RU2709453C2

RU2709453C2 - Quasi-resonance single-cycle forward-path voltage converter with switching at zero current

Info

Publication number: RU2709453C2
Application number: RU2018100359A
Authority: RU
Inventors: Николай Николаевич Горяшин; Александр Сергеевич Сидоров
Original assignee: Общество с ограниченной ответственностью "Эфре Поиск"
Priority date: 2018-01-09
Filing date: 2018-01-09
Publication date: 2019-12-18
Also published as: RU2018100359A; RU2018100359A3

Abstract

FIELD: electrical engineering.SUBSTANCE: disclosed power supply comprises a quasi-resonance single-cycle forward-path voltage converter with switching at zero current and half-wave resonance cycle, comprising primary single-cycle inverter, inverter control circuit, pulse transformer, resonant circuit, half-wave rectifier, output inductive-capacitive filter. Distinctive feature of the source is that control of the key element of the inverter, which can be built according to the "skew bridge" scheme, containing two switches, or according to the scheme of the single-cycle forward-path converter, containing one transistor key, is implemented so that irrespective of input voltage and load power duration of key control pulse is always equal to duration of half-wave of resonant cycle current. Technical result consists in that the duration of the open state of the primary inverter switches will always be the lowest possible from the point of view of the used resonance mode.EFFECT: amplitude of magnetizing current of primary winding of high-frequency transformer, and hence losses for remagnetization always will be minimum.1 cl, 2 dwg

Description

Изобретение относится к преобразовательной технике, в частности к источникам вторичного электропитания. Технический результат - снижение динамических потерь в магнитопроводе импульсного трансформатора квазирезонансного преобразователя напряжения при регулировании в широком диапазоне изменения тока нагрузки.The invention relates to a conversion technique, in particular to sources of secondary power supply. EFFECT: reduced dynamic losses in the magnetic circuit of a pulse transformer of a quasi-resonant voltage converter during regulation in a wide range of load current changes.

Известно, что применение высокочастотных импульсных преобразователей напряжения с коммутацией электронных ключей при нулевых значениях тока позволяют снизить динамические потери на переключение, что дает возможность повышения частоты преобразования без существенного снижения КПД, а это в свою очередь позволяет сократить массу и габариты элементов фильтра и высокочастотных импульсных трансформаторов. Таким образом, улучшаются технико-эксплуатационные характеристики источника питания в целом. Однако, как известно, динамические потери в магнитопроводе импульсного трансформатора зависят от частоты по квадратичному закону, а от амплитуды перемагничивания по параболическому закону. Таким образом, с повышением частоты преобразования доля динамических потерь в трансформаторе будет повышаться. Поэтому актуальным является разработка способов минимизировать амплитуду перемагничивания магнитопровода импульсного трансформатора.It is known that the use of high-frequency switching voltage converters with electronic key switching at zero current values allows reducing dynamic switching losses, which makes it possible to increase the conversion frequency without significantly reducing efficiency, and this, in turn, reduces the weight and dimensions of filter elements and high-frequency pulse transformers . Thus, the technical and operational characteristics of the power source as a whole are improved. However, as you know, the dynamic losses in the magnetic circuit of a pulse transformer depend on the frequency according to the quadratic law, and on the magnetization reversal amplitude according to the parabolic law. Thus, with an increase in the conversion frequency, the proportion of dynamic losses in the transformer will increase. Therefore, it is relevant to develop ways to minimize the magnetization reversal amplitude of the pulse transformer magnetic circuit.

Предлагаемое техническое решение предназначено для создания источников питания с гальванической развязкой для диапазона мощностей до сотен ватт и рабочим напряжением в первичной сети до нескольких сотен вольт.The proposed technical solution is designed to create power supplies with galvanic isolation for a power range of up to hundreds of watts and an operating voltage in the primary network of up to several hundred volts.

Известно техническое решение - источник питания, описанное в [Патент на полезную модель 166986 РФ. Источник питания светодиодного светильника с повышенным ресурсом], в составе которого квазирезонансный преобразователь напряжения с переключением при нулевых значениях тока, состоящий из первичного инвертора, формирующего импульсы напряжения близкие к прямоугольной форме, импульсного трансформатора, выходного выпрямителя, резонансного контура, состоящего из индуктивного элемента и резонансного конденсатора, рекуперативного диода, выходного индуктивного фильтра, схемы управления квазирезонансным преобразователем, состоящей из схемы управления транзисторными ключами инвертора, формирователя импульса, генератора управляемого напряжением (ГУН), усилителя рассогласования, источника опорного напряжения, измерителя тока, к выходу подключена нагрузка. К недостаткам данного устройства можно отнести то, что формирователь импульса управления ключами инвертора всегда генерирует импульс фиксированной длительности. При этом его длительность должна быть заведомо больше, чем максимальная длительность полуволны тока одного резонансного цикла. Таким образом, при снижении тока нагрузки длительность полуволны тока, протекающего через ключи первичного инвертора, будет снижаться, а длительность открытого состояния ключей оставаться фиксированной, как и амплитуда перемагничивания сердечника трансформатора.A technical solution is known - the power source described in [Patent for utility model 166986 of the Russian Federation. Power supply for LED lamp with increased life], which includes a quasi-resonant voltage converter with switching at zero current values, consisting of a primary inverter generating voltage pulses close to a rectangular shape, a pulse transformer, an output rectifier, a resonant circuit, consisting of an inductive element and a resonant capacitor, regenerative diode, inductive filter output, control circuit of a quasi-resonant converter, consisting of Controls for transistor switches of the inverter, pulse shaper, voltage-controlled generator (VCO), mismatch amplifier, reference voltage source, current meter, a load is connected to the output. The disadvantages of this device include the fact that the pulse shaper control keys of the inverter always generates a pulse of a fixed duration. Moreover, its duration must be deliberately greater than the maximum duration of the half-wave current of one resonant cycle. Thus, when the load current decreases, the half-wave duration of the current flowing through the keys of the primary inverter will decrease, and the duration of the open state of the keys will remain fixed, as well as the amplitude of the magnetization reversal of the transformer core.

Для оптимального режима перемагничивания трансформатора в преобразователе рассматриваемого типа необходимо, чтобы длительность импульса управления ключами всегда была равна длительности полуволны тока резонансного цикла. Это позволит минимизировать динамические потери в магнитопроводе импульсного трансформатора.For the optimal mode of magnetization reversal of the transformer in the converter of the type under consideration, it is necessary that the duration of the key control pulse is always equal to the duration of the half-wave current of the resonant cycle. This will minimize dynamic losses in the magnetic circuit of a pulse transformer.

Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение - снижение амплитуды перемагничивания импульсного трансформатора при широкодиапазонном регулировании тока нагрузки.The problem to which the invention is directed is to reduce the magnetization reversal amplitude of a pulse transformer with wide-range regulation of the load current.

На фиг. 1 показана структурная схема источника питания. Источник питания содержит квазирезонансный преобразователь напряжения, состоящий из первичного однотактного инвертора (в данном случае приведена схема, известная как "косой мост"), формирующего импульсы напряжения близкие к прямоугольной форме, импульсного трансформатора 11, выходного выпрямителя 12, резонансного контура, состоящего из индуктивного элемента 13 и резонансного конденсатора 15, рекуперативного диода 14, выходного фильтра, состоящего из дросселя 16 и конденсатора 17, схемы управления квазирезонансным преобразователем, состоящей из генератора управляемого напряжением (ГУН) 1, формирователя импульса фиксированной длительности 2, логического сумматора 4, формирователя импульса 3 с измерителя тока 10, схемы управления МДП-ключами 7.In FIG. 1 shows a block diagram of a power source. The power source contains a quasi-resonant voltage converter, consisting of a primary single-phase inverter (in this case, a circuit known as an oblique bridge is shown) that generates voltage pulses close to a rectangular shape, a pulse transformer 11, an output rectifier 12, and a resonant circuit consisting of an inductive element 13 and a resonant capacitor 15, a regenerative diode 14, an output filter consisting of a choke 16 and a capacitor 17, a control circuit of a quasi-resonant converter, consisting th from a voltage-controlled oscillator (VCO) 1, a pulse shaper of a fixed duration 2, a logic adder 4, a pulse shaper 3 with a current meter 10, a control circuit of the MIS keys 7.

Источник, схема которого приведена на фиг. 1, работает следующим образом. В первичной цепи преобразователь построен по любой известной схеме прямоходового однотактного преобразователя напряжения. Коммутация транзисторных ключей первичного инвертора при нулевом токе достигается за счет того, что в силовой цепи преобразователя добавлен резонансный контур, образованный индуктивным компонентом 13 и резонансным конденсатором 15, причем индуктивность рассеяния трансформатора принимает участие в резонансном цикле, т.к. индуктивный элемент 13 электрически соединен последовательно с индуктивностью рассеяния трансформатора 11 и может быть подключен как перед выпрямителем, так и после него, а также в первичной цепи последовательно с первичной обмоткой трансформатора 11. Используемый резонансный режим известен, как режим коммутации при нулевых значениях тока с половиной волны резонансного цикла. При появлении отпирающего сигнала управления на транзисторных ключах 6 и 9 первичного инвертора ток через ключи в первичной цепи и пропорционально коэффициенту трансформации импульсного трансформатора 11 ток во вторичной цепи будут нарастать линейно до тех пор, пока ток во вторичной цепи через индуктивный элемент 13 и выпрямитель 12 не станет равным текущему значению тока дросселя 16. В этот момент рекуперативный диод 14 запирается и токи в первичной и вторичной цепях будут изменяться по гармоническому закону за счет резонансного процесса до тех пор, пока их значения не станут равным нулю. Как только это произойдет, в тот же момент времени выпрямитель 13 запирается, тем самым не давая продолжаться резонансному процессу со сменой знака тока, и оставшаяся энергия, запасенная в конденсаторе резонансного контура 15, будет расходоваться в нагрузку через выходной дроссель 16 в течение времени, равном tраз=(Cp*Uc(tзап))/Iн, где tраз - время разряда конденсатора 15 резонансного контура, Ср - значение емкости конденсатора 15, Uc(tзап) - напряжение на обкладках конденсатора 15 в тот момент, когда выпрямитель 13 запирается, Iн - текущее значение тока нагрузки (допуская, что ток нагрузки постоянен или его отклонения внутри цикла преобразования несущественны). По достижению напряжения на конденсаторе 15 нуля, рекуперативный диод 14 отпирается и энергия, запасенная в дросселе 16, расходуется в нагрузку. Далее цикл повторяется с момента отпирания транзисторных ключей инвертора. Диоды 5 и 8 необходимы для того чтобы после того как транзисторный ключи закроются энергия запасенная за счет индуктивности намагничивания первичной обмотки возвращалась в первичный источник, что позволяет осуществлять перемагничивание трансформатора по симметричному циклу.The source circuit of which is shown in FIG. 1, works as follows. In the primary circuit, the converter is built according to any known direct-current single-cycle voltage converter. Switching the transistor switches of the primary inverter at zero current is achieved due to the fact that the resonant circuit formed by the inductive component 13 and the resonant capacitor 15 is added to the converter’s power circuit, and the transformer inductance is involved in the resonant cycle, because the inductive element 13 is electrically connected in series with the dissipation inductance of the transformer 11 and can be connected both before and after the rectifier, as well as in the primary circuit in series with the primary winding of the transformer 11. The resonant mode used is known as the switching mode at zero currents and a half waves of a resonant cycle. When the trigger control signal appears on the transistor switches 6 and 9 of the primary inverter, the current through the keys in the primary circuit and in proportion to the transformation coefficient of the pulse transformer 11, the current in the secondary circuit will increase linearly until the current in the secondary circuit through the inductive element 13 and the rectifier 12 will become equal to the current value of the inductor current 16. At this moment, the regenerative diode 14 is locked and the currents in the primary and secondary circuits will change in harmonic law due to the resonance process d as long as their values do not become zero. As soon as this happens, the rectifier 13 is locked at the same time, thereby preventing the resonance process from continuing with the current sign changing, and the remaining energy stored in the capacitor of the resonant circuit 15 will be consumed into the load through the output inductor 16 for a time equal to traz = (Cp * Uc (tzap)) / In, where traz is the discharge time of the capacitor 15 of the resonant circuit, Cp is the value of the capacitor 15, Uc (tzap) is the voltage across the plates of the capacitor 15 at the moment when the rectifier 13 is locked, In - current value of current narrow (assuming that the load current is constant or insignificant deviation in the cycle conversion). Upon reaching the voltage across the capacitor 15 zero, the regenerative diode 14 is unlocked and the energy stored in the inductor 16 is consumed in the load. Next, the cycle is repeated from the moment the transistor keys of the inverter are unlocked. Diodes 5 and 8 are necessary so that after the transistor switches are closed, the energy stored due to the magnetization inductance of the primary winding is returned to the primary source, which allows the magnetization reversal of the transformer in a symmetrical cycle.

Время отпирания и запирания транзисторных ключей 6 и 9 формируется предлагаемым устройством управления, которое работает следующим образом. Сигнал на выходе ГУН 1, частота которого определяется сигналом, поступающим на вход ГУН 1 (имеется ввиду сигнал рассогласования между сигналом обратной связи и опорным сигналом, например, в случае использования преобразователя, как стабилизатора напряжения), подается на вход формирователя импульса 2, который вырабатывает импульс фиксированной длительности. При этом длительность не должна превышать половины длительности полуволны тока, протекающего через ключи 6 и 9, при минимальных значениях тока нагрузки и входного напряжения. Далее сигнал поступает на один из входов элемента логического "ИЛИ" 4, с выхода которого на вход устройства управления полевыми транзисторами 7, известного как МДП-драйвер. На второй вход логического сумматора 4 поступает сигнал с формирователя импульса 3, длительность которого определяется сигналом с датчика тока 10. Таким образом, длительность открытого состояния ключей 6 и 9 будет всегда равна длительности полуволны тока независимо от изменения нагрузки преобразователя или питающего напряжения. При этом всегда будет осуществляться режим запирания при нулевых значениях тока. На фиг. 2 показаны временные диаграммы, поясняющие работу предлагаемого устройства, полученные в результате компьютерного моделирования схемы представленной на фиг. 1 при половине тока нагрузки от номинального значения. Здесь кривые 18, 19, 20 и 21 - это ток намагничивания первичной обмотки трансформатора, напряжение, приложенное к первичной обмотке трансформатора, резонансный ток, протекающий в цепи электронных ключей, импульс управления ключами, соответственно. Пунктиром показаны кривые при увеличенной (фиксированной) длительности импульса управления.The unlocking and locking time of the transistor switches 6 and 9 is formed by the proposed control device, which operates as follows. The signal at the output of the VCO 1, the frequency of which is determined by the signal supplied to the input of the VCO 1 (meaning the error signal between the feedback signal and the reference signal, for example, in the case of using a converter as a voltage stabilizer), is fed to the input of a pulse shaper 2, which generates pulse of fixed duration. Moreover, the duration should not exceed half the duration of the half-wave current flowing through the switches 6 and 9, with the minimum values of the load current and input voltage. Next, the signal is fed to one of the inputs of the logical OR element 4, the output of which is to the input of the field-effect transistor control device 7, known as the MIS driver. The second input of the logical adder 4 receives a signal from the pulse shaper 3, the duration of which is determined by the signal from the current sensor 10. Thus, the duration of the open state of the keys 6 and 9 will always be equal to the duration of the half-wave current, regardless of the change in the load of the converter or the supply voltage. In this case, the locking mode will always be carried out at zero current values. In FIG. 2 shows time diagrams explaining the operation of the proposed device obtained as a result of computer simulation of the circuit shown in FIG. 1 at half load current from rated value. Here, curves 18, 19, 20, and 21 are the magnetization current of the transformer primary winding, the voltage applied to the transformer primary winding, the resonant current flowing in the electronic key circuit, and the key control pulse, respectively. The dashed lines show the curves with an increased (fixed) duration of the control pulse.

Claims

A quasi-resonant single-phase forward-voltage converter with switching at zero current and a half wave of the resonant cycle, comprising a primary single-phase inverter, an inverter control circuit, a pulse transformer, a resonant circuit, a half-wave rectifier, an inductive-capacitive output filter, characterized in that the inverter switch control circuit contains a block control of MOS transistors, to the input of which a signal is supplied from the output of the logical adder, to one of the inputs of which a signal is supplied from a pulse generator of a fixed duration, to the input of which a signal is supplied in the form of a sequence of pulses from a voltage-controlled generator, a signal from a pulse generator is fed to the second input of the logic adder, to the input of which a signal is supplied from a current sensor connected to the open circuit of the source of the transistor switch of a single-cycle inverter connected initially with a common wire.