00 Изобретение относитс к измерительной технике, св занной с измерением фазовых сдвигов электрических колебаний, и может быть использовано при разработке фазометрических устройств , предназначенных дл различных радиотехнических систем, систем автоматического контрол и управлени , основанных н применении информации , заложенной в разности фаз электрических колебаний. По основному авт. св. № 983573 известен фазЬметр, содержащий в опор ном и информационном каналах по два смесител с общими дл каждого смесител двум гетеродинами, последовательно соединенные фазовый дете тор, фильтр нижних частот и блок перестройки второго гетеродина, а также регистрирующий блой, последовательно соединенные в кольцо третий смеситель, широкополосный усилитель четвертый смеситель и резонансный усилитель, причем вторые входы трет его и четвертого смесителей соответ ственно соединены с выходами вторых смесителей в обоих каналах, входы фазового детектора соединены соответственно с выходами резонансного усилител , а регистрирующий блок подключен к второму гетеродину. ЭтЬ устройство основано на преобразовании измер емой разности фаз в часто ту колебаний второго гетеродина за счет возбуждеш1 автоколебаний в кольцевом соединении, состо щем из последовательно соединенных трет его смесител , широкополосного усили тел , четвертого смесител и резонансного усилител lj . Погрешность измерени разности фаз с помощью данного фазометра опре дел етс нестабильностью частоты колебаний второго, гетеродина. В то же врем нестабильность частоты второго гетеродина зависит также от не стабильности частоты автоколебаний в кольцевом соединении. Кроме того, данное устройство обладает сравнительно низкой крутизной зависимости частоты колебаний второго гетеродин от величины измер емого фазового сдвига. Всё это в конечном итоге пр водит к снижению точности измерений Целью изобретени вл етс повышение точности измерений. Поставленна цель достигаетс тем что в фазометр между выходом резо02 нансного усилител и первым входом третьего смесител введен пьезоэлектрический резонатор, между выходом второго перестраиваемого гетеродина и входами вторых смесителей дополнительно введен делитель частоты, а входы фазового детектора подсоедине иы к входу пьезоэлектрического резонатора . На чертеже представлена функциональна схема устройства о Устройство содержит первые смесители 1 и 2 соответственно в опорном и инфорь1ационном каналах и общий дл этих смесителей гетеродин 3, вторые смесители 4 и 5 со св занными вторыми входами этих смесителей через делитель частоты 6 с общим перестраиваемым по частоте гетеродином 7, Кроме того, устройство содержит последовательно соединенные . в кольцо третий смеситель 8, широкополосный усилитель 9, четвертый смеситель 10, узкополосный резонансный усилитель 11 и пьезоэлектрический, например кварцевый , резонатор 12, При этом выход второго смесител 4 соединен с вторым входом третьего смесител 8, выход второго смесител 5 соединен с вторым входом четвертого смесител 10, выход резонансного усилител 1 1 подключен к второму входу фазового детектора 13, к первому.входу которого подключен фазовращатель 14, вход которого соединен с первьм входом третьего смесител 8.. Выход фазового детектора 13 через фильтр 15 нижних частот соединен с входом управлени блока 16 перестройки второго гетеродина, с помощью кото .рого осуществл етс перестройка гетеродина 7. Выход перестраиваемого гетеродина 7 подключен к входу.частотомера (регистрирующего блока) 17. Устройство работает следующим образом. Входные опорный и информационный сигналы с помощью смесителей 1 и 2 с общим гетеродином 3 преобразуютс в колебани с промежуточной частотой Ug , При этом измер емый фазовый сдвиг йСр, содержащийс в информационном входном сигнале, без изменени переноситс на колебание, выдел емое на выходе смесител 2 в информационном канале. Колебание с выхода смесител 1 в опорном канале поступает на вход второго смесител 4, на выходе .которого выдел етс колебание с суммарной частотой . где сэ частота; П - коэффициент делени частоты делителем 6 колебаний гетеродина 8. Колебание с частотой cj поступает на вход третьего смесител 8, на выходе которого вьщел етс колебание с суммарной СО, U+ ЫдИли разностной со, {СО-Йд у частотой, где ООдчастота колебани , поступающего на второй вход смесител 8 с выхода усилител 11 (резонансна частота) через резонатор 12. Колебание с выхода смесител 8 поступает на вход широкополосного усилител 9, усиливаетс и затем подаетс на вход четвертого смесител 10, на второй вход которого поступает колебание с часто той (л) с выхода второго /смесител 5 в информационном канале. На выходе смесител 10 выдел етс колебание с разностной или суммарной частотой и.поступает на вход резонансного уси лител 11„ Последовательно соединенные пьезоэлектрический рез.онатор 1 2, третий смеситель 8, широкополосный усилитель 9 и четвертый смеситель 10 образуют цепь обратной св зи резонансного усилител 11 и при достаточно высоком коэффициенте усилени усилител 11 в этой системе возникают автоколебани , В начальный момент времени автоколебани могут не существовать , в этом случае блок 16 перестройки работает в режиме поиска и перестраивает частоту гетеродина 7 от минимального значени в сторону увеличени . При некотором значении частоты гетеродина 7 возникают автоколебани на выходе усилител 11 с частотой,, несколько отличной от резонансной частоты. Резонансна ас тота 03(jB устройстве совпадает с часто той последовательного резонанса СО резонатора j2. При этом колебание на выходе усилител 11 по отношению к колебанию на первом входе третьего смесител 8 сдвинуто по фазе относительно его входного колебани на величину Cfд , и на выходе фазового детектора 13 присутствует напр жение, отличное от нул . Под действием напр жени , снимаемого с выхода фазо вого детектора 13 и подаваемого через фильтр 15 нижних частот на 1 04 вход управлени блока 16 перестройки, последний переходит в режим сопровождени и в установившемс режиме подстраивает частоту гетеродина 7 таким образом, чтобы частота колебаний на выходе усилител 11 точно равн лась номинальному значению ее резонансной частоты (Од , В стационарном установившемс режиме частота колебаний COi на выходе усштител 9 И частота cOg гетеродина 7 определ ютс условием баланса фаз дл замкнутой автоколебательной системы, состо щей из усилител 11 с цепью обратной св зи, образованной последовательно соединенными пьезоэлектрическим резонатором 12, третьим смесителем 8j гаирокопсшосным усилителем 9 и четвертым смесителем 10, Условие баланса фаз можно представить в следзтощем виде CO,o 4uqitQp - врем запаздывани сигнала в широкополосном усилителе 9 йЧ - измер емьй фазовый сдвиг | фазовый набег в пьезоэлектрическом резонаторе 12 Т - при инвертировании сигнала в одном из усилителей 9 или 11; 2и - при неинвертировании сигнала в усилител х 9 и 11. Из услови баланса фаз следует, что частота колебаний cOi и частота гетеродина 7 со йз,-() при заданных значени х - и определ етс величиной измер емого фазового сдвига bCf . Измер с помощыо частотомера I7 частоту колебаний гетеродина 7 или частоту колебаний на выходе определ ют значение i,q. При измерении величины Лср иэмен г етс вносимый фазовый набег в цепи обратной св зи резонансного усилител 1 1 и условие баланса фаз выполни- етс на некоторой другой частоте При этом измен етс частота колебаний на выходе резонансного усилител 11 и вследствие этого по вл етс напр жение на выходе фазового детектора 13, Это приводит в свою очередь к перестройке частоты гетеродина 7. По изменению частоты гетеродина 7, регистрируемому частотомером 17, можно судить о величине изменени измер емого фазового сдвига uCf . Использование изобретени позвол ет повысить точность измерени фазовых сдвигов, В этом случае применение пьезоэлектрического, например кварцевого , резонатора 12 в цепи обратной св зи автоколебательного кольцевого соединени , состо щего из последовательно соединенных блоков 8-12, позвол ет повысить стабиль ность частоты автоколебаний в этом кольцевом соединении на выходе усили тел 11 и тем самым увеличить стабильность частоты выходных информационных колебаний генератора 7, Кроме того, использование делител частоты 6, установленного между выходом гетеродина 7 и входом вторых смесителей 4 и 5, приводит к повьшению крутизны зависимости приращений частоты перестраиваемого гетеродина 7 от приращений измер емого фазового сдвига. Все это в конечном итоге приводит к уменьшению погрешностей измерений фазовых сдвигов двух колебаний. .Сравнительный анализ предлагаемого устройства и базового, в качестве которого прин т известный фазометр l . Среднеквадратическа погрешность измерений в обоих устройствах может быть определена соотношением V . гк т 4 - среднеквадратическое откло нение частоты перестраивае мого гетеродина от ее номи нального значени , обуслов ленное нестабильностью час тоты; с г Э -Jкрутизна зависимости т ты перестраиваемого гетеро дина от величины приращени u.cf, измер емого фазового сдвига. Дл известного фазометра крутизна зависимости частоты перестраиваемого гетеродина от измер емого фазового сдвига равна Я Ь ,4. -л где «- - врем запаздывани сигнала в широкополосном усилителе. В предлагаемом устройстве крутизна зависимости частоты перестраиваемого гетеродина от измер емого фазового сдвига равна где п - коэффициент делени делител 6; врем запаздывани сигнала. в широкополосном усилителе 9, Среднеквадратична погрешность измерений дл предлагаемого устройства Й2.ч- гн - эПри использовании одинаковых широкополосных усилителей как в предлагаемом , так и в известном устройствах (о имеет одинаковое значение в обоих устройствах) соотношение среднеквадратических погрешностей из мерени определ етс зависимостью . 2,lii й,мв из этого соотношени следует, что применение делител частоты с коэффициентом делени 8ых.,ел П 13 г где дел частота колебаний на выходе делител ; i - частота перестраиваемого гетеродина, позвол ет уменьшить среднеквадрати-, ческую погрешность в 1/п раз. Кроме того, применение пьезоэлектрического резонатора в кольцевом соединении, состо щем из блоков 8-12, приводит к уменьшению среднеквадратического отклонени частоты перестраиваемого гетеродина по сравнению с d, ig в известном устройстве . Это также уменьшает среднеквадратическую погрешность измерени разности фаз двух колебаний. Таким образом, предлагаемое устгройство обладает меньшей погрешностью измерени фазовых сдвигов.00 The invention relates to a measurement technique related to the measurement of phase shifts of electrical oscillations, and can be used in the development of phaseometric devices intended for various radio engineering systems, automatic monitoring and control systems based on the application of information embedded in the phase difference of electrical oscillations. According to the main author. St. No. 983573 is known a phase meter that contains in the reference and information channels two mixers with two heterodyns common for each mixer, a serially connected phase detector, a low-pass filter and a second heterodyne tuning unit, and a third mixer registering the loop, sequentially connected in a ring to the third mixer, the wideband amplifier is the fourth mixer and the resonant amplifier, the second inputs of a third of it and the fourth mixer, respectively, are connected to the outputs of the second mixer in both channels, the inputs of the phase a detector connected respectively to the outputs of the resonance amplifier, and a recording unit connected to the second local oscillator. This device is based on the conversion of the measured phase difference into the frequency of oscillations of the second local oscillator due to the excitation of self-oscillations in a ring connection consisting of successively connected tert mixers, broadband amplification of bodies, the fourth mixer, and a resonant amplifier lj. The error in measuring the phase difference using this phase meter is determined by the instability of the oscillation frequency of the second, local oscillator. At the same time, the instability of the frequency of the second local oscillator also depends on the instability of the frequency of self-oscillations in the ring connection. In addition, this device has a relatively low steepness dependence of the oscillation frequency of the second local oscillator on the magnitude of the measured phase shift. All this ultimately leads to a decrease in measurement accuracy. The aim of the invention is to improve measurement accuracy. This goal is achieved by introducing a piezoelectric resonator between the output of the resonant amplifier and the first input of the third mixer, and a frequency divider between the output of the second tunable heterodyne and the inputs of the second mixer, and the inputs of the phase detector connected to the input of the piezoelectric resonator. The drawing shows the functional diagram of the device. The device contains the first mixers 1 and 2, respectively, in the reference and information channels and a common local oscillator 3 for these mixers, the second mixers 4 and 5 with connected second inputs of these mixers through a frequency divider 6 with a common tunable frequency local oscillator 7, In addition, the device contains connected in series. in the ring the third mixer 8, broadband amplifier 9, fourth mixer 10, narrowband resonant amplifier 11 and a piezoelectric, for example quartz, resonator 12, the output of the second mixer 4 is connected to the second input of the third mixer 8, the output of the second mixer 5 is connected to the second input of the fourth the mixer 10, the output of the resonant amplifier 1 1 is connected to the second input of the phase detector 13, to the first input of which is connected the phase shifter 14, the input of which is connected to the first input of the third mixer 8 .. The output of the phase detector The aperture 13 is connected via a low-pass filter 15 to the control input of the second heterodyne tuning unit 16, through which the heterodyne 7 is tuned. The output of the tunable heterodyne 7 is connected to the input of the frequency meter (recording unit) 17. The device operates as follows. The input reference and information signals using mixers 1 and 2 with a common local oscillator 3 are converted into oscillations with an intermediate frequency Ug. In this case, the measured phase shift i Cp contained in the information input signal is transferred to the oscillation allocated at the output of mixer 2 information channel. The oscillation from the output of the mixer 1 in the reference channel enters the input of the second mixer 4, at the output of which the oscillation is released with a total frequency. where is the frequency; P is the frequency division factor of the oscillator 6 of the local oscillator 8. Oscillation with frequency cj is fed to the input of the third mixer 8, the output of which oscillates with the total CO, U + LdI or difference with, {CO-Yd at the frequency where OOfrequency of the oscillation supplied to the second input of the mixer 8 from the output of the amplifier 11 (resonant frequency) through the resonator 12. The oscillation from the output of the mixer 8 is fed to the input of the broadband amplifier 9, amplified and then fed to the input of the fourth mixer 10, the second input of which oscillates with often that (l) from the output of the second / mixer 5 in the information channel. The output of the mixer 10 oscillates with a difference or total frequency and is input to the resonant amplifier 11. Serially connected piezoelectric resonator 1 2, third mixer 8, broadband amplifier 9 and fourth mixer 10 form a feedback loop of the resonant amplifier 11 and at a sufficiently high gain of amplifier 11, self-oscillations occur in this system. At the initial moment of time, self-oscillations may not exist, in this case the adjustment unit 16 operates in the search mode and 7 erestraivaet oscillator frequency from a minimum value upwards. At a certain frequency of the local oscillator 7, self-oscillations arise at the output of the amplifier 11 with a frequency slightly different from the resonant frequency. The resonant frequency 03 (jB device coincides with the frequency of the series resonance WITH resonator j2. At the same time, the oscillation at the output of amplifier 11 with respect to the oscillation at the first input of the third mixer 8 is phase-shifted relative to its input oscillation by Cfd, and at the output of the phase detector 13, a voltage other than zero is present. Under the action of a voltage taken from the output of the phase detector 13 and fed through a low-pass filter 15 to the 1 04 control input of the tuning unit 16, the latter goes into tracking mode In the steady state, it adjusts the frequency of the local oscillator 7 so that the oscillation frequency at the output of the amplifier 11 exactly equals the nominal value of its resonant frequency (Od, In the stationary steady state, the oscillation frequency COi at the output of the Ush 9 and the frequency cOg of the local oscillator 7 are determined by the balance condition phases for a closed self-oscillation system consisting of an amplifier 11 with a feedback circuit formed in series by a piezoelectric resonator 12, and a third mixer 8j with a hydroscopic amplifier Or by the 9 and the fourth mixer 10, the condition of phase balance can be represented in the following form CO, o 4uqitQp - signal lag time in a 9 ЧCH wideband amplifier - measured phase shift | phase shift in a piezoelectric resonator 12 T - when the signal is inverted in one of the amplifiers 9 or 11; 2i — when the signal is not inverted in amplifiers 9 and 11. It follows from the condition of phase balance that the oscillation frequency cOi and the frequency of the local oscillator 7 with ts, - () for given values are determined by the value of the measured phase shift bCf. Measuring with frequency I7 the oscillation frequency of the local oscillator 7 or the oscillation frequency at the output determines the value of i, q. When measuring the value of LSR and the input phase shift in the feedback circuit of the resonant amplifier 1 1 and the phase balance condition is fulfilled at some other frequency, the oscillation frequency at the output of the resonant amplifier 11 changes and, as a result, a voltage output of the phase detector 13. This in turn leads to frequency tuning of the local oscillator 7. By varying the frequency of the local oscillator 7, recorded by the frequency meter 17, it is possible to judge the magnitude of the change in the measured phase shift uCf. The use of the invention improves the accuracy of measuring phase shifts. In this case, using a piezoelectric, for example quartz, resonator 12 in the feedback circuit of a self-oscillating ring connection, consisting of series-connected blocks 8-12, makes it possible to increase the frequency of self-oscillations in this ring connection at the output of the force of the bodies 11 and thereby increase the stability of the frequency of the output information oscillations of the generator 7; In addition, the use of frequency divider 6 is set between the output of the local oscillator 7 and the input of the second mixers 4 and 5, the slope of the dependence of the increments of the frequency of the tunable local oscillator 7 on the increments of the measured phase shift increases. All this ultimately leads to a decrease in the measurement errors of the phase shifts of the two oscillations. Comparative analysis of the proposed device and the basic one, which takes the known phase meter l. The rms measurement error in both devices can be determined by the ratio V. rk t 4 is the rms deviation of the frequency of the tunable local oscillator from its nominal value, due to the instability of the frequency; with r e -j the steepness of the dependence of the mt of the tunable heterodyne on the magnitude of the increment u.cf, measured by the phase shift. For a known phase meter, the slope of the frequency of the tunable local oscillator as a function of the measured phase shift is H, 4. -l where "- is the delay time of a signal in a wideband amplifier. In the proposed device, the slope of the frequency of the tunable local oscillator as a function of the measured phase shift is where n is the division factor of the divider 6; lag time. in the wideband amplifier 9, the root mean square measurement error for the proposed device X2. g – g — eI when using the same wide-band amplifiers in both the proposed and known devices (o has the same value in both devices), the ratio of the rms measurement errors is determined by dependence. 2, liy, mv from this relationship, it follows that the use of a frequency divider with a division factor of 8th, ate P 13 g where the frequency of the oscillations at the output of the divider; i is the frequency of the tunable local oscillator, it allows to reduce the root mean square error by 1 / n times. In addition, the use of a piezoelectric resonator in an annular junction consisting of blocks 8–12 results in a decrease in the standard deviation of the frequency of the tunable local oscillator as compared with d, ig in the known device. It also reduces the rms error in measuring the phase difference of two oscillations. Thus, the proposed device has less error in measuring phase shifts.
xl/xl /
10ten