SU1614129A2

SU1614129A2 - Device for detecting signals with two-time relative phase manipulation

Info

Publication number: SU1614129A2
Application number: SU894648671A
Authority: SU
Inventors: Евгений Викторович Козлов
Original assignee: Предприятие П/Я Г-4173
Priority date: 1989-02-07
Filing date: 1989-02-07
Publication date: 1990-12-15

Abstract

Изобретение относитс к радиотехнике и может использоватьс при поэлементных приемах дискретных сообщений. Целью изобретени вл етс расширение класса принимаемых сигналов. Дл этого введены перемножитель 30, сумматор 26, формирователи 28 и 29 импульсов, вычитатель 27. Изобретение позвол ет демодулировать нар ду с сигналами двукратной относительной манипул цией одним и тем же трактом сигнала трехкратной относительной манипул цией обеих модификаций манипул ционного кода при минимальной аппаратурной избыточности. 1 ил.FIELD OF THE INVENTION The invention relates to radio engineering and can be used in element-by-element receptions of discrete messages. The aim of the invention is to expand the class of received signals. For this, multiplier 30, adder 26, pulse formers 28 and 29, and subtractor 27 are introduced. The invention allows, together with signals, to demodulate two times relative manipulation of the same signal path by three times relative manipulation of both modifications of the manipulation code with minimal hardware redundancy. 1 il.

Description

Изобретение относитс к радиотехнике, может быть использовано при поэлементном приеме дискретных сообщений и вл етс дополнител1 ным к. авт. св. N 1332558.The invention relates to radio engineering, can be used for receiving discrete messages in element-by-element mode, and is an additional to the author. St. N 1332558.

Целью изобретени вл етс расширение ipacca принимаемых сигналов.The aim of the invention is to extend the ipacca of received signals.

На чертеже приведена структурна электрическа схема устройства.The drawing shows a structural electrical circuit of the device.

Устройство содержит генератор 1, первый 2 и второй 3 фазовращатели на 90°, фазовращатель 4 но 22,5°, первый 5 и вто- ||)ой 6 формирователи импульсов, первый 7 iji второй 8 фильтры нижних частот, первую 9 и вторую 10 линии задержки, первый 11, второй 12 и третий 13 сумматоры, первый 14 и второй 15 интеграторы, первый - дес тый 1;1еремножители 16-25, четвертый сумма- fop 26, вычитатель 27, третий 28 и четвер- Гый 29 формирователи импульсов, одиннадцатый перемножитель 30. ; Устройство дл детектировани сигналов i двукратной относительной фазовой манипул цией работает следующим образом.The device contains a generator 1, the first 2 and the second 3 phase shifters at 90 °, the phase shifter 4 but 22.5 °, the first 5 and the second (6) pulse formers, the first 7 iji the second 8 low-pass filters, the first 9 and the second 10 delay lines, the first 11, the second 12 and the third 13 adders, the first 14 and the second 15 integrators, the first - the tenth 1; 1 multipliers 16-25, the fourth sum- fop 26, the subtractor 27, the third 28 and the fourth Guy 29 pulse formers, the eleventh multiplier 30.; A device for detecting signals i by double relative phase shift manipulation operates as follows.

Принимаемый радиосигнал S(t} со сред- Лей круговой частотой Шср, поступающий на ход устройства, преобразуетс перемножи- Тел ми 16 и 17 с взаимно ортогональными Составл ющими опорного колебани частоты Wo, близкой к о)с,, поступающими с выхода генератора 1 и сдвинутыми на 90° при помощи фазовраи ател 2.The received radio signal S (t} with the mean-Lew circular frequency Hsr arriving at the device’s motion is transformed by the multipliers 16 and 17 with the mutually orthogonal Components of the reference frequency Wo, close to o) with that coming from the generator 1 and shifted by 90 ° using phase arrays 2.

В результате этого преобразовани принимаемого сигнала, дл которого выполн етс условие квазигармоничности (значение несуп ей частоты во много раз превышает занимаемую спектром полосу частот), «j: квадратурными составл ющими опорного | олебани , частота которого близка к несу- (ней, на выходе интеграторов 14 и 15 формируютс две квадратурные проекции Хп, Yn Ь виде низкочастотных сигналов-сверток на околонулевой промежуточной (разностной ) частоте, так как высокочастотные продукты преобразовани , образующиес на выходе перемножителей 16 и 17 суммарных частот, подавл ютс интеграторами 14 и 15. Последние имеют вход сброса в нулевое состо ние, осуществл емого в моменты границ посылок (система тактовой синхронизации не показана).As a result of this transformation of the received signal, for which the quasi-harmonicity condition is satisfied (the value of the non-frequency is many times greater than the band occupied by the spectrum), j: the quadrature components of the reference | Olebani, whose frequency is close to non- (it, at the output of integrators 14 and 15, two quadrature projections Xp, Yn L are formed as low-frequency convolutional signals at near-zero intermediate (difference) frequency, since high-frequency conversion products formed at the output of multipliers 16 and 17 total frequencies are suppressed by integrators 14 and 15. The latter have a reset input to the zero state, performed at the moments of the boundaries of the parcels (the clock synchronization system is not shown).

Низкочастотными сигналами Хп и „ осуществл ют балансную модул цию взаимо- эртогональных опорных колебаний (перемножители 24 и 25). Каждый из перемножителей 24 и 25 на своем выходе образует две боковые полосы частот (верхнюю и нижнюю относительно частоты опорного колеба- кч ). Благодар комбинации двух квадратурных низкочастотных сигналов-сверток и двух взаимоортогональных опорных колебаний и замене сложени в сумматоре 13 на вычитание возможно получение синусной или косинусной составл ющей одной из двух боковых полос незадержанного и отфильтрованного радиосигнала S,,+i(if), так какLow-frequency signals Хп and „perform a balanced modulation of inter-erthogonal reference oscillations (multipliers 24 and 25). Each of the multipliers 24 and 25 at its output forms two sidebands (upper and lower relative to the frequency of the reference oscillation). Due to the combination of two quadrature low-frequency convolutional signals and two mutually orthogonal reference oscillations and replacement of the addition in adder 13 by subtraction, it is possible to obtain a sinus or cosine component of one of the two sidebands of the unbound and filtered radio signal S ,, + i (if), since

составл ющие другой боковой полосы при этом взаимно компенсируютс . Кроме того, низкочастотные сигналы-свертки Хп и У„ принимаемой посылки сигнала задерживаютс на длительность посылки лини ми 9 и 10 задержки.the components of the other sideband are mutually compensated. In addition, the low frequency convolution signals Xn and Y of the received signal are delayed by the duration of the sending by delay lines 9 and 10.

Задержанными сигналами Х„ и Yn осуществл ют балансную модул цию взаимоортогональных колебаний и формируют (перемно ители 18-20) составл ющие S(t) и S(t) задержанного радиосигнала той же боковой полосы (квадратурный радиосигнал S (t) отличаетс от S(t) посто нным поворотом всех составл ющих на 90°).The delayed signals X "and Yn carry out a balanced modulation of mutually orthogonal oscillations and form (Variables 18-20) the components S (t) and S (t) of the delayed radio signal of the same sideband (quadrature radio signal S (t) differs from S ( t) a constant rotation of all components by 90 °).

Дл дополнительного фазового сдвига задержанных радиосигналов опорное колебание с выхода генератора 1 сдвигаетс на угол 22,5° фазовращателем 4. С выходов сумматоров 11 и 12 взаим оортогональные составл ющие S(t) и 5(0 подаютс For an additional phase shift of the delayed radio signals, the reference oscillation from the output of the generator 1 is shifted by an angle of 22.5 ° by the phase shifter 4. From the outputs of the adders 11 and 12, the mutual orthogonal components S (t) and 5 (0 are served

на входы перемножителей 22 и 23, которые в сочетании с фильтрами 7 и 8 нижних частот образуют ка-нальные фазовые детекторы. На вторые входы перемножителей 22 и 23 поступает сигнал Sn+i(). Благодар возможности фазировани квадратурных составл ющих задержанного радиосигнала относительно незадержанного становитс возможным детектирование радиосигналов трехкратной ОФМ.to the inputs of the multipliers 22 and 23, which, in combination with the filters 7 and 8 of the lower frequencies, form channel phase detectors. The signal Sn + i () is fed to the second inputs of the multipliers 22 and 23. Due to the possibility of phasing the quadrature components of the delayed radio signal relative to the non-delayed one, it becomes possible to detect the radio signals of a three-fold OFM.

Фазовое детектирование квазигармонических радиосигналов с частотной селекцией в полосе видеосигналов при помощи фильтров 7 и 8 нижних частот позвол ет более качественно производить перемножение по сравнению с детектированием сигналов на околонулевой промежуточной частоте, когдаPhase detection of quasi-harmonic radio signals with frequency selection in the video signal band using low-pass filters 7 and 8 allows for better multiplication compared to the detection of signals at the near-zero intermediate frequency when

ослабление ненужных продуктов перемножени становитс невозможным.attenuation of unnecessary multiplication products becomes impossible.

В результате фазового детектировани As a result of phase detection

взаимно ортогональных составл ющих задержанного радиосигнала предыдущей посылки и незадержанного радиосигнала последующей посылки формируют знаковые выходные напр жени , пропорциональные косинусу и синусу разности фаз принимаемого сигнала. Затем путем сложени на сумматоре 26 и вычитани в вычитателе 27 видеосигналов с выходов фильтров 7 и 8 нижних частот и формировани знаковых напр жений в зависимости от пол рности полученной суммы или разности этих видеосигналов при помощи, формирователей 28 и 29 импульсов и последующим логическимthe mutually orthogonal components of the delayed radio signal of the previous parcel and the non-delayed radio signal of the subsequent parcel form sign output voltages proportional to the cosine and sine of the phase difference of the received signal. Then, by adding on the adder 26 and subtracting in the subtractor 27, the video signals from the outputs of the low-pass filters 7 and 8 and forming sign voltages depending on the polarity of the resulting sum or difference of these video signals by using pulse shapers 28 and 29

перемножением 30 получают знаковое напр жение третьего канала передачи трехкратной ОФМ в соответствии с кодовой комбинацией передаваемых символов.By multiplying 30, the sign voltage of the third transmission channel of a three-time OFM is obtained in accordance with the code pattern of the transmitted symbols.

Claims

Invention Formula

A device for detecting the signals with double relative phase shift according to the author. St. № 1332558, distinguished5 1614129g

Moreover, in order to expand the pulse classifier, whose output is fully received signals, eleven keys are introduced to the second input of the eleventh loop multiplier, the output of which is a multiplier, the output of the first filter and the third output of the device, Fourth adders of the turned-up adder and subtractor, an output and a third pulse shaper, the output of the second low-pass filter connected to the first input one to the second inputs Eleventh VERT adder and multiplier, posledovatelnovychitatel, yet the Optional phase shifter is connected, and a fourth subtracter formyl-zovraschatelem to 22,5 °.