SE532094C2 - A microwave circuit with improved quadrature balance - Google Patents

A microwave circuit with improved quadrature balance

Info

Publication number
SE532094C2
SE532094C2 SE0601491A SE0601491A SE532094C2 SE 532094 C2 SE532094 C2 SE 532094C2 SE 0601491 A SE0601491 A SE 0601491A SE 0601491 A SE0601491 A SE 0601491A SE 532094 C2 SE532094 C2 SE 532094C2
Authority
SE
Sweden
Prior art keywords
output
impedance
circuit
phase difference
amplitude ratio
Prior art date
Application number
SE0601491A
Other languages
Swedish (sv)
Other versions
SE0601491L (en
Inventor
Karl Martin Gjertsen
Original Assignee
Nera Asa
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nera Asa filed Critical Nera Asa
Priority to SE0601491A priority Critical patent/SE532094C2/en
Priority to PCT/IB2007/052643 priority patent/WO2008007317A2/en
Priority to EP07825898A priority patent/EP2044649A4/en
Publication of SE0601491L publication Critical patent/SE0601491L/en
Publication of SE532094C2 publication Critical patent/SE532094C2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H01P5/19—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port of the junction type
    • H01P5/22—Hybrid ring junctions
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H01P5/19—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port of the junction type
    • H01P5/22—Hybrid ring junctions
    • H01P5/227—90° branch line couplers

Landscapes

  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

20 25 30 532 094 REDOGÖRELSE FÖR UPPFlNNlNGEN Det finns således ett behov av en mikrovågskrets där kvadraturbalans kan uppnås och upprätthållas då den har blivit uppnådd. I synnerhet skall kretsen vara lämplig för MMIC-tillämpningar. 20 25 30 532 094 DESCRIPTION OF THE INVENTION There is thus a need for a microwave circuit where quadrature balance can be achieved and maintained once it has been achieved. In particular, the circuit should be suitable for MMIC applications.

Föreliggande uppfinning riktar sig till detta behov då den visar en mikrovågskrets som innefattar en kvadraturkrets med en första och en andra ingång, samt en första och en andra utgång.The present invention addresses this need as it discloses a microwave circuit comprising a quadrature circuit having a first and a second input, and a first and a second output.

Kvadraturkretsen är designad att ge en viss önskad fasskillnad och ett visst önskat amplitudförhållande mellan de utmatade signalerna från nämnda utgångsportar när en första inmatad signal tillförs den första ingångsporten, och den andra ingångsporten hos Kvadraturkretsen är kopplad till en specificerad impedans. l mikrovågskretsen enligt uppfinningen så väljs nämnda impedans så att den önskade fasskillnaden mellan de utmatade signalerna uppnås och upprätthålls, och även så att det önskade förhållandet mellan amplituderna hos de utmatade signalerna uppnås och upprätthålls.The quadrature circuit is designed to provide a certain desired phase difference and a certain desired amplitude ratio between the output signals from said output ports when a first input signal is applied to the first input port, and the second input port of the quadrature circuit is coupled to a specified impedance. In the microwave circuit according to the invention, said impedance is selected so that the desired phase difference between the output signals is achieved and maintained, and also so that the desired ratio between the amplitudes of the output signals is achieved and maintained.

Vid en föredragen utföringsform av uppfinningen används impedansen som är ansluten till den andra ingångsporten för att ansluta den andra ingångsporten till jord. Även andra anslutningar är dock möjliga. impedansen väljs givetvis så att kvadraturbalansen upprätthålls så nära perfekt som möjligt, men fasskillnaden är åtminstone erhållen och upprätthållen vid det önskade värdet med en variation om +/- 1 grad, och förhållandet mellan de utmatade amplituderna erhåller och upprätthåller ett värde inom området [-O,25, 0,25] dB. 10 15 20 25 30 532 094 Lämpligtvis optimeras även impedansen som är ansluten till den andra ingångsporten i beroende av lasterna vid utgångsporten hos kvadratur- kretsen. l en särskild utföringsform är impedansen inställningsbar.In a preferred embodiment of the invention, the impedance connected to the second input port is used to connect the second input port to ground. However, other connections are also possible. the impedance is of course chosen so that the quadrature balance is maintained as close to perfect as possible, but the phase difference is at least obtained and maintained at the desired value with a variation of +/- 1 degree, and the ratio between the output amplitudes obtains and maintains a value within the range [-O , 25, 0.25] dB. 10 15 20 25 30 532 094 Conveniently, the impedance connected to the second input port is also optimized in dependence on the loads at the output port of the quadrature circuit. In a particular embodiment, the impedance is adjustable.

Uppfinningen visar även en metod för att välja impedansen så att den önskade fasskillnaden mellan de utmatade signalerna uppnås och upprätthålls, så att likheten mellan amplituderna hos de utmatade signalerna uppnås och upprätthålls.The invention also shows a method for selecting the impedance so that the desired phase difference between the output signals is achieved and maintained, so that the similarity between the amplitudes of the output signals is achieved and maintained.

Den önskade fasskillnaden är Iämpligtvis nittio grader, och det önskade amplitudförhållandet är likhet mellan amplituderna, men uppfinningen kan användas för andra fasskillnader och amplitudförhållanden.The desired phase difference is suitably ninety degrees, and the desired amplitude ratio is similarity between the amplitudes, but the invention can be used for other phase differences and amplitude ratios.

FlGlJRBESKRlVNlNG Uppfinningen kommer i det följande att beskrivas mer i detalj med hänvisning till de bifogade figurerna, där Fig. 1 visar ett exempel på en större krets där uppfinningen kan tillämpas, och Fig. 2 Fig. 3 Fig. 4 visar en krets enligt uppfinningen, och visar kvadraturkretsen, och visar ett förenklat flödesschema för en metod enligt uppfinningen, och Fig. 5 visar en krets enligt uppfinningen, som inkluderar avslutningar vid utgångsportarna Fig. 6 visar resultat som är erhållna med hjälp av uppfinningen.DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The invention will be described in more detail below with reference to the accompanying figures, in which Fig. 1 shows an example of a larger circuit where the invention can be applied, and Fig. 2 Fig. 3 Fig. 4 shows a circuit according to the invention, and shows the quadrature circuit, and shows a simplified flow chart for a method according to the invention, and Fig. 5 shows a circuit according to the invention, which includes terminations at the output ports. Fig. 6 shows results obtained by means of the invention.

FÖREDRAGNA UTFÖRINGSFORMER Figur 1 visar ett exempel på en tillämpning 100 där en krets enligt uppfinningen kan användas. Tillämpningen 100 är en MMlC-modulator, 10 15 20 25 30 532 ÜQÅ vilken i detta fall innefattar fyra kvadraturkretsar, där en av dessa har erhållit hänvisningssiffran 110.PREFERRED EMBODIMENTS Figure 1 shows an example of an application 100 where a circuit according to the invention can be used. The application 100 is an MM1C modulator, 532 ÜQÅ which in this case comprises four quadrature circuits, one of which has obtained the reference numeral 110.

Kvadraturkretsen 110 innefattar två ingångsportar, visade som 1 och 2, och även två utgångsportar, visade som 3 och 4. Uppfinningen kan tillämpas för alla kvadraturkretsarna som visas i MMIC-modulatorn i figur 1, och kommer att beskrivas mera i detalj med hänvisning till kvadraturkretsen 110, vilken visas separat i figur 2.The quadrature circuit 110 includes two input ports, shown as 1 and 2, and also two output ports, shown as 3 and 4. The invention can be applied to all the quadrature circuits shown in the MMIC modulator in Figure 1, and will be described in more detail with reference to the quadrature circuit. 110, which is shown separately in Figure 2.

Således visar figur 2 endast kvadraturkretsen 110, med den första och andra ingångsporten 1 och 2, och den första och andra utgångsporten 3 och 4.Thus, Figure 2 shows only the quadrature circuit 110, with the first and second input ports 1 and 2, and the first and second output ports 3 and 4.

Såsom visats tidigare i figur 1, är en av ingångsportarna 2 hos kvadraturkretsen 110 ansluten till en impedans som visas som 220. ingångsporten 2 visas här ansluten till jord via impedansen 220, vilken är en vanlig tillämpning för impedansen 220. Således kommer uppfinningen i det följande att genomgående beskrivas så att impedansen 220 ansluter den andra ingångsporten 2 till jord, men fackmannen inom området förstår att även andra tillämpningar är lika möjliga, såsom tillämpningar med kvadraturkretsar som används i fasskiftsnätverk. l sådana tillämpningar kan impedansen som ansluter ingångsporten 2 hos kvadraturkretsen vara ansluten till ett anpassningsnät, vilket kommer att ha som en av sina uppgifter att uppnå en impedans som ger de önskade kvadratur- egenskaperna. l en tidigare känd tillämpning med kvadraturkretsar, såsom de som visas i figurerna 1 och 2, har denna anslutning vanligtvis utförts med en standardimpedans om 50 Q, med lite eller ingen alls tanke beträffande den innebörd som impedansen 220 har på kvadraturbalansen mellan “de utmatade signalerna.As shown earlier in Figure 1, one of the input ports 2 of the quadrature circuit 110 is connected to an impedance shown as 220. The input port 2 is shown connected to ground via the impedance 220, which is a common application for the impedance 220. Thus, the invention hereinafter to be described throughout so that the impedance 220 connects the second input port 2 to ground, but those skilled in the art will appreciate that other applications are equally possible, such as quadrature circuit applications used in phase shift networks. In such applications, the impedance connecting the input port 2 of the quadrature circuit may be connected to a matching network, which will have as one of its tasks to achieve an impedance which provides the desired quadrature properties. In a prior art application with quadrature circuits, such as those shown in Figures 1 and 2, this connection has usually been made with a standard impedance of 50,, with little or no thought as to the meaning of the impedance 220 on the quadrature balance between the output signals .

Med hänvisning till den schematiska kvadraturkretsen som visas i figur 3, kommer vi i det följande att visa ett uttryck som beskriver amplitud- och 10 15 20 25 532 G94 fasbalansen hos en kvadraturkrets. Detta kommer i sin tur att användas för att användas för att visa metoden enligt uppfinningen för att använda den specificerade impedansen för att optimera kvadraturbalansen mellan signalerna vid utgångsportarna 3 och 4 hos kretsen 300 i figur 3.Referring to the schematic quadrature circuit shown in Figure 3, we will in the following show an expression describing the amplitude and phase balance of a quadrature circuit. This in turn will be used to demonstrate the method of the invention for using the specified impedance to optimize the quadrature balance between the signals at the output ports 3 and 4 of the circuit 300 in Figure 3.

Kvadraturkretsen 300 som visas i figur 3 kan i grund och botten betraktas som en förlustfri fyrport med en hög grad av symmetri. Alla reflektions- koefficienter hos Kvadraturkretsen kommer i det följande antas vara lika.The quadrature circuit 300 shown in Figure 3 can basically be considered as a lossless lighthouse with a high degree of symmetry. In the following, all reaction coefficients of the Quadrature circuit will be assumed to be equal.

Genom att använda de välkända och etablerade S-parameterbetecknings- sättet, kommer vi således att ha S12= S34, S13= S24 och S14= S23 med användandet av hànvisningssiffrorna 1 och 2 i figur 3 för de ingångsportarna och hänvisningssiffrorna 3 och 4 för de två utgångsportarna i figur 3.Using the well-known and established S-parameter designation method, we will thus have S12 = S34, S13 = S24 and S14 = S23 using the reference numerals 1 and 2 in Figure 3 for the input ports and the reference numerals 3 and 4 for the two the output ports in Figure 3.

Kvadratur- egenskapen för den önskade fasskillnaden om nittio grader och lika amplituder mellan de utmatade signalerna kan beskrivas som S14=jS13 där j=\/:_1_.The quadrature property of the desired phase difference of ninety degrees and equal amplitudes between the output signals can be described as S14 = jS13 where j = \ /: _ 1_.

Hela S-matrisen för Kvadraturkretsen 300 kan skrivas såsom visas i ekvation (1) nedan, där de indexerade matriselementen har bytts ut mot unika tecken, för att klargöra den fortsatta beskrivningen. (1) Cl-Bfiw *-lrO7Ut-' *WO-l FU>-EO Krävs en enhetsmatris innebär detta de fyra ekvationerna 2-5 visade nedan, där r används för att beteckna fasrotation (även ibland kallad "fasskift") för signaler som utbreder sig från ingángsporten 1 till utgångsporten 3, (eller från ingángsporten 2 till utgångsporten 4, p.g.a. symmetri hos kretsen) r används för att beteckna amplituden hos missanpassningsreflektionen hos alla 10 15 20 532 094 portarna, och k används för att skilja mellan de fyra teoretiska lösningarna, vilka skiljer sig åt i fas hos missanpassningsreflektionerna_ T: fl _r2_e1j-f (2) 2 _ 'II Q = -1-- rg e 2 1j- fißk-ï R- r-e 2 (4) _ :ir I= r-e Vi noterar att lösningarna till ekvationerna 2-5 ovan kräver k e {0,1,2,3} medan amplituden för missanpassningsreflektionen rdefinieras av r e [0,1].The entire S-matrix of the quadrature circuit 300 can be written as shown in equation (1) below, where the indexed matrix elements have been replaced by unique characters, to clarify the further description. (1) Cl-B fi w * -lrO7Ut- '* WO-1 FU> -EO If a unit matrix is required, this means the four equations 2-5 shown below, where r is used to denote phase rotation (also sometimes called "phase shift") for signals extending from the input port 1 to the output port 3, (or from the input port 2 to the output port 4, due to symmetry of the circuit) is used to denote the amplitude of the mismatch reflection of all the ports, and k is used to distinguish between the four the theoretical solutions, which differ in phase of the mismatch reactions T T: fl _r2_e1j-f (2) 2 _ 'II Q = -1-- rg e 2 1j- fißk-ï R- re 2 (4) _: ir I = re We note that the solutions to equations 2-5 above require ke {0,1,2,3} while the amplitude of the mismatch reaction rde ier is denoted by re [0,1].

Fasrotationen i: beror på var portarna hos kvadraturkretsen är placerade. Om en transmissionsledning är inkluderad vid varje port hos kvadraturkretsen, kommer fasrotationen att ändras.The phase rotation in: depends on where the gates of the quadrature circuit are located. If a transmission line is included at each port of the quadrature circuit, the phase rotation will change.

För att förenkla i den följande beskrivningen, kommer vi att anta att portarna är satta så att r = O. 10 15 20 25 532 094 Med användandet av beteckningarna enligt figur 3, kommer vi nu att analysera en situation där port 1 exciteras med en driftssignal från en källa med reflektionskoefficienten 1", port 2 associeras med reflektionskoefficienten U, medan portarna 3 och 4 är avslutade med de respektive reflektionerna M och N.To simplify in the following description, we will assume that the gates are set so that r = 0. from a source with the reflection coefficient 1 ", gate 2 is associated with the reflection coefficient U, while gates 3 and 4 are terminated with the respective reflections M and N.

De utmatade signalerna vid de fyra portarna 1-4 kommer i följd att hänvisas till som a, b, c och d, vilket leder till följande: Den utgående signalvektorn i kolumnvektorn till vänster i ekvation (6) nedan är lika med summan av den utbredda exciteringen och den utbredda reflektionen från alla portar. 8. F-a 1 b = L U-b + L' Û c M-f; Ü d N-d Û Vi är huvudsakligen intresserade av förhållandet d/c, m.a.o. förhållandet mellan signalerna vid utgångsportarna 3 och 4, vilket analytiskt uttrycks i ekvation (7) nedan: z-U-M-Q + rU-T - nU-R-M-T + T-MAI + tz-Urorm + Q - QilirR - QU-R + Q-u-Rz-M - Q3-Uiv1 a_1 c- U-I-Q - ZU-I-Q-N-R + UizrN-T + T - NT-R + Q-NI - U-R-T + U«R2-N«T - U-TB-N + U-TrN-Qz Då man sätter in S-matriselementen, genom att använda ekvationerna (1) - (5) ovan, får vi följande uttryck: 1 + M-U - lcosfiåk-IIJ-r-(M + U) = li- (8) d c 1- NU - .É-lisirtfiš-k-njf-(N + U) (7) 10 15 20 25 532 094 Detta uttryck kan användas för att erhålla fas- och amplitudförhållandet mellan signalerna d/c vid utgångsportarna 4 respektive 3, då kvadraturkretsarna 110 och 300 i figur 2 respektive 3 exciteras av en inmatad signal vid port 1. visad ovan runt Signalbalansen (d/c) kvadraturkretsen. Det kommer att framgå att om r=0 och U=0, d.v.s. beror på anpassningarna kvadraturkretsen och lasten vid den "avslutade porten” är perfekta, kommer förhållandet d/c att vara j=f-_1, och vi skulle då en perfekt signalbalans oavsett missanpassningarna M och N.The output signals at the four gates 1-4 will be sequentially referred to as a, b, c and d, leading to the following: The output signal vector in the left column column of equation (6) below is equal to the sum of the spread the excitement and the widespread reflection from all the gates. 8. F-a 1 b = L U-b + L 'Û c M-f; Ü d N-d Û We are mainly interested in the ratio d / c, i.e. the ratio of the signals at output ports 3 and 4, which is analytically expressed in equation (7) below: zUMQ + rU-T - nU-RMT + T-MAI + tz-Urorm + Q - QilirR - QU-R + Qu-Rz-M - Q3-Uiv1 a_1 c- UIQ - ZU-IQNR + UizrN-T + T - NT-R + Q-NI - URT + U «R2-N« T - U-TB-N + U-TrN-Qz Då man inserts the S-matrix elements, using equations (1) - (5) above, we get the following expression: 1 + MU - lcos fi åk-IIJ-r- (M + U) = li- (8) dc 1- NU - This expression can be used to obtain the phase and amplitude ratio between the signals d / c at the output ports 4 and 3, respectively, when the quadrature circuits 110 and 300 Figures 2 and 3, respectively, are excited by an input signal at port 1. shown above around the Signal Balance (d / c) quadrature circuit. It will be seen that if r = 0 and U = 0, i.e. due to the adjustments the quadrature circuit and the load at the "closed gate" are perfect, the ratio d / c will be j = f-_1, and we would then have a perfect signal balance regardless of the mismatches M and N.

Perfekta kvadraturkretsar existerar dock inte, och inte heller perfekta laster, men uppfinnarna av föreliggande uppfinning har förstått att lasten eller impedansen som är ansluten till den andra ingångsporten hos kvadraturkretsen, d.v.s. port 2 i figurerna 1-3, framgångsrikt kan ställas in så att den önskade kvadraturbalansen uppnås och upprätthålls, då den hittills inte har tjänat något annat syfte än som avslutning.However, perfect quadrature circuits do not exist, nor do perfect loads, but the inventors of the present invention have understood that the load or impedance connected to the second input port of the quadrature circuit, i.e. port 2 in Figures 1-3, can be successfully set so that the desired quadrature balance is achieved and maintained, as it has so far served no other purpose than as a termination.

Frihetsgraden som denna förståelse ger har ett högt värde - vi kan välja avslutningen U vid den andra ingångsporten 2 hos kvadraturkretsen så att bästa kvadraturbalans tillhandahålls. Då man som ovan visats erfordrar å = x/Tl erhålles ett väldefinierat värde för U, som är: h' cosíš-k-:rj-M - i-siraí-å--k-uj-N (9) N + Zíisiní-š-k-*irj-r + M - Z-cosí-š-kwrj-r Om M och N kan bestämmas exakt, kommer vi att se att det nästan alltid kommer att vara möjligt att definiera ett värde på U som i teorin kommer att tillhandahålla en perfekt kvadraturbalans, och i praktiken åtminstone kommer att ge ett mycket förbättrat resultat jämfört med nuvarande lösningar. 10 15 20 25 30 532 054 Naturligtvis kan M och N även vara tidigare kända från designprocessen eller från en tillverkares datablad.The degree of freedom that this understanding gives has a high value - we can choose the termination U at the second input port 2 of the quadrature circuit so that the best quadrature balance is provided. When, as shown above, å = x / T1 is required, a power value för is obtained for U, which is: h 'cosíš-k-: rj-M - i-siraí-å - k-uj-N (9) N + Zíisiní -š-k- * irj-r + M - Z-cosí-š-kwrj-r If M and N can be determined exactly, we will see that it will almost always be possible for them to fi deny a value of U as in theory will provide a perfect quadrature balance, and in practice will at least give a much improved result compared to current solutions. 10 15 20 25 30 532 054 Of course, M and N may also be previously known from the design process or from a manufacturer's data sheet.

Då avslutningen U bestäms, så behöver vi undvika möjligheten att nämnaren i ekvation (9) är en nolla. Det är också av intresse att erhålla en impedans U vilket har ett lågt absolutvärde, då detta kommer att resultera i stabilitet hos kvadraturbalansen (fas och amplitud) beträffande variationer av, exempelvis, inmatad frekvens.When the term U is determined, we need to avoid the possibility that the denominator in equation (9) is a zero. It is also of interest to obtain an impedance U which has a low absolute value, as this will result in stability of the quadrature balance (phase and amplitude) with respect to variations of, for example, input frequency.

Ett lågt absolutvärde för U är således fördelaktigt, och kommer att erhållas om nämnaren i ekvation (9) ovan har ett stort absolutvärde, vilket visar oss att stabilitet hos kvadraturbalansen förutsätter en viss fasrelation mellan kvadraturkretsens missanpassning och de två avslutningarna M och N.A low absolute value for U is thus advantageous, and will be obtained if the denominator in equation (9) above has a large absolute value, which shows us that stability of the quadrature balance presupposes a certain phase relationship between the mismatch of the quadrature circuit and the two terminations M and N.

För de flesta tillämpningar kommer M och N att vara nära eller lika varandra i fas och amplitud, och för stabila avslutningar kommer sambandet ¿N = ¿[i -sin(k§)-cos(k§)] att vara ett första mål för att ansluta M och N i en fördelaktig fas. Symbolen framför bokstaven N används här för att beteckna fasvinkeln.For most applications, M and N will be close or equal to each other in phase and amplitude, and for stable terminations, the relationship ¿N = ¿[i -sin (k§) -cos (k§)] will be a first target for to connect M and N in an advantageous phase. The symbol in front of the letter N is used here to denote the phase angle.

Med hänvisning till det förenklade flödesschemat 400 som visas i figur 4, kommer vi i det följande att beskriva hur metoden enligt uppfinningen kan användas för att erhålla en krets 500 (fig. 5) där en önskad fasskillnad mellan de utmatade signalerna 3, 4 uppnås och upprätthålls, och i vilken kretslikhet mellan amplituderna hos de utmatade signalerna 3, 4 även uppnås och upprätthålls.With reference to the simplified fate diagram 400 shown in Fig. 4, we will in the following describe how the method according to the invention can be used to obtain a circuit 500 (Fig. 5) where a desired phase difference between the output signals 3, 4 is achieved and is maintained, and in which circuit similarity between the amplitudes of the output signals 3, 4 is also achieved and maintained.

Det skall framhållas att ordningsföljden hos de steg som beskrivs i det följande inte är fixa, den ordning som används nedan och i flödesschemat i figur 4 används endast för att illustrera metoden enligt uppfinningen. 10 15 20 25 30 532 054 10 Såsom visas i block 410 i figur 4, skall reflektionskoefficienterna hos kvadraturkretsen 110 fastställas. Vanligtvis kommer reflektionskoefficienterna vid alla fyra portarna 1, 2, 3, 4 hos kvadraturkretsen att vara lika, men om detta inte är fallet skall alla koefñcienter fastställas. Detta kan exempelvis göras genom mätningar, simuleringar eller möjligtvis från en tillverkares datablad.It should be noted that the order of the steps described below is not fixed, the order used below and in the flow chart in Figure 4 is used only to illustrate the method according to the invention. As shown in block 410 of Figure 4, the reflection coefficients of the quadrature circuit 110 are to be determined. Normally, the coefficients of response at all four gates 1, 2, 3, 4 of the quadrature circuit will be the same, but if this is not the case, all the coefficients will be determined. This can be done, for example, through measurements, simulations or possibly from a manufacturer's data sheet.

Heltalet k som används i ekvation (9) väljs då för att bäst passa den uppsättning S-parametrar som erhålles för kvadraturkretsen. Reflektions- koefficienterna M och N hos utgångslasterna skall erhållas från tillgängliga källor.The integer k used in equation (9) is then selected to best fit the set of S-parameters obtained for the quadrature circuit. The coefficients of response M and N of the output loads shall be obtained from available sources.

Värdena hos reflektionskoefficienterna M och N och värdet hos parametern k för kvadraturkretsen används sedan i ekvation (9) ovanför att bestämma det nödvändiga fasskiftet för att erhålla ett så stort värde som möjligt för nämnaren i ekvation (9). Det skall tas med i beräkningen att ekvation 9 antar att portarna hos kvadraturkretsen är placerade så att kvadraturkrets- parametern ~c=0.The values of the reflection coefficients M and N and the value of the parameter k for the quadrature circuit are then used in equation (9) above to determine the necessary phase shift to obtain as large a value as possible for the denominator in equation (9). It should be taken into account that equation 9 assumes that the gates of the quadrature circuit are positioned so that the quadrature circuit parameter ~ c = 0.

Ordalydelsen ”så stor som möjligt" används i detta sammanhang för att uttrycka att skillnaden mellan fasen hos M+N och fasen hos reflektionskoefficienten hos kvadraturkretsen 110 skall vara större än eller lika med nittio grader.The wording "as large as possible" is used in this context to express that the difference between the phase of M + N and the phase of the reflection coefficient of the quadrature circuit 110 must be greater than or equal to ninety degrees.

Kvadraturkretsen 110 anslutes sedan till de faskorrigerade lasterna M och N, som visas i block 430 i figur 4, och avslutningslasten U ansluts till port 2 hos kvadraturkretsen 110.The quadrature circuit 110 is then connected to the phase corrected loads M and N, shown in block 430 in Figure 4, and the termination load U is connected to port 2 of the quadrature circuit 110.

I figur 6 visas ett diagram som visar resultaten som kan erhållas med hjälp av uppfinningen. l detta diagram kan vi se att, vid en centerfrekvens om 5,6 GHZ, upprätthålls fasbalansen (den vänstra vertikala axeln) inom i 1 grad och amplitudbalansen (den högra vertikala axeln) upprätthålls inom i 0,25 10 15 20 25 30 532 094 11 dB, när Iasterna vid utgångsportarna varieras mellan 20 och 200 Q i reell impedans och mellan -50 och 50 Q i imaginär impedans. Det önskade fasförhållandet och amplitudbalansen kan upprätthållas inom dessa gränser över en arbetsbandbredd om åtminstone 100 MHz.Figure 6 shows a diagram showing the results obtainable by means of the invention. In this diagram we can see that, at a center frequency of 5.6 GHz, the phase balance (the left vertical axis) is maintained within 1 degree and the amplitude balance (the right vertical axis) is maintained within 0.25 10 15 20 25 30 532 094 11 dB, when the loads at the output gates are varied between 20 and 200 i in real impedance and between -50 and 50 i in imaginary impedance. The desired phase ratio and amplitude balance can be maintained within these limits over a working bandwidth of at least 100 MHz.

Denna arbetsbandbredd kan upprättas i vilket som helst intervall över ett brett frekvensband genom att ställa in avslutningsimpedansen till det önskade frekvensintervallet. I fallet som visas i figur 6, kan detta erhållas över hela frekvensområdet 5-7 GHz.This working bandwidth can be established in any range over a wide frequency band by setting the termination impedance to the desired frequency range. In the case shown in Figure 6, this can be obtained over the entire frequency range 5-7 GHz.

Avslutningsimpedansen kan exempelvis ställas in med hjälp av en halvledarkrets, lämpligtvis men inte nödvändigtvis en FET (Field Effect Transistor) med variabel ingångsström vid en av sina ingångar, eller alternativt så kan det vara en diod med variabel törspänning.The terminating impedance can for example be set by means of a semiconductor circuit, suitably but not necessarily a FET (Field Effect Transistor) with variable input current at one of its inputs, or alternatively it can be a diode with variable dry voltage.

Såsom indikeras i texten, kan uppfinningen användas för att uppnå och upprätthålla fasskillnader och amplitudförhållanden mellan de utmatade signalerna i ett område kring det optimala kvadraturvärdet. Detta uppnås genom att finna ett korrekt värde på avslutningen hos kvadraturkretsen.As indicated in the text, the gain can be used to achieve and maintain phase differences and amplitude ratios between the output signals in a range around the optimum quadrature value. This is achieved by obtaining a correct value at the end of the quadrature circuit.

Uppfinningen är inte begränsad till utföringsexemplen som är visade och beskrivna ovan, utan kan varieras fritt inom ramen av de bifogade patentkraven.The invention is not limited to the exemplary embodiments shown and described above, but can be varied freely within the scope of the appended claims.

Exempelvis har kretsen enligt uppfinningen beskrivits med hjälp av ett exempel där uppfinningen används i en modulator. Andra tillämpningar där uppfinningen kan tillämpas inkluderar: o Balanserade strukturer där en signalgren använder en kvadraturkrets för att dela signalen i två parallella grenar i vilka samma operationer utförs (exempelvis förstärkning). varefter signalerna ansluts till 10 532 G94 12 varandra igen. I sådana tillämpningar kommer uppfinningen att erbjuda mycket god anpassning till de omgivande anslutningarna.For example, the circuit according to the invention has been described with the aid of an example where the invention is used in a modulator. Other applications where the invention can be applied include: o Balanced structures where a signal branch uses a quadrature circuit to divide the signal into two parallel branches in which the same operations are performed (eg amplification). after which the signals are connected to each other again. In such applications, the invention will offer very good adaptation to the surrounding connections.

Kvadraturmodulatorer där det är önskvärt att använda kvadraturkretsarna både för att uppnå de önskade kvadraturegenskaperna och för att undertrycka en bärvágssignal.Quadrature modulators where it is desirable to use the quadrature circuits both to achieve the desired quadrature properties and to suppress a carrier signal.

Fasskiftare, där kvadraturkretsen både används för att definiera signalkomponenten med ortogonal fas, och för att amplitudmodulera signalkomponenterna med reflektioner som varierar över ett dynamiskt område som börjar vid O och som sträcker sig upp till maximum med en hög reflektion.Phase shifter, where the quadrature circuit is used both to denote the signal component with orthogonal phase, and to amplitude modulate the signal components with reactions that vary over a dynamic range starting at 0 and extending up to the maximum with a high reaction.

Claims (22)

10 15 20 25 532 094 13 PATENTKRAV10 15 20 25 532 094 13 PATENT REQUIREMENTS 1. En mikrovågskrets (500) som innefattar en kvadraturkrets (300) med en första (1) och en andra (2) ingång, och en första (3) och en andra utgång (4), där kvadraturkretsen (300) är designad för att tillhandahålla en viss önskad fasskillnad och ett visst önskat amplitudförhållande mellan de utmatade signalerna från nämnda utgångsportar (3, 4) när en första inmatad signal tillförs den första ingångsporten (1) med den andra ingångsporten (2) hos kvadraturkretsen (300) ansluten till en impedans (120), där mikrovågskretsen (500) är k ä n n e t e c k n a d a v att nämnda impedans (120) har ett värde, U, som medför att nämnda önskade fasskillnad och amplitudförhållande mellan de utmatade signalerna (3, 4) uppnås och upprätthålls samtidigt, där uttrycket 1 + M-U - Q-cosí-š-k-'IIJ-r-(M + U) =1í- E C , _ 1 1- N-U - E-lrsxnßi-k-nj-r-(N + U) anger fas- och amplitudförhållandet mellan den signal, d, som matas ut på den andra utgången och den signal, c, som matas ut på den första utgången, där r används för att beteckna amplituden hos missanpassningsreflektionen hos alla portarna, k används för att skilja mellan de fyra teoretiska lösningar som skiljer sig åt i fas hos missanpassningsreflektionerna, M är avslutningsreflektionen hos den första utgången (3) och N år avslutnings- reflektionen hos den andra utgången (4).A microwave circuit (500) comprising a quadrature circuit (300) having a first (1) and a second (2) input, and a first (3) and a second output (4), the quadrature circuit (300) being designed for providing a certain desired phase difference and a certain desired amplitude ratio between the output signals from said output ports (3, 4) when a first input signal is applied to the first input port (1) with the second input port (2) of the quadrature circuit (300) connected to a impedance (120), wherein the microwave circuit (500) is characterized in that said impedance (120) has a value, U, which causes said desired phase difference and amplitude ratio between the output signals (3, 4) to be achieved and maintained at the same time, where the expression 1 + MU - Q-cosí-š-k-'IIJ-r- (M + U) = 1í- EC, _ 1 1- NU - E-lrsxnßi-k-nj-r- (N + U) anger fas and the amplitude ratio between the signal, d, which is output at the second output and the signal, c, which is output at the first output, where r an is used to denote the amplitude of the mismatch reaction of all the gates, k is used to distinguish between the four theoretical solutions that differ in phase of the mismatch reactions, M is the termination reflection of the first output (3) and N is the termination reflection of the second output (4). 2. En mikrovågskrets enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d a v att sambandet 2N=¿{i-sin(kg)-cos(kg)] ¿M = LU - sin(k g) - cos(kg):| 10 15 20 25 30 532 G94 14 används för att avsluta M och N i en fördelaktig fas, där symbolen framför N används för att beteckna fasvinkeln.A microwave circuit according to claim 1, characterized in that the relationship 2N = ¿{i-sin (kg) -cos (kg)] ¿M = LU - sin (k g) - cos (kg): | 532 G94 14 is used to terminate M and N in an advantageous phase, where the symbol in front of N is used to denote the phase angle. 3. Mikrovågskretsen (500) enligt patentkrav 1 eller 2, där impedansen (120) som är ansluten till den andra ingångsporten (2) används för att ansluta den andra ingångsporten (2) till jord.The microwave circuit (500) according to claim 1 or 2, wherein the impedance (120) connected to the second input port (2) is used to connect the second input port (2) to ground. 4. Mikrovågskretsen (500) enligt något av patentkraven 1-3, där fasskillnaden uppnås och upprätthålls vid det önskade värdet med en variation om +/- 1 grad, och förhållandet mellan de utmatade amplituderna erhåller och upprätthåller ett värde inom området [-0,25, 0,25] dB.The microwave circuit (500) according to any one of claims 1 to 3, wherein the phase difference is achieved and maintained at the desired value with a variation of +/- 1 degree, and the ratio between the output amplitudes obtains and maintains a value within the range [-0, 25, 0.25] dB. 5. Mikrovågskretsen (500) enligt något av patentkraven 1-4, där impedansen (120) som är ansluten till den andra ingångsporten är optimerad i beroende av lasten hos utgångsportarna (3, 4).The microwave circuit (500) according to any one of claims 1-4, wherein the impedance (120) connected to the second input port is optimized depending on the load of the output ports (3, 4). 6. Mikrovågskretsen (500) enligt något av patentkraven 1-5, där nämnda impedans (120) är inställningsbar.The microwave circuit (500) according to any one of claims 1-5, wherein said impedance (120) is adjustable. 7. Mikrovågskretsen (500) enligt patentkrav 6, där den önskade fasskillnaden och det önskade amplitudförhållandet är upprätthållna över en arbetsbandbredd om åtminstone 100 MHz, där nämnda arbetsbandbredd är inställningsbar med hjälp av impedansen (120) över en relativ bandbredd om 10 %.The microwave circuit (500) of claim 6, wherein the desired phase difference and the desired amplitude ratio are maintained over a working bandwidth of at least 100 MHz, wherein said working bandwidth is adjustable by the impedance (120) over a relative bandwidth of 10%. 8. Mikrovågskretsen (500) enligt patentkrav 7, där impedansen (120) är inställningsbar med hjälp av en halvledarkrets.The microwave circuit (500) of claim 7, wherein the impedance (120) is adjustable by a semiconductor circuit. 9. Mikrovågskretsen (500) enligt patentkrav 8, där halvledarkretsen är en FET med variabel ingångsström vid en av sina ingångar, eller en diod med variabel förspänning. 10 15 20 25 30 532 094 15The microwave circuit (500) of claim 8, wherein the semiconductor circuit is a variable input current FET at one of its inputs, or a variable bias diode. 10 15 20 25 30 532 094 15 10. Mikrovågskretsen (500) enligt något av patentkraven 1-9, där nämnda fasskillnad och amplitudförhållande kan upprätthållas över en relativ bandbredd om 10 %.The microwave circuit (500) according to any one of claims 1-9, wherein said phase difference and amplitude ratio can be maintained over a relative bandwidth of 10%. 11. Mikrovågskretsen (500) enligt något av de föregående patentkraven, där den önskade fasskillnaden är nittio grader och amplitudförhållandet är likhet mellan amplituderna.The microwave circuit (500) according to any one of the preceding claims, wherein the desired phase difference is ninety degrees and the amplitude ratio is similarity between the amplitudes. 12. Mikrovågskretsen (500) enligt något av patentkraven 1-11, där båda ingångsportarna (1) och (2) är avslutade med samma impedans, så att om en signal introduceras vid den andra ingångsporten (2), erhåller de utmatade signalerna vid den första (3) och den andra (4) utgångsporten samma amplitudförhållande som signaler som är introducerade vid den första ingångsporten (1), medan det motsatta fasförhållandet uppnås.The microwave circuit (500) according to any one of claims 1-11, wherein both input ports (1) and (2) are terminated with the same impedance, so that if a signal is introduced at the second input port (2), the output signals at the first (3) and the second (4) output gate have the same amplitude ratio as signals introduced at the first input port (1), while the opposite phase ratio is achieved. 13. En metod för att uppnå och upprätthålla en önskad fasskillnad och ett önskat amplitudförhållande mellan de utmatade signalerna hos en första (3) och en andra (4) utgång hos en kvadraturkrets (300) vilken har en första (1) och en andra (2) ingång och en första (3) och en andra (4) utgång, där kvadraturkretsen (300) är en del av en mikrovågskrets (500), där kvadraturkretsen (300) är designad att ge en viss önskad fasskillnad och ett visst önskat amplitudförhållande mellan de utmatade signalerna från nämnda utgångsportar (3, 4) när en första inmatad signal tillförs den första ingångsporten (1), där metoden innefattar anslutning av den andra ingångsporten (2) hos kvadraturkretsen (300) till en impedans (120), där metoden är k ä n n e t e c k n a d a v att nämnda impedans (120) har ett värde, U, som medför att nämnda önskade fasskillnad och amplitud- förhållande mellan de utmatade signalerna (3, 4) uppnås och upprätthålls samtidigt, där uttrycket 10 15 20 25 532 094 16 1+ MU - Zcosñå-kmj-r-(M + U) = li- a ° 1- N-U - z-ltsmíå-k-:J-f-(N + U) anger fas- och amplitudförhållandet mellan den signal, d, som matas ut på den andra utgången och den signal, c, som matas ut på den första utgången, där r används för att beteckna amplituden hos missanpassningsreflektionen hos alla portarna, k används för att skilja mellan de fyra teoretiska lösningar som skiljer sig åt i fas hos missanpassningsreflektlonerna, M är avslutningsreflektlonen hos den första utgången (3) och N är avslutnings- reflektionen hos den andra utgången (4).A method of achieving and maintaining a desired phase difference and a desired amplitude ratio between the output signals of a first (3) and a second (4) output of a quadrature circuit (300) having a first (1) and a second ( 2) input and a first (3) and a second (4) output, wherein the quadrature circuit (300) is part of a microwave circuit (500), the quadrature circuit (300) being designed to provide a certain desired phase difference and a certain desired amplitude ratio between the output signals from said output ports (3, 4) when a first input signal is applied to the first input port (1), the method comprising connecting the second input port (2) of the quadrature circuit (300) to an impedance (120), where the method is characterized in that said impedance (120) has a value, U, which causes said desired phase difference and amplitude ratio between the output signals (3, 4) to be achieved and maintained at the same time, where the expression 10 53 25 092 094 16 1 + MU - Zcosñå-km jr- (M + U) = li- a ° 1- NU - z-ltsmíå-k-: Jf- (N + U) indicates the phase-to-amplitude ratio between the signal, d, which is output at the second output and the signal, c, output at the first output, where r is used to denote the amplitude of the mismatch reaction of all the gates, k is used to distinguish between the four theoretical solutions that differ in phase of the mismatch reflectors, M is the termination reflectance of the first the output (3) and N are the end reflection of the other output (4). 14. En metod enligt patentkrav 13, k ä n n e t e c k n a d a v att sambandet ¿N = ¿[i - sin(k g) -cos(k§)] ¿M=¿[i-sin(l används för att avsluta M och N i en fördelaktig fas, där symbolen framför N används för att beteckna fasvinkeln.A method according to claim 13, characterized in that the relation ¿N = ¿[i - sin (kg) -cos (k§)] ¿M = ¿[i-sin (l is used to end M and N in a advantageous phase, where the symbol in front of N is used to denote the phase angle. 15. Metoden enligt patentkrav 13 eller 14 enligt vilken impedansen (120) som är ansluten till den andra lngångsporten (2) används för att ansluta den andra lngångsporten (2) till jord.The method of claim 13 or 14, wherein the impedance (120) connected to the second inlet port (2) is used to connect the second inlet port (2) to ground. 16. Metoden enligt något av patentkrav 13-15, med hjälp av vilken fasskillnaden uppnås och upprätthålls vid det önskade värdet med en variation om +/- 1 grad, och förhållandet mellan de utmatade amplituderna uppnås och upprätthålls inom området {-0,25, 0,25] dB. 10 15 20 532 094 17The method according to any one of claims 13-15, by means of which the phase difference is achieved and maintained at the desired value with a variation of +/- 1 degree, and the ratio between the output amplitudes is achieved and maintained within the range {-0.25, 0.25] dB. 10 15 20 532 094 17 17. Metoden enligt något av patentkrav 13-16, med hjälp av vilken impedansen (120) som är ansluten till den andra ingångsporten (2) optimeras i beroende av lasterna vid utgångsportarna (3, 4).The method according to any one of claims 13-16, by means of which the impedance (120) connected to the second input port (2) is optimized in dependence on the loads at the output ports (3, 4). 18. Metoden enligt något av patentkrav 13-17, enligt vilken nämnda impedans (120) är inställningsbar.The method of any of claims 13-17, wherein said impedance (120) is adjustable. 19. Metoden enligt patentkrav 18, enligt vilken den önskade fasskillnaden och amplitudförhållandet upprätthålls över en arbetsbandbredd om åtminstone 100 MHz, där nämnda arbetsbandbredd är inställningsbar med hjälp av impedansen (120) över en relativ bandbredd om 10 %.The method of claim 18, wherein the desired phase difference and amplitude ratio is maintained over a working bandwidth of at least 100 MHz, wherein said working bandwidth is adjustable by the impedance (120) over a relative bandwidth of 10%. 20. Metoden enligt patentkrav 19, enligt vilket impedansen (120) är en halvledarkrets såsom en FET med variabel ingångsström vid en av sina ingångar, eller en diod med variabel förspänning.The method of claim 19, wherein the impedance (120) is a semiconductor circuit such as a variable input current FET at one of its inputs, or a variable bias diode. 21. Metoden enligt något av patentkraven 13-20, enligt vilken nämnda fasskillnad och amplitudförhållande kan upprätthållas över en relativ bandbredd om 10 %.The method according to any one of claims 13-20, according to which said phase difference and amplitude ratio can be maintained over a relative bandwidth of 10%. 22. Metoden enligt något av patentkraven 13-21, enligt vilken den önskade fasskillnaden är nittio grader och amplitudförhållandet är likhet mellan ampiituderna.The method according to any one of claims 13-21, according to which the desired phase difference is ninety degrees and the amplitude ratio is similarity between the amplitudes.
SE0601491A 2006-07-07 2006-07-07 A microwave circuit with improved quadrature balance SE532094C2 (en)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE0601491A SE532094C2 (en) 2006-07-07 2006-07-07 A microwave circuit with improved quadrature balance
PCT/IB2007/052643 WO2008007317A2 (en) 2006-07-07 2007-07-05 A microwave circuit with improved quadrature balance.
EP07825898A EP2044649A4 (en) 2006-07-07 2007-07-05 A microwave circuit with improved quadrature balance.

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE0601491A SE532094C2 (en) 2006-07-07 2006-07-07 A microwave circuit with improved quadrature balance

Publications (2)

Publication Number Publication Date
SE0601491L SE0601491L (en) 2008-01-08
SE532094C2 true SE532094C2 (en) 2009-10-20

Family

ID=38923646

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SE0601491A SE532094C2 (en) 2006-07-07 2006-07-07 A microwave circuit with improved quadrature balance

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP2044649A4 (en)
SE (1) SE532094C2 (en)
WO (1) WO2008007317A2 (en)

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5975701A (en) * 1982-10-22 1984-04-28 Nec Corp Impedance hybrid
JPH0730463A (en) * 1993-07-08 1995-01-31 Anritsu Corp Quadrature modulator
US5481231A (en) * 1994-06-21 1996-01-02 Motorola, Inc. Lumped element four port coupler
US6297696B1 (en) * 2000-06-15 2001-10-02 International Business Machines Corporation Optimized power amplifier
JP4373954B2 (en) * 2005-04-11 2009-11-25 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 90 degree hybrid circuit

Also Published As

Publication number Publication date
EP2044649A2 (en) 2009-04-08
WO2008007317A2 (en) 2008-01-17
WO2008007317A3 (en) 2008-04-24
SE0601491L (en) 2008-01-08
EP2044649A4 (en) 2011-10-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Ashtiani et al. Direct multilevel carrier modulation using millimeter-wave balanced vector modulators
US5867072A (en) Biphase modulator with balun design
KR102038834B1 (en) Lc balun
NO170181B (en) VARIABLE MUTUAL FOR MICROWAVES
SE532094C2 (en) A microwave circuit with improved quadrature balance
CN108832246B (en) Four-phase power divider
KR102670636B1 (en) Power distributors, regulation methods, power distribution methods, storage media and electronic devices
FI98418C (en) Bypassable Wilkinson power distributor
KR100362877B1 (en) Power divider /combiner using 3 way chebyshev matching transformer
JP4519769B2 (en) Distribution circuit
KR20200042715A (en) Directional coupler circuit and power apmplifier with phase compensation function
Chongcheawchamnan et al. Microwave IQ vector modulator using a simple technique for compensation of FET parasitics
US20060119452A1 (en) Apparatuses for coupling radio frequency signal power
Eom et al. Broadband 180/spl deg/bit phase shifter using a new switched network
Nguyen et al. Novel miniaturised wideband baluns for MIC and MMIC applications
CN206921992U (en) Power divider
CN207925648U (en) A kind of ultra wide band combiner based on Mobius ring
US20090027138A1 (en) Switch Circuit
CN107611552B (en) Micro-strip miniaturization based on stepped impedance artificial transmission line etc. divides power splitter
Ashtiani et al. Monolithic GaAs-InGaP HBT balanced vector modulators for millimeter-wave wireless systems
Schwindt et al. A CAD procedure for the double-layer broadside-coupled Marchand balun
Boyacioğlu et al. Wideband phase shifter design using Lange coupler and radial stubs
CN116488983A (en) I-Q vector modulator and radio frequency signal modulation method applied by same
JPH1051209A (en) Microwave circuit
Xie et al. A 40-75GHz Balanced Vector Modulator MMIC With A Compact Broadside Coupler

Legal Events

Date Code Title Description
NUG Patent has lapsed