生合成頻譜係數。否則，在當前訊框為錯誤訊框且先前訊框之編碼模式為音樂模式或頻域模式之情況下，頻域解碼器234可藉由在頻域中經由訊框錯誤修補演算法來縮放PGF之頻譜係數而產生合成頻譜係數。頻域解碼器234可藉由對合成頻譜係數執行頻率時間變換而產生一時域信號。
時域解碼器235可在編碼模式為話語模式或時域模式時操作，且在當前訊框為良好訊框之情況下藉由經由一般CELP解碼程序來解碼當前訊框而產生一時域信號。否則，在當前訊框為錯誤訊框且先前訊框之編碼模式為話語模式或時域模式之情況下，時域解碼器235可在時域中執行訊框錯誤修補演算法。
後處理器236可對自頻域解碼器234或時域解碼器235提供之時域信號執行濾波或升頻取樣，但不限於此。後處理器236提供一重建構音訊信號以作為輸出信號。
圖3A及圖3B分別為根據另一例示性實施例之音訊編碼裝置310及音訊解碼裝置330之方塊圖，其中音訊編碼裝置310及音訊解碼裝置330可具有切換結構。
圖3A中所展示之音訊編碼裝置310可包含預處理器312、線性預測(LP)分析器313、模式判定器314、頻域激勵編碼器315、時域激勵編碼器316及參數編碼器317。所述組件可整合於至少一模組中且可實施為至少一處理器(未圖示)。
參看圖3A，由於預處理器312與圖1A之預處理器112實質上相同，故省略對預處理器312之描述。
LP分析器313可藉由對輸入信號執行LP分析來提取LP係數且自所述提取LP係數產生一激勵信號。可根據編碼模式將激勵信號提供給頻域激勵編碼器315及時域激勵編碼器316中之一者。
由於模式判定器314與圖2A之模式判定器213實質上相同，故省略對模式判定器314之描述。
頻域激勵編碼器315可在編碼模式為音樂模式或頻域模式時操作，且由於除輸入信號為激勵信號外，頻域激勵編碼器315與圖1A之頻域編碼器114實質上相同，故省略對頻域激勵編碼器315之描述。
時域激勵編碼器316可在編碼模式為話語模式或時域模式時操作，且由於除輸入信號為激勵信號外，時域激勵編碼器316與圖2A之時域編碼器215實質上相同，故省略對時域激勵編碼器316之描述。
參數編碼器317可從自頻域激勵編碼器315或時域激勵編碼器316提供之所述經編碼頻譜係數提取參數且編碼所述提取參數。由於參數編碼器317與圖1A之參數編碼器116實質上相同，故省略對參數編碼器317之描述。作為編碼之結果獲得的所述頻譜係數以及所述參數可與編碼模式資訊一起形成位元串流且經由頻道以封包之形式傳輸或儲存於儲存媒體中。
圖3B中所展示之音訊解碼裝置330可包含參數解碼器332、模式判定器333、頻域激勵解碼器334、時域激勵解碼器335、LP合成器336及後處理器337。頻域激勵解碼器334及時域激勵解碼器335中之每一者可包含在相應域中之訊框錯誤修補演算 法。所述組件可整合於至少一模組中且可實施為至少一處理器(未圖示)。
參看圖3B，參數解碼器332可解碼來自以封包形式傳輸之位元串流之參數且基於訊框檢查所述解碼參數以查看錯誤是否已出現。可使用各種熟知方法來執行所述錯誤檢查，且將關於當前訊框為良好訊框抑或錯誤訊框之資訊提供給頻域激勵解碼器334或時域激勵解碼器335。
模式判定器333可檢查包含於位元串流中之編碼模式資訊且將當前訊框提供給頻域激勵解碼器334或時域激勵解碼器335。
頻域激勵解碼器334可在編碼模式為音樂模式或頻域模式時操作，且在當前訊框為良好訊框之情況下藉由經由一般變換解碼程序來解碼當前訊框而產生合成頻譜係數。否則，在當前訊框為錯誤訊框且先前訊框之編碼模式為音樂模式或頻域模式之情況下，頻域激勵解碼器334可藉由在頻域中經由訊框錯誤修補演算法來縮放PGF之頻譜係數而產生合成頻譜係數。頻域激勵解碼器334可藉由對合成頻譜係數執行頻率時間變換而產生為時域信號之激勵信號。
時域激勵解碼器335可在編碼模式為話語模式或時域模式時操作，且在當前訊框為良好訊框之情況下藉由經由一般CELP解碼程序來解碼當前訊框而產生為時域信號之激勵信號。否則，在當前訊框為錯誤訊框且先前訊框之編碼模式為話語模式或時域模式之情況下，時域激勵解碼器335可在時域中執行訊框錯誤修補演算法。
LP合成器336可藉由對自頻域激勵解碼器334或時域激勵解碼器335提供之激勵信號執行LP合成而產生一時域信號。
後處理器337可對自LP合成器336提供之時域信號執行濾波或升頻取樣，但不限於此。後處理器337提供一重建構音訊信號以作為輸出信號。
圖4A及圖4B分別為根據另一例示性實施例之音訊編碼裝置410及音訊解碼裝置430之方塊圖，其中音訊編碼裝置410及音訊解碼裝置430可具有切換結構。
圖4A中所展示之音訊編碼裝置410可包含預處理器412、模式判定器413、頻域編碼器414、LP分析器415、頻域激勵編碼器416、時域激勵編碼器417及參數編碼器418。所述組件可整合於至少一模組中且可實施為至少一處理器(未圖示)。由於圖4A中所展示之音訊編碼裝置410可藉由組合圖2A中所展示之音訊編碼裝置210與圖3A中所展示之音訊編碼裝置310而得到，故省略對共同零件之操作描述，且現將描述模式判定器413之操作。
參看圖3A，由於預處理器312與圖1A之預處理器112實質上相同，故省略對預處理器312之描述。
模式判定器413可藉由參考輸入信號之特性及位元速率來判定所述輸入信號之編碼模式。模式判定器413可根據依照輸入信號之特性之當前訊框是在話語模式中抑或在音樂模式中以及對於當前訊框有效之編碼模式是時域模式抑或頻域模式來判定CELP模式或另一模式。若輸入信號之特性對應於話語模式，則可判定CELP模式，若輸入信號之特性對應於話語模式及高位元速 率，則可判定頻域模式，且若輸入信號之特性對應於音樂模式及低位元速率，則可判定音訊模式。模式判定器413在頻域模式下可將輸入信號提供給頻域編碼器414，在音訊模式下經由LP分析器415將輸入信號提供給頻域激勵編碼器416，且在CELP模式下經由LP分析器415將輸入信號提供給時域激勵編碼器417。
頻域編碼器414可對應於圖1A之音訊編碼裝置110之頻域編碼器114或圖2A之音訊編碼裝置210之頻域編碼器214，且頻域激勵編碼器416或時域激勵編碼器417可對應於圖3A之音訊編碼裝置310之頻域激勵編碼器315或時域激勵編碼器316。
圖3B中所展示之音訊解碼裝置430可包含參數解碼器432、模式判定器433、頻域解碼器434、頻域激勵解碼器435、時域激勵解碼器436、LP合成器437及後處理器438。頻域解碼器434、頻域激勵解碼器435及時域激勵解碼器436中之每一者可包含在相應域中之訊框錯誤修補演算法。所述組件可整合於至少一模組中且可實施為至少一處理器(未圖示)。由於圖4B中所展示之音訊解碼裝置430可藉由組合圖2B中所展示之音訊解碼裝置230與圖3B中所展示之音訊解碼裝置330而得到，故省略對共同零件之操作描述，且現將描述模式判定器433之操作。
模式判定器433可檢查包含於位元串流中之編碼模式資訊且將當前訊框提供給頻域解碼器434、頻域激勵解碼器435或時域激勵解碼器436。
頻域編碼器434可對應於圖1B之音訊解碼裝置130之頻域解碼器134或圖2B之音訊解碼裝置230之頻域解碼器234，且頻域激勵解碼器435或時域激勵解碼器436可對應於圖3B之音 訊解碼裝置330之頻域激勵解碼器334或時域激勵解碼器335。
圖5為根據一例示性實施例之頻域解碼裝置之方塊圖，所述頻域解碼裝置可對應於圖2B之音訊解碼裝置230之頻域解碼器234或圖3B之音訊解碼裝置330之頻域激勵解碼器334。
圖5中所展示之頻域解碼裝置500可包含錯誤修補單元510、頻譜解碼器530、記憶體更新單元550、反變換器570及重疊相加單元590。除了嵌入於記憶體更新單元550中之記憶體(未圖示)以外，所述組件可整合於至少一模組中且可實施為至少一處理器(未圖示)。
參看圖5，首先，若自經解碼參數判定當前訊框中無錯誤出現，則最後可藉由經由頻譜解碼器530、記憶體更新單元550、反變換器570及重疊相加單元590解碼當前訊框來產生時域信號。詳言之，頻譜解碼器530可藉由使用解碼參數執行當前訊框之頻譜解碼來合成頻譜係數。記憶體更新單元550可相對於為良好訊框之當前訊框更新下一訊框的以下各者：所述合成頻譜係數，所述解碼參數，使用所述參數獲得之資訊，到目前為止之連續錯誤訊框之數目，先前訊框之特性(信號特性，例如，藉由在解碼器中分析合成信號獲得之暫態、正常及固定特性)，先前訊框之類型資訊(自編碼器傳輸之資訊，例如，暫態訊框及正常訊框)等。反變換器570可藉由對合成頻譜係數執行頻率時間變換來產生時域信號。重疊相加單元590可使用先前訊框之時域信號來執行重疊相加程序且最後作為重疊相加程序之結果產生當前訊框之時域信號。
否則，在自解碼參數判定當前訊框中已出現錯誤之情況 下，將經解碼參數之不良訊框指示符(BFI)設定為(例如)1，其指示無資訊存在於為錯誤訊框之當前訊框中。在此情況下，檢查先前訊框之解碼模式，且若先前訊框之解碼模式為頻域模式，則可對當前訊框執行頻域中之訊框錯誤修補演算法。
亦即，錯誤修補單元510可在當前訊框為錯誤訊框且先前訊框之解碼模式為頻域模式時操作。錯誤修補單元510可藉由使用儲存於記憶體更新單元550中之資訊來恢復當前訊框之頻譜係數。可經由頻譜解碼器530、記憶體更新單元550、反變換器570及重疊相加單元590來解碼當前訊框之經恢復頻譜係數以最後產生當前訊框之時域信號。
若當前訊框為錯誤訊框，先前訊框為良好訊框，且先前訊框之解碼模式為頻域模式，或若當前訊框及先前訊框為良好訊框，且當前訊框及先前訊框之解碼模式為頻域模式，則重疊相加單元590可藉由使用為良好訊框之先前訊框之時域信號來執行重疊相加程序。否則，若當前訊框為良好訊框，為連續錯誤訊框之先前訊框之數目為2或更大，先前訊框為錯誤訊框，且為最新良好訊框之先前訊框之解碼模式為頻域模式，則重疊相加單元590可藉由使用為良好訊框之當前訊框之時域信號來執行重疊相加程序，而非藉由使用為良好訊框之先前訊框之時域信號來執行重疊相加程序。此等條件可由以下情境來表示：if(bfi==0)&&(st→old_bfi_int>1)&&(st→prev_bfi==1)&&(st→last_core==FREQ_CORE))，其中bfi表示當前訊框之錯誤訊框指示符，st→old_bfi_int表示為連續錯誤訊框之先前訊框之數目，st→prev_bfi表示先前訊框 之BFI資訊，且st→last_core表示最新PGF之核心之解碼模式，例如，頻域模式FREQ_CORE或時域模式TIME_CORE。
圖6為根據一例示性實施例之頻譜解碼器600之方塊圖。
圖6中所展示之頻譜解碼器600可包含無損解碼器610、參數反量化器620、位元分配器630、頻譜反量化器640、雜訊填充單元650及頻譜整形單元660。雜訊填充單元650可安置於頻譜整形單元660之後。所述組件可整合於至少一模組中且可實施為至少一處理器(未圖示)。
參看圖6，無損解碼器610可無損解碼參數(例如，範數值)，已在編碼程序中對所述參數執行了無損編碼。
參數反量化器620可反量化無損解碼之範數值。在編碼程序中，可使用各種方法(例如，向量量化(VQ)、純量量化(SQ)、格狀編碼量化(TRQ)及晶格向量量化(LVQ))中之任一者來量化範數值，且可使用相應方法來反量化經量化之範數值。
位元分配器630可基於經量化之範數值來分配每一頻帶所需之位元。在此情況下，為每一頻帶分配之位元可與在編碼程序中分配之位元相同。
頻譜反量化器640可藉由使用為每一頻帶分配之位元來執行反量化程序而產生正規化頻譜係數。
雜訊填充單元650可在每一頻帶之需要雜訊填充之部分中填滿雜訊信號。
頻譜整形單元660可藉由使用經反量化之範數值來整形正規化頻譜係數。最後，可經由頻譜整形程序來獲得經解碼頻譜 係數。
圖7為根據一例示性實施例之訊框錯誤修補單元700之方塊圖。
圖7中所展示之訊框錯誤修補單元700可包含信號特性判定器710、參數控制器730、回歸分析器750、增益計算器770及定標器790。所述組件可整合於至少一模組中且可實施為至少一處理器(未圖示)。
參看圖7，信號特性判定器710可藉由使用經解碼信號來判定信號之特性且將經解碼信號之特性分類為暫態、範數、固定及其類似者。現將在下文描述判定暫態訊框之方法。
根據一例示性實施例，可使用先前訊框之訊框能量及移動平均能量來判定當前訊框是否為暫態的。可使用針對良好訊框獲得的移動平均能量Energy_MA及差能量Energy_diff來進行此判定。現將描述獲得Energy_MA及Energy_diff之方法。
若假設訊框之能量或範數值之總和為Energy_Curr，則可藉由Energy_MA=Energy_MA*0.8+Energy_Curr*0.2來獲得Energy_MA。在此情況下，可將Energy_MA之初始值設定為(例如)100。
接下來，可藉由正規化Energy_MA與Energy_Curr之間的差來獲得Energy_diff，且可藉由Energy_diff=(Energy_Curr-Energy_MA)/Energy_MA來表示Energy_diff。
信號特性判定器710在Energy_diff等於或大於預定臨界值ED_THRES(例如，1.0)時可判定當前訊框為暫態的。1.0之Energy_diff指示Energy_Curr為Energy_MA之兩倍且可指示當 前訊框之能量之改變相比於先前訊框非常大。
可使用由信號特性判定器710判定之信號特性及包含於自編碼器傳輸之資訊中之訊框類型及編碼模式來控制用於訊框錯誤修補之參數。可使用自編碼器傳輸之資訊或由信號特性判定器710獲得之暫態資訊來執行暫態判定。當同時使用兩種資訊時，可使用以下條件：亦即，若為自編碼器傳輸之暫態資訊的is_transient為1，或若為由解碼器獲得之資訊的Energy_diff等於或大於預定臨界值ED_THRES(例如，1.0)，則此指示當前訊框為能量改變劇烈之暫態訊框，且因此，可減少將用於回歸分析的PGF之數目num_pgf。否則，判定當前訊框並非暫態訊框，且可增加num_pgf。
if((Energy_diff<ED_THRES)&&(is_transient==0)) { num_pgf=4； } else { num_pgf=2； }
在以上情境中，ED_THRES表示臨界值且可經設定為(例如)1.0。
根據暫態判定之結果，可控制用於訊框錯誤修補之參數。用於訊框錯誤修補之參數之一實例可為用於回歸分析之PGF之數目。用於訊框錯誤修補之參數之另一實例可為叢發錯誤持續時間之縮放方法。在一個叢發錯誤持續時間中可使用相同Energy_diff值。若判定為錯誤訊框之當前訊框並非暫態的，則當叢發錯誤出現時，不管對先前訊框之經解碼頻譜係數之回歸分析 如何，可將自(例如)第五個訊框開始之訊框強制地以3 dB(分貝)之固定值縮放。否則，若判定為錯誤訊框之當前訊框是暫態的，則當叢發錯誤出現時，不管對先前訊框之經解碼頻譜係數之回歸分析如何，可將自(例如)第二個訊框開始之訊框強制地以3 dB之固定值縮放。用於訊框錯誤修補之參數之另一實例可為適應性靜音及隨機正負號(random sign)之應用方法，在下文將參考定標器790來描述所述應用方法。
參數控制器730可使用信號特性判定器710之輸出、訊框類型及編碼模式來控制FEC參數且可將受控FEC參數儲存於儲存單元中。
回歸分析器750可藉由使用先前訊框之經儲存參數來執行回歸分析。可對每一個錯誤訊框執行回歸分析或僅在叢發錯誤已出現時執行回歸分析。當設計解碼器時，可預先定義執行回歸分析所針對之錯誤訊框之條件。若對每一個錯誤訊框執行回歸分析，則可立即對錯誤已出現之訊框執行回歸分析。可使用根據回歸分析之結果獲得之一函數來預測錯誤訊框所需之參數。
否則，若僅在叢發錯誤已出現時執行回歸分析，則當指示連續錯誤訊框之數目之bfi_cnt為2(亦即，來自第二個連續錯誤訊框)時，執行回歸分析。在此情況下，針對第一個錯誤訊框，可簡單地重複自先前訊框獲得之頻譜係數，或可將頻譜係數依照一個經判定值(determined value)縮放。
if(bfi_cnt==2){ regression_anaysis()； }if
在頻域中，即使未由於在時域中變換重疊信號而出現連續錯誤，亦可能出現類似於連續錯誤之問題。舉例而言，若由於跳過一個訊框而出現錯誤(換言之，若錯誤以錯誤訊框、良好訊框及錯誤訊框之次序出現)，則當藉由50%之重疊形成變換窗時，不管良好訊框是否出現在中間，聲音品質與錯誤已經以錯誤訊框、錯誤訊框及錯誤訊框之次序出現之情況並無很大不同。如下文將描述之圖16C所示，即使第n個訊框為良好訊框，但若第(n-1)個及第(n+1)個訊框為錯誤訊框，則在重疊程序中會產生完全不同之信號。因此，當錯誤以錯誤訊框、良好訊框及錯誤訊框之次序出現時，雖然出現第二個錯誤之第三訊框之bfi_cnt為1，但bfi_cnt被強制增加1。結果，bfi_cnt為2，且判定叢發錯誤已出現，且因此可使用回歸分析。
if((prev_old_bfi==1)&&(bfi_cnt==1)) { st->bfi_cnt++； } if(bfi_cnt==2){ regression_anaysis()； }
在以上情境中，prev_old_bfi表示第二先前訊框之訊框錯誤資訊。當當前訊框為錯誤訊框時，可應用此程序。
回歸分析器750可藉由將兩個或兩個以上頻帶分組來形成每一群組，導出每一群組之代表值，且將回歸分析應用於所述代表值從而達成低複雜性。代表值之實例可為平均值、中間值及最大值，但代表值不限於此。根據一例示性實施例，可使用分組範數之平均向量(其為包含於每一頻帶中之頻帶的平均範數值) 作為代表值。
當當前訊框之性質是使用由信號特性判定器710判定之所述信號特性及包含於自編碼器傳輸之資訊中之訊框類型判定時，若判定當前訊框為暫態訊框，則可減少用於回歸分析之PGF之數目，且若判定當前訊框為固定訊框，則可增加用於回歸分析之PGF之數目。根據一例示性實施例，當指示先前訊框是否為暫態之is_transient為1時，亦即，當先前訊框為暫態時，可將PGF之數目num_pgf設定為2，且當先前訊框並非暫態時，可將PGF之數目num_pgf設定為4。
if(is_transient==1) { num_pgf=2； } else { num_pgf=4； }
另外，可將用於回歸分析之矩陣之列之數目設定為(例如)2。
作為由回歸分析器750進行之回歸分析之結果，可針對錯誤訊框預測每一群組之平均範數值。亦即，可針對屬於錯誤訊框中的一個群組之每一頻帶預測相同範數值。詳言之，回歸分析器750可經由回歸分析根據下文將描述之線性回歸分析方程式或非線性回歸分析方程式來計算值a及b且藉由使用計算之值a及b來針對每一群組預測錯誤訊框之平均分組範數值。
增益計算器770可獲得針對錯誤訊框預測之每一群組之 平均範數值與PGF中之每一群組之平均範數值之間的增益。
定標器790可藉由將由增益計算器770獲得之增益乘以PGF之頻譜係數來產生錯誤訊框之頻譜係數。
根據一例示性實施例，定標器790可根據輸入信號之特性而將適應性靜音應用於錯誤訊框或將隨機正負號應用於預測之頻譜係數。
首先，可將輸入信號識別為暫態信號及非暫態信號。可自非暫態信號單獨地識別出固定信號且以另一方式加以處理。舉例而言，若判定輸入信號具有大量諧波分量(harmonic components)，則可將輸入信號判定為信號之改變不大的固定信號，且可執行對應於固定信號之錯誤修補演算法。通常，可從自編碼器傳輸之資訊獲得輸入信號之諧波資訊。當低複雜性並不必需時，可使用由解碼器合成之信號來獲得輸入信號之諧波資訊。
當輸入信號主要經分類為暫態信號、固定信號及殘餘信號(residual signal)時，如下所述，可應用適應性靜音及隨機正負號。在下面之情境中，若當連續錯誤出現時，bfi_cnt等於或大於mute_start，則由mute_start指示之數字指示靜音強制開始。另外，可以相同方式分析與隨機正負號有關之random_start。
if((old_clas==HARMONIC)&&(is_transient==0))/*固定信號*/ { mute_start=4； random_start=3； } else if((Energy_diff<ED_THRES)&&(is_transient==0))/*殘餘信號*/ { mute_start=3； random_start=2； } else/*暫態信號*/ { mute_start=2； random_start=2； }
根據應用適應性靜音之方法，頻譜係數被強制依照一固定值縮小。舉例而言，若當前訊框之bfi_cnt為4且當前訊框為固定訊框，則當前訊框之頻譜係數可縮小3 dB。
另外，隨機地修改頻譜係數之正負號以減少歸因於頻譜係數在每一個訊框中之重複而產生之調變雜訊。可使用各種熟知方法作為應用隨機正負號之方法。
根據一例示性實施例，可將隨機正負號應用於訊框之所有頻譜係數。根據另一例示性實施例，可預先定義隨機正負號開始應用於的一頻帶，且可將隨機正負號應用於等於或高於所定義頻帶之頻帶，這是因為由於在極低頻帶中波形或能量可由於正負號之改變而有很大改變，故在極低頻帶(例如，200 Hz或更低)或第一頻帶中使用與先前訊框之正負號相同的頻譜係數之正負號可能較好。
因此，可使信號之急劇改變平滑化，且可在頻域中以低複雜性準確地恢復錯誤訊框以適應信號之特性(詳言之，暫態特性)及叢發錯誤持續時間而無額外延遲。
圖8為根據一例示性實施例之記憶體更新單元800之方塊圖。
圖8中所展示之記憶體更新單元800可包含第一參數獲取單元820、範數分組單元840、第二參數獲取單元860及儲存單 元880。
參看圖8，第一參數獲取單元820可獲得值Energy_Curr及Energy_MA以判定當前訊框是否為暫態且將獲得之值Energy_Curr及Energy_MA提供給儲存單元880。
範數分組單元840可對預定義群組中之範數值進行分組。
第二參數獲取單元860可獲得每一群組之平均範數值，且將所獲得的每一群組之平均範數值提供給儲存單元880。
儲存單元880可更新並儲存自第一參數獲取單元820提供之值Energy_Curr及Energy_MA、自第二參數獲取單元860提供的每一群組之平均範數值、自編碼器傳輸的指示當前訊框是否為暫態之暫態旗標、指示當前訊框是否已在時域或頻域中編碼之編碼模式以及良好訊框之頻譜係數，以作為當前訊框之值。
圖9說明應用於本發明之頻帶劃分。針對48 KHz之全頻帶，對於長度為20 ms之訊框可支援50%之重疊，且當應用MDCT時，待編碼之頻譜係數之數目為960。若在多達20 KHz之範圍中執行編碼，則待編碼之頻譜係數之數目為800。
在圖9中，劃分A對應於窄頻帶、支援0至3.2 KHz且劃分成16個次頻帶，每個次頻帶具有8個樣本。劃分B對應於添加至窄頻帶以支援寬頻帶之頻帶，其另外支援3.2 KHz至6.4 KHz，且劃分成8個次頻帶，每一次頻帶具有16個樣本。劃分C對應於添加至寬頻帶以支援超寬頻帶之頻帶，其另外支援6.4 KHz至13.6 KHz，且劃分成12個次頻帶，每一次頻帶具有24個樣本。劃分D對應於添加至超寬頻帶以支援全頻帶之頻帶，其另外支援 13.6 KHz至20 KHz，且劃分成8個次頻帶，每一次頻帶具有32個樣本。
使用各種方法來編碼劃分至次頻帶中之信號。可使用每一頻帶之能量、比例因數或範數來編碼頻譜之包絡。在編碼頻譜之包絡之後，可編碼用於每一頻帶之精細結構，亦即，頻譜係數。根據一例示性實施例，可使用每一頻帶之範數來編碼整個頻帶之包絡。可藉由方程式1來獲得範數。
，經由量化/反量化
在方程式1中，對應於範數之值為gb，且實際上量化對數尺度之nb。gb之經量化值是使用nb之經量化值獲得，且當將原始輸入信號xi除以gb之經量化值時，獲得yi，且相應地，執行量化程序。
圖10說明應用於本發明之線性回歸分析及非線性回歸分析之概念，其中‘範數之平均值’指示藉由分組若干頻帶獲得之平均範數值且為回歸分析所應用至之目標。當將gb之經量化值用於先前訊框之平均範數值時，執行線性回歸分析，且當將對數尺度之nb之經量化值用於先前訊框之平均範數值時，執行非線性回歸分析，因為對數尺度之線性值實際上為非線性值。可不定地設定指示用於回歸分析之PGF數目的“PGF之數目”。
線性回歸分析之實例可由方程式2來表示。
如在方程式2中，當使用線性方程式時，可藉由獲得a及b來預測即將到來之轉變。在方程式2中，可藉由反矩陣來獲得a及b。獲得反矩陣之簡單方法可使用高斯-約旦消去法(Gauss-Jordan Elimination)。
非線性回歸分析之實例可由方程式3來表示。
在方程式3中，可藉由獲得a及b來預測即將到來之轉變。另外，可用nb之值來替換ln之值。
圖11根據一例示性實施例說明經分組以應用回歸分析之次頻帶之結構。
參看圖11，針對第一區域，藉由將8個次頻帶分組為一個群組來獲得平均範數值，且使用先前訊框之分組平均範數值來預測錯誤訊框之分組平均範數值。在圖12至圖14中詳細地展示使用每一頻帶之次頻帶之實例。
圖12說明當應用回歸分析以編碼支援多達7.6 KHz之寬頻帶時的分組次頻帶之結構。圖13說明當應用回歸分析以編碼支援多達13.6 KHz之超寬頻帶時的分組次頻帶之結構。圖14說明當應用回歸分析以編碼支援多達20 KHz之全頻帶時的分組次頻 帶之結構。
自分組次頻帶獲得之分組平均範數值形成一向量，其被稱為分組範數之平均向量。當將分組範數之平均向量代入關於圖10所描述之矩陣中時，可獲得分別對應於斜率及y截距之值a及b。
圖15A至圖15C說明在使用BWE時經分組以將回歸分析應用於支援多達16 KHz之超寬頻帶的次頻帶之結構。
當對超寬頻帶中的長20 ms、重疊50%之訊框執行MDCT時，獲得總共640個頻譜係數。根據一例示性實施例，可藉由分離核心部分與BWE部分來判定分組次頻帶。核心開始部分至BWE開始部分之編碼被稱作核心編碼。表示用於核心部分之頻譜包絡及用於BWE部分之頻譜包絡之方法可彼此不同。舉例而言，可將範數值、比例因數或其類似者用於核心部分，且同樣地，可將範數值、比例因數或其類似者用於BWE部分，其中可將不同範數值、比例因數或其類似者用於核心部分及BWE部分。
圖15A展示一實例，其中大量位元被用於核心編碼，且在圖15B及圖15C中分配給核心編碼之位元之數目逐漸減少。BWE部分為分組次頻帶之實例，其中次頻帶之數目指示頻譜係數之數目。當將範數用於頻譜包絡時，使用回歸分析之訊框錯誤修補演算法為如下：首先，在回歸分析中，使用對應於BWE部分之分組平均範數值來更新記憶體。使用獨立於核心部分的先前訊框之BWE部分之分組平均範數值來執行回歸分析，且預測當前訊框之分組平均範數值。
圖16A至圖16C說明使用下一良好訊框(Next good frame,NGF)之時域信號的重疊相加方法。
圖16A描述在先前訊框並非錯誤訊框時藉由使用先前訊框來執行重複或增益縮放之方法。參看圖16B，為了不使用額外延遲，僅針對尚未經由重疊解碼之部分將在當前訊框(其為良好訊框)中解碼之時域信號重複地重疊至上一訊框，且另外執行增益縮放。選擇待重複之信號之長度作為小於或等於待重疊部分之長度之值。根據一例示性實施例，待重疊部分之長度可為13*L/20，其中L表示(例如)160(針對窄頻帶)、320(針對寬頻帶)、640(針對超寬頻帶)及960(針對全頻帶)。
經由重複而獲得NGF之時域信號以導出待用於時間重疊程序之信號之方法為如下：
在圖16B中，將第(n+2)個訊框之未來部分中之長度為13*L/20之區塊複製至對應於第(n+1)個訊框之相同位置之未來部分以用所述區塊替換現有值，藉此調整縮放比例。經縮放值為(例如)-3 dB。在複製程序中，為了移除關於為先前訊框之第(n+1)個訊框之不連續性，針對13*L/20之第一長度，使自圖16B之第(n+1)個訊框獲得之時域信號以線性方式與自未來部分複製之信號重疊。經由此程序，最終可獲得用於重疊之信號，且當使經更新之第(n+1)個信號與經更新之第(n+2)個信號重疊時，最終輸出第(n+2)個訊框之時域信號。
作為另一實例，參看圖16C，將所傳輸位元串流解碼至“MDCT域解碼之頻譜”。舉例而言，使用50%之重疊，且參數之實際數目為訊框大小之兩倍。當反變換經解碼頻譜係數時，產生具有相同大小之時域信號，且當針對所述時域信號執行“時間 開窗”程序時，產生開窗信號auOut。當針對所述開窗信號執行“時間重疊相加”程序時，產生最終信號“時間輸出”。基於第n個訊框，可儲存在先前訊框中未被重疊之部分OldauOut且將所述部分OldauOut用於下一訊框。
圖17為根據一例示性實施例之多媒體器件1700之方塊圖。
圖17中所展示之多媒體器件1700可包含通信單元1710及解碼模組1730。另外，根據重建構的音訊信號之用途，多媒體器件1700可進一步包含用於儲存作為解碼結果而獲得之重建構的音訊信號之儲存單元1750。另外，多媒體器件1700可進一步包含揚聲器1770。亦即，儲存單元1750及揚聲器1770是依照需求所選用的。另外，多媒體器件1700可進一步包含一任意編碼模組(未圖示)，例如用於執行一般編碼功能之編碼模組。解碼模組1730可與包含於多媒體器件1700中之其他組件(未圖示)組合在一個主體中且實施為至少一處理器(未圖示)。
參看圖17，通信單元1710可接收自外部提供之經編碼位元串流及音訊信號中之至少一者，或傳輸作為解碼模組1730之解碼結果而獲得之重建構的音訊信號及作為編碼結果獲得之音訊位元串流中之至少一者。
通信單元1710經組態以經由無線網路(諸如，無線網際網路、無線企業內部網路、無線電話網路、無線區域網路(WLAN)、Wi-Fi、Wi-Fi直連(WFD)、第三代(3G)、第四代(4G)、藍牙、紅外線資料協會(IrDA)、射頻識別(RFID)、特寬頻帶(UWB)、ZigBee或近場通信(NFC))或有線網路(諸如，有線電 話網路或有線網際網路)將資料傳輸至外部多媒體器件及自外部多媒體器件接收資料。
可使用根據本發明之各種上述實施例之音訊解碼裝置來實施解碼模組1730。
儲存單元1750可儲存由解碼模組1730產生之重建構的音訊信號。另外，儲存單元1750可儲存操作多媒體器件1700所需之各種程式。
揚聲器1770可將由解碼模組1730產生之重建構的音訊信號輸出至外部。
圖18為根據另一例示性實施例之多媒體器件1800之方塊圖。
圖18中所展示之多媒體器件1800可包含通信單元1810、編碼模組1820以及解碼模組1830。另外，根據音訊位元串流或重建構的音訊信號之用途，多媒體器件1800可進一步包含用於儲存作為編碼結果或解碼結果而獲得之音訊位元串流或重建構的音訊信號之儲存單元1840。另外，多媒體器件1800可進一步包含麥克風1850或揚聲器1860。編碼模組1820及解碼模組1830可與包含於多媒體器件1800中之其他組件(未圖示)組合在一個主體中且實施為至少一處理器(未圖示)。省略對圖17中所展示之多媒體器件1700或圖18中所展示之多媒體器件1800之組件之間的相同組件之詳細描述。
在圖18中，編碼模組1820可使用各種熟知編碼演算法來藉由編碼音訊信號產生位元串流。所述編碼演算法可包含(例如)適應性多速率寬頻(Adaptive Multi-Rate-Wideband, AMR-WB)、MPEG-2及MPEG-4進階音訊寫碼(Advanced Audio Coding,AAC)及其類似者，但不限於此。
儲存單元1840可儲存由編碼模組1820產生之經編碼位元串流。另外，儲存單元1840可儲存操作多媒體器件1800所需之各種程式。
麥克風1850可將使用者或外部之音訊信號提供給編碼模組1820。
多媒體器件1700及1800中之每一者可進一步包含語音通信專用終端機(包含電話、行動電話等)、廣播或音樂專用器件(包含TV、MP3播放器等)，或語音通信專用終端機以及廣播或音樂專用器件之複雜終端機器件，但不限於此。另外，可使用多媒體器件1700及1800中之每一者作為用戶端、伺服器或安置於用戶端與伺服器之間的變換器件。
當多媒體器件1700或1800為(例如)行動電話時，儘管未展示，但行動電話可進一步包含使用者輸入單元，諸如小鍵盤、使用者介面或用於顯示由行動電話處理之資訊之顯示單元，以及用於控制行動電話之一般功能之處理器。另外，行動電話可進一步包含具有影像捕捉功能之相機單元以及用於執行行動電話所需之功能之至少一組件。
當多媒體器件1700或1800為(例如)TV時，儘管未展示，但TV可進一步包含使用者輸入單元，諸如小鍵盤、用於顯示接收之廣播資訊之顯示單元，以及用於控制TV之一般功能之處理器。另外，TV可進一步包含用於執行TV所需之功能之至少一組件。
根據所述實施例之方法可撰寫為電腦程式且可使用電腦可讀記錄媒體實施於執行所述程式之通用數位電腦中。另外，可在本發明之所述實施例中使用之資料結構、程式指令或資料檔案可以各種方式記錄於電腦可讀記錄媒體中。電腦可讀記錄媒體為可儲存此後可由電腦系統讀取之資料之任何資料儲存器件。電腦可讀記錄媒體之實例包含磁性記錄媒體(諸如硬碟、軟碟以及磁帶)、光學記錄媒體(諸如CD-ROM以及DVD)、磁光媒體(諸如軟式光碟(floptical disk))以及經特別組態以儲存並執行程式指令之硬體器件(諸如唯讀記憶體(ROM)、隨機存取記憶體(RAM)以及快閃記憶體)。另外，電腦可讀記錄媒體可為用於傳輸指示程式指令、資料結構或其類似者之信號之傳輸媒體。程式指令之實例可包含由編譯器產生之機器語言碼以及可由電腦使用解譯器執行之高階語言碼。
雖然本發明概念已參照其例示性實施例特定地展示以及描述，但一般熟習此項技術者應理解，在不脫離如以下申請專利範圍所界定的本發明概念之精神以及範疇之情況下，可在其中進行形式以及細節上的各種改變。
700‧‧‧訊框錯誤修補單元
710‧‧‧信號特性判定器
730‧‧‧參數控制器
750‧‧‧回歸分析器
770‧‧‧增益計算器
790‧‧‧定標器

Claims (13)

  1. 一種訊框錯誤修補方法，其包括：藉由針對由形成錯誤訊框之第一多個頻帶建構之多個群組基於群組執行回歸分析來預測參數；以及藉由使用基於群組預測之所述參數來修補所述錯誤訊框中之錯誤。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之訊框錯誤修補方法，其中所述預測參數為包含於每一群組中之第二多個頻帶之平均能量。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之訊框錯誤修補方法，其中參數之所述預測包括：自所述第一多個頻帶形成所述多個群組；判定所述錯誤訊框之信號特性；以及根據所述判定之結果來判定將用於所述回歸分析之先前良好訊框之數目，且使用先前良好訊框之所述判定數目基於群組執行所述回歸分析。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之訊框錯誤修補方法，其中信號特性之所述判定是使用自編碼器傳輸之暫態旗標來執行且包括在先前訊框為暫態時判定所述錯誤訊框為暫態的。
  5. 如申請專利範圍第3項所述之訊框錯誤修補方法，其中信號特性之所述判定是使用直至先前良好訊框的所獲得移動平均能量以及所述先前良好訊框之能量與所述移動平均能量之間的差能量來執行，且包括根據比較所述差能量與預定臨界值之結果而判定所述錯誤訊框為暫態的。
  6. 如申請專利範圍第3項所述之訊框錯誤修補方法，其中信 號特性之所述判定是使用自編碼器傳輸之暫態旗標、直至先前良好訊框的所獲得移動平均能量以及所述錯誤訊框與所述先前良好訊框之間的差能量來執行。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之訊框錯誤修補方法，其中所述錯誤修補包括：獲得基於群組預測之所述參數與先前良好訊框之相應群組之參數之間的增益；以及藉由使用所述獲得之增益來縮放所述先前良好訊框之每一頻帶之參數以產生所述錯誤訊框之參數。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之訊框錯誤修補方法，其中所述縮放包括當所述錯誤訊框具有叢發錯誤持續時間時，根據所述錯誤訊框是否為暫態而將所述叢發錯誤持續時間之部分以一固定值縮小。
  9. 如申請專利範圍第7項所述之訊框錯誤修補方法，其中所述縮放包括當所述錯誤訊框具有叢發錯誤持續時間時，根據先前良好訊框之信號特性而將所述叢發錯誤持續時間之部分縮小。
  10. 如申請專利範圍第7項所述之訊框錯誤修補方法，其中所述縮放包括當所述錯誤訊框具有叢發錯誤持續時間時，根據先前良好訊框之信號特性而將隨機正負號應用於所述叢發錯誤持續時間之部分。
  11. 一種音訊編碼方法，其包括：藉由解碼良好訊框來獲取頻譜係數；藉由針對由形成錯誤訊框之第一多個頻帶形成之多個群組基於群組執行回歸分析來預測參數，且藉由使用基於群組預測之所 述參數來獲取所述錯誤訊框之頻譜係數；以及將所述良好訊框或所述錯誤訊框之經解碼頻譜係數變換至時域中，且藉由執行重疊相加程序而在所述時域中重建構信號。
  12. 如申請專利範圍第11項之音訊編碼方法，其中，在所述重疊相加程序中，當當前訊框為良好訊框，先前訊框為錯誤訊框，且最新良好訊框之解碼模式為頻域模式時，將所述當前訊框與下一良好訊框之時域信號重疊。
  13. 如申請專利範圍第11項之音訊編碼方法，其中，在所述重疊相加程序中，當當前訊框為良好訊框，連續的先前錯誤訊框之數目為2或更大，先前訊框為錯誤訊框，且最新良好訊框之編碼模式為頻域模式時，將所述當前訊框與下一良好訊框之時域信號重疊。
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