SU1584079A1 - Follow-up filter for discrete frequency-manipulated signals with uninterrupted phase - Google Patents
Follow-up filter for discrete frequency-manipulated signals with uninterrupted phase Download PDFInfo
- Publication number
- SU1584079A1 SU1584079A1 SU874303305A SU4303305A SU1584079A1 SU 1584079 A1 SU1584079 A1 SU 1584079A1 SU 874303305 A SU874303305 A SU 874303305A SU 4303305 A SU4303305 A SU 4303305A SU 1584079 A1 SU1584079 A1 SU 1584079A1
- Authority
- SU
- USSR - Soviet Union
- Prior art keywords
- frequency
- output
- symbol
- filter
- mixers
- Prior art date
Links
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Изобретение относитс к радиотехнике и может быть использовано в конкретных системах радиолокации и радионавигации. Целью изобретени вл етс повышение избирательности и точности оценки символьных частот. След щий фильтр содержит удвоитель 1 частоты, смесители 2, 3, 6 и 7, узколосные фильтры 4 и 5, полосовые фильтры 8 и 9, делители 10, 11 и 12 частоты на два. Включение на выходах смесителей 2 и 3 узкополосных фильтров 4 и 5 улучшают частотную селективность и пороговые свойства за счет пропускани из всего спектра сигнала только δ-выбросов, расположенных на символьных частотах "1" и "0". В качестве гетеродинирующих напр жений на смесители 2 и 6 канала символьной частоты "1" подаетс напр жение с выхода полосового фильтра 9 канала символьной частоты "0", а на смесители 3 и 7 канала символьной частоты "0" подаетс напр жение с выхода полосового фильтра 8. Двухкратное преобразование частоты с фильтрацией сигнала узкополосными фильтрами 4 и 5 на тактовой частоте в каждом канале при перекрестном гетеродинировании, а также использование свойств смесителей 6 и 7 в сочетании с выходными фильтрами 8 и 9 позвол ет формировать из двух колебаний модуль их разности и позвол ет повысить селективность и точность оценки символьных частот. 2 ил.The invention relates to radio engineering and can be used in specific radar systems and radio navigation. The aim of the invention is to increase the selectivity and accuracy of symbol frequency estimates. The following filter contains frequency doubler 1, mixers 2, 3, 6, and 7, narrow-band filters 4 and 5, band-pass filters 8 and 9, dividers 10, 11, and 12 frequencies into two. Switching on the outputs of mixers 2 and 3 of narrowband filters 4 and 5 improves the frequency selectivity and threshold properties by passing only δ-bursts from the entire spectrum of the signal located at symbol frequencies "1" and "0". As heterodyning voltages, the mixers 2 and 6 of the symbol frequency channel "1" are supplied from the output of the bandpass filter 9 of the channel of the symbol frequency "0", and the mixers 3 and 7 channels of the symbol frequency "0" are supplied from the output of the bandpass filter 8. Twice frequency conversion with signal filtering by narrowband filters 4 and 5 at a clock frequency in each channel during cross-linking, and also using the properties of mixers 6 and 7 in combination with output filters 8 and 9 allows to form Nij module their difference and permits to increase the selectivity and accuracy of the symbol frequency estimate. 2 Il.
Description
Фиг.11
Изобретение относитс к радиотехнике и может использоватьс в когерентных системах радиолокации, радионавигации , св зи дл вьщелени символьных частот 1 и О дискретных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой (ДЧМНФ).The invention relates to radio engineering and can be used in coherent radar systems, radio navigation, communications for the selection of the symbol frequencies 1 and O of discrete frequency-manipulated signals with a continuous phase (DFMNF).
Цель изобретени - повышение избирательности и точности оценки сим- вольных частот.The purpose of the invention is to increase the selectivity and accuracy of the estimation of arbitrary frequencies.
На фиг. 1 приведена структурна схема след щего фильтра;1на фиг. 2 - спектр дискретного частотно-манипули- рованного сигнала с непрерывной фазой прошедшего через удвоитель частоты.FIG. 1 shows a flowchart of the next filter; 1 in FIG. 2 - spectrum of a discrete frequency-manipulated signal with a continuous phase passing through a frequency doubler.
След щий фильтр содержит удвоитель 1 частоты, первый 2, второй 3 смесители, первый 4 и второй 5 узко- полосные фильтры, третий 6, четвер- тый 7 смесители, первый 8, второй 9 полосовые фильтры, первый 10, второй 11 и третий 12 делители частоты на два.The following filter contains frequency doubler 1, the first 2, the second 3 mixers, the first 4 and second 5 narrow-band filters, the third 6, the fourth 7 mixers, the first 8, the second 9 band filters, the first 10, the second 11 and the third 12 frequency dividers by two.
След щий фильтр работает следующим образом.. The following filter works as follows.
Входной ДЧМНФ сигнал с индексом манипул ции ,5 подаетс на вход удвоител 1 частоты, который преобразует спектр сигнала. В результате в спектре образуютс два выброса (фиг. 2):The input FMNF signal with a manipulation index, 5, is fed to the doubler 1 frequency input, which converts the spectrum of the signal. As a result, two spikes are produced in the spectrum (Fig. 2):
2,2,
G(2o/) GM(2uJ) +|- dkw- w,) 2+JV- we)«G (2o /) GM (2uJ) + | - dkw- w,) 2 + JV- we) "
где С(21))) -- 2(;)2+cos2(aM-)(c3b7 where C (21))) - 2 (;) 2 + cos2 (aM -) (c3b7
Первый смеситель 2, первый полосный фильтр 4, третий смеситель 6, первый полосовой фильтр 8 и первый, делитель 10 образуют канал 1 оцен- ки символьной частоты Ј1 (фиг. 2), а второй смеситель 3, второй узкополосный фильтр 5, четвертый смеситель 7, второй полосовой фильтр 9 и второй делитель 11 образуют канал О оценки символьной частоты Ј7, причем F .,.Ј,-Ј„, первый 4 и второй 5 узкополосные фильтры настроены на частоту 2, первый полосовой фильтр 8 настроен на частоту 2Fr, а второй полоThe first mixer 2, the first band-pass filter 4, the third mixer 6, the first band-pass filter 8 and the first, divider 10 form a channel 1 for estimating the symbol frequency Ј1 (Fig. 2), and the second mixer 3, the second narrow-band filter 5, the fourth mixer 7 , the second band-pass filter 9 and the second divider 11 form the channel O of the symbol frequency estimate Ј7, with F.,. Ј, -Ј „, the first 4 and second 5 narrow-band filters are tuned to frequency 2, the first band-pass filter 8 is tuned to frequency 2Fr, and second polo
Q Q
5 five
0 0
5five
00
5five
00
5five
JQ Jq
совой фильтр 9 настроен на частоту 2f, .Owl filter 9 is tuned to frequency 2f,.
С выхода удвоител 1 сигнал поступает одновременно на входы первого 2 и второго 3 смесителей, на выходе которых включены первый 4 и второй 5 узкополосные фильтры 4 и 5, улучшающие частотную селективность и пороговые свойства за счет пропускани из всего спектра сигнала только «Г-выбросов , расположенных на символьных частотах 1 и О (фиг.2).From the output of doubler 1, the signal simultaneously arrives at the inputs of the first 2 and second 3 mixers, the output of which includes the first 4 and second 5 narrowband filters 4 and 5, which improve the frequency selectivity and threshold properties due to passing only a signal from the whole spectrum located on the symbolic frequencies 1 and O (figure 2).
С выходов узкополосных фильтров отселектированные от шума полезные составл ющие спектра сигнала на тактовой частоте (FT) поступают на входы третьего 6 и четвертого 7 смесителей. Они восстанавливают символьную частоту сигнала, равную той, котора подаетс на входы первых смесителей.From the outputs of the narrow-band filters, the noise components selected from the noise spectrum at the clock frequency (FT) are fed to the inputs of the third 6 and fourth 7 mixers. They restore the symbol frequency of the signal, which is supplied to the inputs of the first mixers.
С выходов третьего 6 и четвертого 7 смесителей сигналы поступают на первый 8 и второй 9 полосовые фи-льт- ры с полосой пропускани df ,( +From the outputs of the third 6 and fourth 7 mixers, the signals arrive at the first 8 and second 9 bandpass filters with a passband of df, (+
+Faв канале 1 и 4f v 2l fe ++ Fa in channel 1 and 4f v 2l fe +
(KC„nl, V9° °(KC „nl, V9 ° °
+F-)в канале О. макс+ F-) in the channel O. max
В качестве гетеродинирующих напр жений на первый 2 и третий 6 смесители канала 1 подаетс напр жение с выхода второго полосового фильтра 9 канала О, а а второй 3 и четвертый 7 смесители канала О подаетс напр жение с выхода полосового фильтра 8 канала 1.As heterodyning voltages, the first 2 and third 6 mixers of channel 1 are supplied with voltage from the output of the second bandpass filter 9 of channel O, and the second 3 and fourth 7 mixers of channel O are supplied with voltage from the output of bandpass filter 8 of channel 1.
В режиме слежени за измен ющейс частотой входного сигнала символьные и тактовые частоты с измен ющимис приращени ми (за счет Допплеровского смещени ) удваиваютс во входном удвоителе. В первом смесителе 2 канала 1 происходит преобразование символьной частоты In the tracking mode for varying the frequency of the input signal, the symbol and clock frequencies with varying increments (due to the Doppler shift) are doubled in the input doubler. In the first mixer 2 of channel 1, the symbol frequency is converted
2Јf/1+F5,(t)- fe+Fao( 2(Fr + +uFd(t)} , где 4Fg(t)F5 (t)-Fae(t)Fr+F3 (t).2Јf / 1 + F5, (t) - fe + Fao (2 (Fr + + uFd (t)}, where 4Fg (t) F5 (t) -Fae (t) Fr + F3 (t).
В третьем смесителе 6 восстанавливаетс символьна частота 1 отфильтрованного сигнала:In the third mixer 6, the symbol frequency 1 of the filtered signal is restored:
2 FlT-fdF3(t) + fe+F3 (t) +2 FlT-fdF3 (t) + fe + F3 (t) +
+F+ F
з, (t)).h, (t)).
,при этом отношение сигнал/шум увелив, with the signal-to-noise ratio increasing
AGAG
ЛЈLЈ
ч/лрh / lr
раз.. Затем в первомagain .. then in the first
делителе 10 частота делитс в два раза дл получени оценочного значени . В результате на выходе канала 1 формируетс непрерывное колебание с частотой Ј,+Гд (t).divider 10 frequency is divided in two to obtain an estimated value. As a result, a continuous oscillation with a frequency of Ј, + Gd (t) is formed at the output of channel 1.
Во втором смесителе 3 канала О происходит преобразование частоты сигнала символов In the second mixer 3 channels O, the signal frequency of the symbols is converted.
2ff1+Fai(t)- fe+Fje t)J}-2$FT+ (t)) .2ff1 + Fai (t) - fe + Fje t) J} -2 $ FT + (t)).
В четвертом смесителе 7 канала О восстанавливаетс удвоенное значение частотыIn the fourth mixer 7 of channel O, the frequency doubled
2{Ј1+F,i(t)- FT+4F$(t) +2 {Ј1 + F, i (t) - FT + 4F $ (t) +
+F, (t)j. °t+ F, (t) j. ° t
с выигрышем в отношении сигнал/шум, как в канале 1.with a signal / noise ratio, as in channel 1.
Второй делитель 11 формирует оценку текущего значени частоты символов О, т.е. ).The second divider 11 forms an estimate of the current value of the symbol frequency O, i.e. ).
Третий делитель 12 из удвоенного значени отфильтрованного сигнала тактовой частоты формирует оценку текущего значени тактовой частоты Fr+4F(t) также с выигрышем в отношении сигнал/шум, как в канале 1. The third divider 12 from the doubled value of the filtered clock signal forms an estimate of the current value of the clock frequency Fr + 4F (t) also with a gain in the signal-to-noise ratio, as in channel 1.
Таким образом, введение двукратного преобразовани частоты с фильтрацией сигнала уэкополосными фильтрами на тактовой частоте в каждом канале при перекрестном гетеродинировании а также использование свойств смесител в сочетании с выходным фильтром формировать из двух колебаний модуль их разности позвол ют повысить селекoThus, the introduction of a double frequency conversion with filtering the signal with UE band filters at the clock frequency in each channel during cross-linking and also using the properties of the mixer in combination with the output filter to form the difference between two oscillations
5 five
0 0
5 050
тивность и точность оценки символьных частот.effectiveness and accuracy of symbol frequency estimation.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU874303305A SU1584079A1 (en) | 1987-09-07 | 1987-09-07 | Follow-up filter for discrete frequency-manipulated signals with uninterrupted phase |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU874303305A SU1584079A1 (en) | 1987-09-07 | 1987-09-07 | Follow-up filter for discrete frequency-manipulated signals with uninterrupted phase |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SU1584079A1 true SU1584079A1 (en) | 1990-08-07 |
Family
ID=21326724
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SU874303305A SU1584079A1 (en) | 1987-09-07 | 1987-09-07 | Follow-up filter for discrete frequency-manipulated signals with uninterrupted phase |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
SU (1) | SU1584079A1 (en) |
-
1987
- 1987-09-07 SU SU874303305A patent/SU1584079A1/en active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
1982, №4, с. 63, рис. 6. * |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4309769A (en) | Method and apparatus for processing spread spectrum signals | |
US2976408A (en) | Synchronous selectivity receiver | |
US4180779A (en) | QPSK Demodulator with two-step quadrupler and/or time-multiplexing quadrupling | |
SU1584079A1 (en) | Follow-up filter for discrete frequency-manipulated signals with uninterrupted phase | |
US6985710B1 (en) | Image rejection mixer for broadband signal reception | |
US4962534A (en) | Frequency-diversity receiver system | |
SU1626436A1 (en) | Device for receiving wide-band linear frequency-modulated signals | |
RU2173862C2 (en) | Method and device for processing radio signals of navigation satellites gps and glonass | |
SU350130A1 (en) | ||
RU2115251C1 (en) | Receiver of noise-like phase-shift keyed signals | |
RU2007885C1 (en) | Device for reception of signals having linear frequency modulation | |
SU1555896A2 (en) | Device for reception of wide-band signals with linear frequency modulation | |
RU2065666C1 (en) | Device for separation of two frequency-modulated signals overlapping spectrum | |
SU489241A1 (en) | Seek Automatic Frequency Tuning Device to Receive Multi-Channel Frequency Telegraphy Transmissions | |
SU771895A2 (en) | Device for coherent adding of frequency-diversity radio signals | |
SU1596479A1 (en) | Receiver of broad-band linear fm signals | |
SU1239877A1 (en) | Device for searching for noise signal | |
SU234477A1 (en) | ||
SU1246020A1 (en) | Dispersion analyzer of spectrum | |
RU2127018C1 (en) | Synchronous detector incorporating noise rejection provision | |
SU1022313A1 (en) | Device for suppressing narrow-band noise | |
RU2106746C1 (en) | Receiver of modulated periodic signal | |
SU1515390A2 (en) | Device for demodulating phase-manipulated signals | |
Al-Araji et al. | A direct conversion vhf receiver | |
RU2005992C1 (en) | Indication device |