SU1577014A1 - Resonant converter - Google Patents
Resonant converter Download PDFInfo
- Publication number
- SU1577014A1 SU1577014A1 SU884442421A SU4442421A SU1577014A1 SU 1577014 A1 SU1577014 A1 SU 1577014A1 SU 884442421 A SU884442421 A SU 884442421A SU 4442421 A SU4442421 A SU 4442421A SU 1577014 A1 SU1577014 A1 SU 1577014A1
- Authority
- SU
- USSR - Soviet Union
- Prior art keywords
- capacitor
- resonant
- input
- frequency
- acoustic noise
- Prior art date
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Изобретение относитс к электротехнике и может использоватьс в источниках вторичного электропитани . Цель изобретени - снижение акустических шумов путем повышени нижнего предела частоты коммутации. В резонансный конвертор, содержащий управл емый ключ, трансформатор, коммутирующую резонансную цепочку и выходной фильтр, введена буферна резонансна цепочка, состо ща из конденсатора и дроссел . Изобретение позвол ет создавать источники питани с широким диапазоном изменени токов нагрузки без генерации акустических шумов. 2 ил.This invention relates to electrical engineering and can be used in secondary power supply sources. The purpose of the invention is to reduce acoustic noise by increasing the lower limit of the switching frequency. In the resonant converter containing a controllable key, a transformer, a switching resonant circuit, and an output filter, a buffer resonant circuit consisting of a capacitor and throttles is introduced. The invention makes it possible to create power sources with a wide range of variation of load currents without generating acoustic noise. 2 Il.
Description
Изобретение относитс к электротехнике и может быть использовано в источниках вторичного электропитани The invention relates to electrical engineering and can be used in sources of secondary power supply.
Целью изобретени вл етс снижение акустических шумов путем повышени нижнего предела частоты коммутации.The aim of the invention is to reduce acoustic noise by increasing the lower limit of the switching frequency.
На фиг. 1 представлена принципиальна схема резонансного конвертора; на фиг. 2 - эпюры токов и напр жений.FIG. 1 is a schematic diagram of a resonant converter; in fig. 2 - diagrams of currents and voltages.
Конвертор содержит входные выводы 1 и 2. С входным выводом 1 соединен коллектор транзисторного ключа 3, эмиттер которого соединен с входным выводом 2 через первичную обмотку 4 трансформатора 5, вторична обмотка 6 которого через первый дроссель 7 и диод 8 соединена с первым конденсатором 9 и с одним из выводов второго дроссел 10, второй вывод которого соединен с вторым конденсатором 11 и с входом DLC-фильтра 12, состо щего из обратного диода 13, дроссел 14 и третьего конденсатора 15, соединенного параллельно цепи нагрузки 16, при этом управл ющийThe converter contains input terminals 1 and 2. The input terminal 1 is connected to the collector of transistor switch 3, the emitter of which is connected to the input terminal 2 via the primary winding 4 of the transformer 5, the secondary winding 6 of which is connected to the first capacitor 9 and the diode 8 one of the terminals of the second throttle 10, the second terminal of which is connected to the second capacitor 11 and to the input of the DLC filter 12, consisting of a reverse diode 13, throttles 14 and the third capacitor 15 connected in parallel to the load circuit 16, while controlling
вывод транзисторного ключа 3 соединен с выходом блока 17 управлени .the output of the transistor switch 3 is connected to the output of the control unit 17.
Резонансный конвертор работает следующим образом.Resonant Converter works as follows.
От источника посто нного напр жени к входным выводам 1 и 2 прикладываетс посто нное напр жение. На управл ющий вывод транзисторного ключа 3 подаютс импульсы от блока 17 управлени , открывающие транзисторный ключ 3, через который протекает ток, форма импульса которого близка к синусоидальной благодар резонансным свойствам первой цепочки, состо щей из дроссел 7 и конденсатора 9. Данный ток зар жает первый конденсатор 9 до значени , примерно равного удвоенному значению напр жени источника питани , приведенного к вторичной обмотке трансформатора 5. После отключени транзисторного ключа 3 и закрыти диода 8 накопленна энерги в первом конденсаторе 9 передаетс через буферную резонансную цепочку, состо щую из вторых дроссел 10From a constant voltage source, a constant voltage is applied to the input terminals 1 and 2. The control output of the transistor switch 3 is pulsed from the control unit 17, which opens the transistor switch 3, through which a current flows, the pulse shape of which is close to sinusoidal due to the resonant properties of the first chain consisting of droplets 7 and capacitor 9. This current charges the first the capacitor 9 to a value approximately equal to twice the value of the voltage of the power source, reduced to the secondary winding of the transformer 5. After turning off the transistor switch 3 and closing the diode 8, the stored energy in by a moat, the capacitor 9 is transmitted through a buffer resonant chain consisting of second throttles 10
(Л(L
СWITH
сл чcl
sjsj
оabout
и конденсатора 11 и через DLC-филыр 12 на нагрузку 16.and capacitor 11 and through DLC-filyr 12 to load 16.
На эпюрах фиг. 2 представлены входной ток I0x(t), емкостный ток первого конденсатора 1Ск(0, ток индуктивности буферной цепочки LB (t) и напр жение на первом конденсаторе UCK(t).The plots of FIG. Figure 2 shows the input current I0x (t), the capacitive current of the first capacitor 1Cc (0, the inductance current of the buffer chain LB (t), and the voltage on the first capacitor UCK (t).
В предлагаемой схеме (фиг, 1) входной ток равен суммеIn the proposed scheme (FIG. 1), the input current is equal to the sum
iux(t) icK(t) + lLB(t),iux (t) icK (t) + lLB (t),
причем ток индуктивности буферной резонансной цепочки ILB не вл етс посто нной величиной, а зависит от периода Т. В отличие от схемы известного конвертора, содержащей обратный диод, DLC-фильтр, иключенным плраллельно первой емкости, который и, к;;ч 11 1ст режим перезар да згой емкости, в схеме фиг, 1 такой перезар д не только возможен, но и желателен-, так как в этом случае збзможна эффективна амплитудно-частотна модул ци (АЧИМ), при которой уменьшение частоты приводит не к росту амплитуды тока 1Скт, а к ее падению.moreover, the inductance current of the buffer resonant ILB chain is not a constant value, but depends on the period T. In contrast to the circuit of the well-known converter containing a reverse diode, a DLC filter switched off of the first capacitance, which, k; recharge and capacitance, in the scheme of FIG. 1, such recharge is not only possible, but also desirable, since in this case an effective amplitude-frequency modulation (ACIM) is possible, in which a decrease in the frequency does not lead to an increase in the amplitude of the current 1 C but to her fall.
Дл этою необходимо переставить диод DLC-фильтра и мен ть частоту (соответственно период Т) правее точки А (фиг. 2), i.e. правее точки, когда напр жение на первом конденсаторе примет максимально возможное отрицательное значение.For this, it is necessary to rearrange the diode of the DLC filter and change the frequency (respectively, period T) to the right of point A (Fig. 2), i.e. to the right of the point when the voltage on the first capacitor takes the maximum possible negative value.
В этом случае увеличение периода (т.е. уменьшение частоты), при условии, что длительность импульса tn мен етс незначительно , уменьшает коэффициент заполнени , т.е. способствует снижению напр жени на нагрузке.In this case, an increase in the period (i.e., a decrease in frequency), provided that the pulse duration tn varies slightly, decreases the fill factor, i.e. helps to reduce stress on the load.
Одновременно с этим уменьшаетс амплитуда токаAt the same time, the current amplitude decreases.
1 -Е-иск(Т) I 1 -E-suit (T) I
ч. к/с кh / s to
где Ј - напр жение источника питани ; Lk, Ck - соответственно индуктивность и емкость резонансной цепочки, (здесь UCK(T) - остаточное значение напр жени на первом конденсаторе в конце периода), так как правее точки А с ростом Т абсолютное значение ШскСП снижаетс .where Ј is the voltage of the power source; Lk, Ck are the inductance and capacitance of the resonant chain, respectively (here, UCK (T) is the residual value of the voltage on the first capacitor at the end of the period), since to the right of point A with an increase in T the absolute value of the multiplier decreases.
Наибольшее значение разность напр жений Е - (Т) достигает в точке А, а наименьшее в точке С Если период включени соответствует не точке В, как на фиг. 2, а точке С, то процесс зар да первого конденсатора не состоитс и напр жение на нагрузке упадет до нул . Таким образом, относительно небольшое изменение перио- да, а следовательно, и частоты может существенно изменить напр жение на нагрузке. The largest difference in voltage E - (T) reaches at point A, and the smallest at point C. If the switching on period does not correspond to point B, as in FIG. 2, and point C, the process of charging the first capacitor is not composed and the voltage across the load drops to zero. Thus, a relatively small change in the period, and hence in the frequency, can significantly change the voltage across the load.
Подбира параметры схемы (фиг. 1), можноSelecting the parameters of the scheme (Fig. 1), you can
добитьс оптимальной частотной характеристики , обеспечивающей повышение ниж to achieve the optimal frequency response, providing an increase in the lower
чего предела частоты, а значит снижение акустических шумов.What is the frequency limit, which means a reduction in acoustic noise.
Стабильна работа конвертора при условии посто нства волновых сопротивпений цепочек LiCi и UC2 возможна тогда, когда собственна частота буферной цепочки меньше частоты LiCi в нечетное число раз, причем наибольший практический интерес представл ет собой, когда собствеима частота незатухающих колебаний буферной резонансной цепочки L.2C2 в три раза меньше собственной частоты коммутирующей цепочки Ltd. В этом случае входной ток будет проходить через нуль вStable operation of the converter under the condition of constant wave resistances of the LiCi and UC2 chains is possible when the intrinsic frequency of the buffer chain is less than the frequency of LiCi by an odd number of times, and the most practical interest is when the frequency of undamped oscillations of the buffer resonant L.2C2 circuit times less than the natural frequency of the switching chain Ltd. In this case, the input current will pass through zero in
момент времени to 1,5 Ст- Это соответствует услови м.point in time to 1.5 St - This meets the conditions.
U.U.
CiCi
kk
С2C2
где 1и, 1.2, Ci, C2 - индуктивность и емкость резонансного контура первичной и вторичной цепей. Если ключ 3 размыкаетс в момент времени to, то обе резонансных цепочки окажутс соединенными последовательно и полупериод незатухающих колебаний объединенного контура будет равенwhere 1i, 1.2, Ci, C2 - inductance and capacitance of the resonant circuit of the primary and secondary circuits. If key 3 is opened at time point to, then both resonant chains will be connected in series and the half-period of continuous oscillations of the combined circuit will be equal to
Хок Я Сэ Hawk I Sae
00
5five
00
;rV(U+L2) ; rV (U + L2)
Ci CiCi Ci
5 five
0 55 0 55
С1 +С2C1 + C2
где U, Сэ - эквивалентные индуктивность и емкость резонансного контура первичной и вторичной цепей. За врем tox напр жение i ia конденсаторе Ci достигнет своего максимально возможного отрицательного значени .where U, Ce - equivalent inductance and capacitance of the resonant circuit of the primary and secondary circuits. During the time tox, the voltage i ia to the capacitor Ci will reach its maximum possible negative value.
Минимально возможное значение периода при этом равно гмин ТА + T.QK. Как уже отмечалось, область регулировани должна находитьс правее точки А (фиг. 2), поэтому период Тмин должен соответствовать максимально возможному значению частотыThe minimum possible value of the period is equal to the commune TA + T.QK. As already noted, the regulation area should be to the right of point A (Fig. 2), therefore the period Tmin should correspond to the maximum possible frequency value
включени транзистора Гмакс- Всеturn on the transistor Gmax- All
Т МИНT MIN
это позвол ет сформулировать требовани к выбору режимов конвертора и его параметрам следующим образом: IA - длительность протекани тока базы силового транзистора должна быть равнаThis allows us to formulate the requirements for the choice of converter modes and its parameters as follows: IA - the duration of the current flow of the base of the power transistor should be equal to
ТА 1.5 Л.1 Ci : максимальна частота коммутации:TA 1.5 L.1 Ci: maximum switching frequency:
ff
.H-4-f..H-4-f.
- и 9LiCi l 2C2 - and 9LiCi l 2C2
соотношени параметров первого и второго резонансного контуров: Li L2the ratio of the parameters of the first and second resonant circuits: Li L2
Ci С2Ci C2
Таким образом, достигаемый положительный эффект, состо щий прежде всего в повышении нижнего предела частот регулировани , обусловлен не только введением дополнительной буферной резонансной цепочкой U, С2, но и перестановкой диода DLC-фильтра, который включаетс не параллельно первому конденсатору 9, а параллельно второму конденсатору 11.Thus, the achieved positive effect, which consists primarily in raising the lower limit of the control frequencies, is due not only to the introduction of an additional buffer resonance circuit U, C2, but also to the permutation of the diode of the DLC filter, which is not connected parallel to the first capacitor 9, but parallel to the second capacitor eleven.
В результате напр жение на первом конденсаторе U« может принимать отрицательные значени , а ток через дроссель буферной цепочки ILB не будет посто нным, а зависит от периода Т, что создает предпосылки дл эффективного использовани АЧИМ и повышени нижнего предела частоты регулировани .As a result, the voltage on the first capacitor U "may be negative, and the current through the choke of the ILB buffer chain will not be constant, but depends on the period T, which creates prerequisites for the effective use of the ACIMS and an increase in the lower limit of the control frequency.
Все это позвол ет снизить уровень аку ( стических шумов. Кроме того, предлагаема All this allows to reduce the level of aku (static noise. In addition, the proposed
схема резонансного конвертора позвол етthe resonant converter circuit allows
создавать источники питани с широким диапазоном изменени токов нагрузки без генерации акустических шумов.create power sources with a wide range of load current variations without generating acoustic noise.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU884442421A SU1577014A1 (en) | 1988-06-15 | 1988-06-15 | Resonant converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU884442421A SU1577014A1 (en) | 1988-06-15 | 1988-06-15 | Resonant converter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SU1577014A1 true SU1577014A1 (en) | 1990-07-07 |
Family
ID=21382121
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SU884442421A SU1577014A1 (en) | 1988-06-15 | 1988-06-15 | Resonant converter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
SU (1) | SU1577014A1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2709453C2 (en) * | 2018-01-09 | 2019-12-18 | Общество с ограниченной ответственностью "Эфре Поиск" | Quasi-resonance single-cycle forward-path voltage converter with switching at zero current |
-
1988
- 1988-06-15 SU SU884442421A patent/SU1577014A1/en active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Патент US № 4263642, кл. 363-17, 1981. Патент US №4415959, кл. 363-21, 1983. * |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2709453C2 (en) * | 2018-01-09 | 2019-12-18 | Общество с ограниченной ответственностью "Эфре Поиск" | Quasi-resonance single-cycle forward-path voltage converter with switching at zero current |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5481447A (en) | Switched capacitance voltage multiplier with commutation | |
EP0336642A1 (en) | Excitation supply for gas discharge tubes | |
US4445166A (en) | High voltage converter | |
US4301499A (en) | Inverter circuit with current equalization | |
SU1577014A1 (en) | Resonant converter | |
TW490999B (en) | Piezoelectric transformer driver circuit | |
SU1615848A1 (en) | High-frequency single-end converter | |
SU1658333A1 (en) | Controlled ac-to-ac voltage converter | |
JPS55122478A (en) | Single-ended high-frequency-switching-type power supply | |
SU1091284A2 (en) | D.c. voltage-to-d.c. voltage converter | |
RU2039409C1 (en) | Power supply unit of piezoelectric motor | |
SU1663719A1 (en) | Single-ended constant voltage converter | |
SU669458A1 (en) | Pulsed dc voltage converter | |
SU1741243A1 (en) | D c / d c converter | |
SU1272419A1 (en) | D.c.voltage converter | |
SU1051700A1 (en) | Pulse-width modulator | |
SU1130839A1 (en) | Pulse stabilizer of ac voltage | |
SU1177887A1 (en) | Generator of current pulses | |
SU1361688A1 (en) | D.c.voltage pulse converter | |
SU1767647A1 (en) | Voltage transformer | |
SU1594667A1 (en) | Device for charging storage capacitor | |
SU1737664A1 (en) | Regulated single-cycle voltage converter | |
SU1095328A1 (en) | Stabilized d.c. voltage converter | |
SU928562A1 (en) | Converter | |
SU1056168A1 (en) | Stabilized d.c. converter |