SE512594C2 - Method for determining initial values of coefficients for a transverse equalizer - Google Patents
Method for determining initial values of coefficients for a transverse equalizerInfo
- Publication number
- SE512594C2 SE512594C2 SE9001888A SE9001888A SE512594C2 SE 512594 C2 SE512594 C2 SE 512594C2 SE 9001888 A SE9001888 A SE 9001888A SE 9001888 A SE9001888 A SE 9001888A SE 512594 C2 SE512594 C2 SE 512594C2
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- equalizer
- phase
- group delay
- components
- channel
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
- H04L25/03044—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure using fractionally spaced delay lines or combinations of fractionally integrally spaced taps
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
Description
15 20 25 30 35 512 594 2 training-sekvens och i vilken varje period innehåller N symboler. Kanalens transmissionsfunktion U(k) esti- meras först genom beräkning av DFT dvs den diskreta Fourier-transformationen R(k) för en eller flera pe- rioder av den mottagna träningssignalen och delning av denna med DFT S(k) för den sända träningssekven- sen. Ekvalisatorns transmissionsfunktion C(k) fàs från förhållandet C(k) = B(k)S(k)/ R(k), där B(k) är ett referensspektrum, dvs systemets önskade trans- missionsfunktion (transmissionskanalens och ekvalisa- torns gemensamma transmissionsfunktion). Koefficien- terna för ekvalisatorn fàs från C(k) med invers DFT. 15 20 25 30 35 512 594 2 training sequence and in which each period contains N symbols. The transmission function U (k) of the channel is first estimated by calculating the DFT, i.e. the discrete Fourier transform R (k) for one or more periods of the received training signal and dividing it by the DFT S (k) for the transmitted training sequence. late. The transmitter function C (k) of the equalizer is obtained from the ratio C (k) = B (k) S (k) / R (k), where B (k) is a reference spectrum, ie the desired transmission function of the system (the joint of the transmission channel and the equalizer transmission function). The coefficients for the equalizer are obtained from C (k) with inverse DFT.
Ekvalisatorns tidsomràde eller -fördröjning är härvid lika stor som träningssekvensens längd NT.The time range or delay of the equalizer is in this case as large as the length of the training sequence NT.
Det huvudsakliga problemet, som inledningskor- rigeringen måste övervinna, är en av fördröjningsdis- torsionen dvs gruppfördröjningen förorsakad störning mellan symbolerna. Fördröjningsdistorsion innebär att datatransmissionskanalen fördröjer olika frekvenser i olika utsträckning. I en telefonförbindelse utgör fördröjningen som en funktion av frekvensen typiskt en. parabol funktion, där fördröjningen ökar* då man flyttar sig fràn mitten av kanalens frekvensband mot kanterna.The main problem, which the initial correction must overcome, is a disturbance between the symbols caused by the delay distortion, ie the group delay. Delay distortion means that the data transmission channel delays different frequencies to different extents. In a telephone connection, the delay as a function of frequency is typically one. satellite dish function, where the delay increases * as you move from the center of the channel's frequency band to the edges.
Kanalen, som förorsakar fördröjningsdistorsio- nen, har längden av en impulsrespons, vilken är unge- fär lika stor som dess största löptidsskillnad mellan olika frekvenser. I allmänhet kräver korrigering av en dylik kanal en ekvalisator, vars impulsrespons' längd är lika stor eller företrädesvis större än längden av kanalens impulsrespons.The channel, which causes the delay distortion, has the length of an impulse response, which is approximately equal to its largest duration difference between different frequencies. In general, correction of such a channel requires an equalizer whose impulse response length is equal to or preferably greater than the length of the channel impulse response.
Lyckad funktion för det ovan beskrivna förfa- randet kräver, att åtminstone l,5-3 perioder av den periodiska träningssekvensen. sänds, ty' en ökning av antalet perioder gör det lättare att minska övriga av 10 15 20 25 30 35 512 594 3 kanalen förorsakade försämringar hos signalen, såsom brus, frekvenstransmission och fasvibration. Trä- ningssekvensens erforderliga längd är sålunda 2-3 gånger den största möjliga fördröjningsdistorsionen.Successful operation of the procedure described above requires at least 1.5-3 periods of the periodic training sequence. is transmitted, because an increase in the number of periods makes it easier to reduce other deteriorations of the signal caused by the channel, such as noise, frequency transmission and phase vibration. The required length of the training sequence is thus 2-3 times the largest possible delay distortion.
I de flesta tillämpningar måste ekvalisatorns koefficienter beräknas endast i början av sändningen.In most applications, the coefficient of the equalizer must be calculated only at the beginning of the transmission.
Eftersom detta sker ganska sällan, är den av trä- ningssekvensen förorsakade spillotiden (overhead) obetydlig jämfört med den totala tiden för transmis- sionen. I övriga tillämpningar, speciellt i mång- punktsnät, som använder rundfråga, består datatrans- missionen av korta budskap. Eftersom varje budskap måste föregås av en träningssekvens och systemets ef- fektivitet kan bestämmas som en relation av den för sändning av budskapet erforderliga tiden för den tid då kanalen är upptagen, är det klart att det är yt- terst viktigt att minimera längden av träningssekven- Sen .Since this happens quite rarely, the overhead time caused by the training sequence is insignificant compared to the total transmission time. In other applications, especially in multi-point networks, which use circular inquiry, the data transmission consists of short messages. Since each message must be preceded by a training sequence and the efficiency of the system can be determined as a relation of the time required for transmitting the message for the time the channel is busy, it is clear that it is extremely important to minimize the length of the training sequence. Sen.
Ovan framställda förfarande för beräkning av koefficienter för ekvalisatorn ger som resultat en cyklisk ekvalisator, vars periods längd är NT. Om längden av träningsfrekvensens period förkortas så att den är mindre än längden av kanalens impulsres- pons, är följden en falsning av ekvalisatorperioderna i tidsnivå. Detta försämrar avsevärt ekvalisatorns prestationsförmåga. Ett motsvarande fenomen kan före- komma i samband med en svår transmissionskanal, vars impulsrespons' längd är större än NT.The above method for calculating the coefficients of the equalizer gives a cyclic equalizer, the length of which is NT. If the length of the period of the training frequency is shortened so that it is less than the length of the impulse response of the channel, the consequence is a folding of the equalizer periods in time level. This significantly impairs the equalizer's performance. A similar phenomenon can occur in connection with a difficult transmission channel, the impulse response of which is longer than the NT.
Avsikten med uppfinningen är att åstadkomma ett förfarande, med vilket koefficienterna för ekvalisa- torn kan beräknas väl genom att använda en kort pe- riodisk träningssekvens.The object of the invention is to provide a method by which the coefficients of the equalizer can be calculated well by using a short periodic training sequence.
Den andra avsikten med uppfinningen är att åstadkomma ett förfarande, som trots den korta trä- ningssekvensen förmår beräkna koefficienterna för U! W X Vi* 10 15 20 25 30 35 512 594 4 ekvalisatorn så, att en stor minskning av symbolernas inbördesverkan erhålls.The second object of the invention is to provide a method which, despite the short training sequence, is able to calculate the coefficients of U! W X Vi * 10 15 20 25 30 35 512 594 4 the equalizer so that a large reduction in the mutual effect of the symbols is obtained.
En ytterligare avsikt med uppfinningen är att åstadkomma ett förfarande, som är kalkylatoriskt snabbt och effektivt, så att det är lämpligt att för- verkliga med en digital signalprocessor; Detta uppnås med förfarandet enligt uppfin- ningen så, att efter bestämningen av kanalens eller ekvalisatorns DFT beräknas genom att interpolera mellankomponenter mellan de ursprungliga spektralkom- ponenterna. i kanalens eller ekvalisatorns spektrum, varvid genom beräkning av det så erhållna interpole- rade ekvalisatorspektrets inversa DFT erhålls en ek- valisator, vars längd är längre än träningssekvensens längd.A further object of the invention is to provide a method which is computationally fast and efficient, so that it is convenient to realize with a digital signal processor; This is achieved with the method according to the invention so that after the determination of the DFT of the channel or the equalizer is calculated by interpolating intermediate components between the original spectral components. in the spectrum of the channel or equalizer, whereby by calculating the inverse DFT of the interpolated equalizer spectrum thus obtained, an equalizer is obtained, the length of which is longer than the length of the training sequence.
I praktiken betyder detta att längden av trä- ningssekvensens period kan förkortas nästan till hälften av den tidigare utan att försvaga ekvalisa- torns prestationsförmåga. Å andra sidan om längden av träningssekvensens period inte förkortas, erhålls en två gånger längre ekvalisator än tidigare, med vilken man effektivt kan korrigera även de distorsioner som förorsakats av en svår kanal.In practice, this means that the length of the training sequence period can be shortened to almost half of the previous one without weakening the equalizer's performance. On the other hand, if the length of the training sequence period is not shortened, a twice longer equalizer is obtained than before, with which one can effectively correct even the distortions caused by a difficult channel.
Uppfinningen beskrivs nu mera detaljerat me- delst utföringsexempel med hänvisning till ritningar, där figur l visar en träningssekvens, som består av en impuls som sänds med NT intervall, figur 2 visar en i mottagaren erhállen realdel av kanalens respons för impulskön i figur l, då kana- lens impulsrespons är längre än NT, figurerna 3 och 4 visar kanalens fas- och gruppfördröjningsresponser och figurerna 5 och 6 gruppfördröjningsresponser för realdelen av den med 10 l5 20 25 30 35 512 594 5 ekvalisatorns grundförfarande beräknade impulsrespon- sen, figur 7 visar amplitudspektret för den beräkna- de ekvalisatorn, då spektralkomponenternas intervall är 1/NT, figur 8 visar amplitudspektret för kanalen en- ligt figur 7, dá i detta interpolerats mellankompo- nenter med l/2NT intervall, figur 9 visar realdelen av den cykliska impuls- responsen för ekvalisatorn som beräknats ur det in- terpolerade spektret, och figur 10 är en korrigerad gruppfördröjningsres- pons, som motsvarar det interpolerade spektret i fi- gur 9.The invention will now be described in more detail by means of exemplary embodiments with reference to drawings, in which Figure 1 shows a training sequence consisting of an impulse transmitted at NT intervals, Figure 2 shows a real part of the channel's response to the impulse queue obtained in the receiver, the channel impulse response is longer than NT, Figures 3 and 4 show the phase and group delay responses of the channel and Figures 5 and 6 show group delay responses for the real part of the impulse response calculated with the basic procedure of the equalizer, Figure 7 shows the amplitude spectrum for the calculated equalizer, when the range of the spectral components is 1 / NT, figure 8 shows the amplitude spectrum of the channel according to figure 7, then in this intermediate components are interpolated with 1 / 2NT interval, figure 9 shows the real part of the cyclic impulse response for the equalizer calculated from the interpolated spectrum, and Figure 10 is a corrected group delay response, which corresponds to the interpole the spectrum in Figure 9.
I förfarandet enligt uppfinningen bestäms koef- ficienterna för transversalekvalisatorn, som används i mottagaren för datatransmissionssystemet genom be- stämning av den diskreta Fourier-transformationen för ekvalisatorns impulsrespons antingen direkt eller via kanalens DFT medelst den genom kanalen sända trä- ningssekvensen. Koefficienterna för ekvalisatorn fås med invers DFT från ekvalisatorns DFT. Nyheten i för- farandet enligt uppfinningen riktar sig på behand- ling av ekvalisatorns eller kanalens DFT eller spekt- rum före beräkningen av koefficienterna.In the method according to the invention, the coefficients of the transverse equalizer used in the receiver of the data transmission system are determined by determining the discrete Fourier transform of the equalizer's impulse response either directly or via the channel DFT by the training sequence transmitted through the channel. The coefficients for the equalizer are obtained with inverse DFT from the equalizer's DFT. The novelty of the method according to the invention is directed to processing the DFT or spectrum of the equalizer or channel before calculating the coefficients.
Den allmänna strukturen och funktionen hos själva transmissionssystemet och transversalekvalisa- torn är kända för en fackman pà omrâdet och beträf- fande dessa hänvisas till exempel till ovan nämnda artikel och till US-patentskriften 4 152 649. Uppfin- ningen kan tillämpas i de framställda eller i övriga lämpliga ekvalisatorer. Även principerna för grundförfarandet, som an- vänts för bestämning av koefficienterna för transver- salekvalisatorn, har förklarats i ovannämnda artikel. 10 15 20 25 30 35 512 594 6 För att underlätta förståendet av uppfinningen, för- klaras emellertid i det följande förfarandets grund- principer innan den egentliga delen av uppfinnings- höjd förklaras.The general structure and function of the transmission system itself and the transverse equalizer are known to a person skilled in the art and with respect to these, reference is made, for example, to the above-mentioned article and to U.S. Pat. No. 4,152,649. The invention may be practiced in the other suitable equalizers. The principles of the basic procedure, which were used to determine the coefficients of the transversal qualifier, have also been explained in the above-mentioned article. 10 15 20 25 30 35 512 594 6 However, in order to facilitate the understanding of the invention, the basic principles of the method are explained in the following before the actual part of the height of the invention is explained.
Grundförfarandet Låt oss anta att den bärfrekventa ekvivalenta impulsresponsen för transmissionskanalen i datakom- munikationssystemet måste korrigeras genom att använ- da en transversalekvalisator, vars tappintervall (M/K)-T är mindre än eller lika stort som signalens symbolintervall T och vars antal tappkoefficienter är NK/M.The basic procedure Let us assume that the carrier frequency equivalent impulse response of the transmission channel in the data communication system must be corrected by using a transverse equalizer, whose pin range (M / K) -T is less than or equal to the signal symbol range T and whose number of pin coefficients is NK / M.
I början, före sändningen av egentlig data, sänds en periodisk träningssekvens s(t), vars periods längd är NT. Den sända signalen går genom kanalen och från den tas sampel på en samplingsfrekvens (M/K)-T.In the beginning, before the transmission of actual data, a periodic training sequence s (t) is transmitted, the length of which is NT. The transmitted signal passes through the channel and from it samples are taken at a sampling frequency (M / K) -T.
I mottagaren observeras den inkommande signalen kontinuerligt för att upptäcka den periodiska trä- ningssekvensen och från den mottagna periodiska trä- ningssekvensen samlas en period r(n), där rm = 0,1, ...,NK/M.In the receiver, the incoming signal is observed continuously to detect the periodic training sequence and from the received periodic training sequence a period r (n) is collected, where rm = 0.1, ..., NK / M.
Genom beräkning av DFT för de mottagna samplen dvs perioden r(n) kan kanalens DFT dvs frekvensres- pons U(k) bestämmas U(k) = R(k)/S(k) (1) i frekvenspunkter 1/NT med jämna intervall, där R(k) är DFT för den mottagna träningsperioden och S(k) DFT för den sända träningsperioden.By calculating the DFT for the received samples, ie the period r (n), the DFT of the channel, ie the frequency response U (k), can be determined U (k) = R (k) / S (k) (1) in frequency points 1 / NT with even intervals, where R (k) is DFT for the received training period and S (k) DFT for the transmitted training period.
DFT dvs frekvensresponsen C(k) för ekvalisatorn kan nu fås genom att beräkna förhållandet C(k) = B(k)/U(k) = B(k)-S(k)/R(k) (2) Till slut fås tappkoefficienterna för ekvalisa- torn genom att beräkna C(k):s inversa DFT. Man erhål- 10 15 20 25 30 35 512 594 7 ler' en ekvalisator, vars impulsrespons' fördröjning dvs tidslängd är lika lång som längden NT av trä- ningssekvensens period.DFT ie the frequency response C (k) for the equalizer can now be obtained by calculating the ratio C (k) = B (k) / U (k) = B (k) -S (k) / R (k) (2) Finally the pin coefficients for the equalizer are obtained by calculating the inverse DFT of C (k). An equalizer is obtained, whose impulse response delay, i.e. duration, is as long as the length NT of the period of the training sequence.
Beträffande uppfinningen finns det emellertid inte något väsentligen exakt sätt, med vilket DFT för kanalen eller ekvalisatorn beräknas för interpolering enligt uppfinningen.With respect to the invention, however, there is no substantially exact method by which the DFT of the channel or equalizer is calculated for interpolation according to the invention.
Grundförfarandet åskàdliggörs i det följande grafiskt genom att för' enkelhetens skull anta, att träningssekvensens s(t) period består av en impuls och att impulser sänds med en N symbols intervall, såsom visats i figur 1.The basic procedure is illustrated graphically in the following by assuming, for the sake of simplicity, that the period (s) of the training sequence consists of one pulse and that pulses are transmitted at an interval of one N symbol, as shown in Figure 1.
Såvida längden av kanalens impulsrespons är mindre än NT, erhålls i mottagaren direkt kanalens impulsrespons u(t). Ur impulsresponsens u(k) diskreta Fourier-transformation U(k) kan man sedan direkt be- räkna en ekvalisator, vars impulsrespons i allmänhet kan erhållas helt inom fördröjningen NT, varvid den förmår korrigera även tillfällig icke periodisk data.If the length of the channel's impulse response is less than NT, the channel's impulse response u (t) is obtained directly in the receiver. From the discrete Fourier transform U (k) of the impulse response u (k) one can then directly calculate an equalizer, whose impulse response can generally be obtained entirely within the delay NT, whereby it is able to correct even temporary non-periodic data.
Beträffande en mycket svår period kan kanalens impulsrespons vara längre än NT, varvid träningssek- vensens på varandra följande perioder (i det här fal- let impulsernas) motstånd faltas i mottagaren, såsom i figur 2 åskådliggjorts. Härvid kan kanalen ha t ex den i figur 3 visade fasfördröjningen och den i figur 4 visade gruppfördröjningsresponsen. Impulsresponsen och gruppfördröjningsresponsen för ekvalisatorn, som erhålls som resultat med grundförfarandet, har visats i figurerna 5 och 6. Impulsresponsen för en dylik ekvalisator kan inte flyttas så, att den helt och hållet skulle vara inom fördröjningen NT.In the case of a very difficult period, the impulse response of the channel may be longer than the NT, whereby the successive periods of the training sequence (in this case the impulses of the impulses) are folded in the receiver, as illustrated in Figure 2. In this case, the channel can have, for example, the phase delay shown in Figure 3 and the group delay response shown in Figure 4. The impulse response and the group delay response of the equalizer, which are obtained as a result of the basic procedure, are shown in Figures 5 and 6. The impulse response of such an equalizer can not be moved so that it would be entirely within the delay NT.
Förfarandet enligt uppfinningen I förfarandet enligt uppfinningen bestäms först kanalens DFT U(k) och/eller ekvalisatorns DFT C(k) antingen enligt det kända grundförfarandet eller al- 10 15 20 25 30 35 512 594 8 ternativt enligt någon omarbetning av detta.The method according to the invention In the method according to the invention, the DFT U (k) of the channel and / or the DFT C (k) of the equalizer are first determined either according to the known basic method or alternatively according to some reworking thereof.
I det följande bestäms genom interpolering mel- lan de ursprungliga spektralkomponenterna i kanalens eller ekvalisatorns DFT till exempel en mellankompo- nent, varvid intervallet för det interpolerade DFT:s (spektrets) spektralkomponenter är 1/2NT, såsom i figurerna 7 och 8 åskådliggjorts.In the following, by interpolation between the original spectral components of the DFT of the channel or equalizer, for example, an intermediate component is determined, the interval of the spectral components of the interpolated DFT (spectrum) being 1 / 2NT, as illustrated in Figures 7 and 8.
Ifall det interpolerade spektret var ett ekva- lisatorspektrum C(k), beräknas till sist ekvalisa- torns tappkoefficienter med det interpolerade ekvali- satorspektrets C'(k) inversa DFT, av vilka tappkoef- ficienter det nu finns 2N stycken. Tidslängden för den som resultat erhållna ekvalisatorn är sålunda ZNT, dvs två gånger längre än utan interpolering, såsom även fördröjningens "dynamik", med andra ord kan ekvalisatorn behandla de på området O-2NT belägna kanalfördröjningarna.If the interpolated spectrum was an equalizer spectrum C (k), finally the pin coefficients of the equalizer are calculated with the inverse DFT of the interpolated equalizer spectrum C '(k), of which pin coefficients there are now 2N. The duration of the equalizer obtained as a result is thus ZNT, ie twice as long as without interpolation, as well as the "dynamics" of the delay, in other words the equalizer can treat the channel delays located in the range O-2NT.
Ifall det interpolerade spektret var kanalens spektrum U(k), beräknas först ett nytt ekvalisator- spektrum C'(k) = B(k)/U'(k), ur vilket man sedan kan beräkna tappkoefficienterna på ovan visade sätt.If the interpolated spectrum was the channel spectrum U (k), a new equalizer spectrum C '(k) = B (k) / U' (k) is first calculated, from which the pin coefficients can then be calculated in the manner shown above.
I det följande undersöks olika interpolerings- tekniker. Kanalens och ekvalisatorns spektrum är kom- plext, varigenom man även måste bestämma mellankompo- nenternas real- och imaginärdelar. Det enklaste_sät- tet skulle vara att interpolera mellankomponenternas real- och imaginärdelar direkt från de ursprungliga spektralkomponenternas real- och imaginärdelar. På detta sätt erhålls en ekvalisator' med längden 2NT, men. beroende på interpoleringssättet kan resultatet vara mer eller mindre felaktigt och dessutom är det i allmänhet omöjligt att avgöra mellankomponentens rät- ta fas. Z I den primära utföringsformen av 'uppfinningen bestämmer man först amplituden A(k) och fasen P(k) lO 15 20 25 30 35 512 594 9 för spektralkomponenterna i kanalens eller ekvalisa- torns spektrum och avgör mellankomponenternas faser medelst fasfunktionen eller interpolerar mellankompo- nenternas amplitud och fas medelst amplitudfunktio- nen.In the following, various interpolation techniques are examined. The spectrum of the channel and the equalizer is complex, whereby one must also determine the real and imaginary parts of the intermediate components. The simplest_way would be to interpolate the real and imaginary parts of the intermediate components directly from the real and imaginary parts of the original spectral components. In this way an equalizer 'of length 2NT is obtained, but. depending on the method of interpolation, the result may be more or less incorrect and, in addition, it is generally impossible to determine the correct phase of the intermediate component. In the primary embodiment of the invention, the amplitude A (k) and the phase P (k) are first determined for the spectral components in the spectrum of the channel or the equalizer and the phases of the intermediate components are determined by the phase function or the intermediate components are interpolated. amplitude and phase by means of the amplitude function.
Mellankomponenternas amplituder kan bestämmas direkt fràn amplituderna för tvà närbelägna ursprung- liga komponenter i den ursprungliga ekvalisatorns eller kanalens spektrum (jfr figur 7) genom interpo- lering enligt till exempel följande approximation A(k) + A(k+l) A(k+%) = __-______-_-- (5) 2 Beräkningen av' mellankomponenternas fas är emellertid inte lika entydig, ty fasvärdena för de spektralkomponenter, som beräknats med arctan-opera- tionen är mellan n och -n innehållande diskontinui- tetsställen. Från de beräknade fasvärdena är det möj- ligt att bilda en kontinuerlig fasfunktion, genom att till varje fasvärde addera en lämplig 2n, multipel, ifall samplen är så nära varandra, att diskontinuite- terna kan observeras. Beträffande en mycket kort ek- valisator och en mycket förvrängd kanal kan kanalens gruppfördröjningsvariation vara större än ekvalisa- torns tidslängd. Med andra ord kan fasskillnaden mel- lan tvà närbelägna frekvenspunkter vara större än Zn, vilket i allmänhet gör ñdetj omöjligt att bestämma, vilken 2n multipel som borde adderas till det beräk- nade fasvärdet. T ex i figur 3 kan man inte säkert säga om P, eller Py är det rätta värdet för den fràn de ursprungliga faserna P1 och P2 interpolerade mel- lankomponenten§_fas.wAy_detta följer en förvrängd och faltad impulsrespons för ekvalisatorn.The amplitudes of the intermediate components can be determined directly from the amplitudes of two adjacent original components in the spectrum of the original equalizer or channel (cf. Figure 7) by interpolation according to, for example, the following approximation A (k) + A (k + 1) A (k +% ) = __-______-_-- (5) 2 However, the calculation of the phase of the intermediate components is not as unambiguous, because the phase values of the spectral components calculated by the arctan operation are between n and -n containing discontinuity sites. From the calculated phase values it is possible to form a continuous phase function, by adding to each phase value a suitable 2n, multiple, if the samples are so close to each other that the discontinuities can be observed. With regard to a very short equalizer and a very distorted channel, the group delay variation of the channel can be greater than the duration of the equalizer. In other words, the phase difference between two adjacent frequency points can be greater than Zn, which generally makes it impossible to determine which 2n multiple should be added to the calculated phase value. For example, in Figure 3 it is not possible to say for sure whether P, or Py is the correct value for the intermediate component §_phase.wAy_ interpolated from the original phases P1 and P2. This follows a distorted and folded impulse response for the equalizer.
I den primära utföringsformen av uppfinningen H \| WH! 10 15 20 25 30 35 512 594 10 beräknas även kanalens gruppfördröjningsrespons ur de ursprungliga komponenternas faser. Gruppfördröjningen G(f) bestäms allmänt dP(f) G(f) = - -__- (6) Zndf där P(f) är fasen för kanalens spektrum. Beträffande diskreta frekvenspunkter kan värdet för G(k) i olika frekvenspunkter approximeras P(k)-P(k-l) P(k)-P(k-1) = - NT (7) G(k) = 2n[f(k)-f(k-1)] 2n Dà gruppfördröjningen för kanalen beräknas kan de oklara punkterna lösas, eftersom beteendet hos kanalens gruppfördröjning är känd med en viss nog- grannhet. Till exempel fördröjningen för en telefon- förbindelse som en funktion av frekvensen bildar en till karaktären parabol funktion, som växer fràn frekvensbandets mitt mot kanterna och inte innehåller plötsliga förändríngsställen. Dessutom är kanalen kausal, vilket betyder att negativa fördröjningar är omöjliga.In the primary embodiment of the invention H WH! 10 15 20 25 30 35 512 594 10 the group delay response of the channel is also calculated from the phases of the original components. The group delay G (f) is generally determined dP (f) G (f) = - -__- (6) Zndf where P (f) is the phase of the channel spectrum. Regarding discrete frequency points, the value of G (k) in different frequency points can be approximated P (k) -P (kl) P (k) -P (k-1) = - NT (7) G (k) = 2n [f (k ) -f (k-1)] 2n When calculating the group delay for the channel, the unclear points can be solved, since the behavior of the channel's group delay is known with a certain accuracy. For example, the delay for a telephone connection as a function of frequency forms a character satellite function, which grows from the center of the frequency band towards the edges and does not contain sudden change points. In addition, the channel is causal, which means that negative delays are impossible.
Genom att utnyttja dessa om kanalen kända fak- tum, kan man enligt uppfinningen medelst schema (7) bilda en entydig gruppfördröjningsfunktion G(k) av kanalens diskreta Fourier-transformation U(k) genom att anta, att gruppfördröjningen mellan två kända frekvenspunkter inte kan ändra mera än ett visst maximivärde. Genom att addera en 2n multipel till värdena efter diskontinuitetsstället och genom att välja det värde, som bäst följer den antagna fördröj- ningsfunktionens kurva, kan man med större sannolik- het lösa de 'ursprungliga komponenternas fördröjning 10 15 20 25 30 35 40 512 594 ll och därav fasen. Till exempel i figur 10 vet man, att gruppfördröjningens rätta graf måste bilda en med en bruten linje ritad förlängning D och inte en med en heldragen linje visad fördröjningsandel E, varigenom även det mellan G, och G2 interpolerade fördröjnings- värdet måste vara G, och inte G7.By utilizing these facts known about the channel, one can according to the invention by means (scheme) form an unambiguous group delay function G (k) of the channel's discrete Fourier transform U (k) by assuming that the group delay between two known frequency points cannot change more than a certain maximum value. By adding a 2n multiple to the values after the discontinuity point and by choosing the value that best follows the curve of the assumed delay function, one can more likely solve the delay of the 'original components 10 15 20 25 30 35 40 512 594 ll and hence the phase. For example, in Figure 10, it is known that the correct graph of the group delay must form an extension D drawn with a broken line and not a delay part E shown with a solid line, whereby also the delay value interpolated between G, and G2 must be G, and not G7.
Beräkningen av gruppfördröjningsfunktionen in- leds företrädesvis från DC-frekvens eller någon annan frekvens, där gruppfördröjningen antas vara liten, och framskrider sedan skilt mot bandets bägge kanter.The calculation of the group delay function is preferably started from DC frequency or some other frequency, where the group delay is assumed to be small, and then progresses separately towards both edges of the band.
Om det DFT, som interpoleras, är ekvalisatorns DFT, kan mellankomponenternas fas P(k) nu avgöras direkt eller man kan interpolera i varje diskret frekvenspunkt till exempel enligt följande approxima- tion.If the DFT that is interpolated is the DFT of the equalizer, the phase P (k) of the intermediate components can now be determined directly or one can interpolate in each discrete frequency point, for example according to the following approximation.
P(l)-P(O) P(%) = P(O) + o 2 P(k+1)-P(k-3) = + y k=ll2f°"p(NK!2M)_l 3 P(0)-P(NK/M) P(-ä) = P(O) - _-_-________ 2 P(k-1)-P(k+%) k=_l/_2/"°I_(NK/2M)+l 3 Efter detta beräknas det interpolerade ekvali- satorspektrets C'(k) = 1/U'(k) real- och imaginärde- lar re[C'(k+ä)] = A(k+ä)-cos[P(k+ä)] 10 15 20 512 594 12 Im[C'(k+%)] = A(k+%)-sin[1>(k+!5)] Tappkoefficienterna. för ekvalisatorn, av *vilka det nu finns 2N stycken, fås enligt det konventionel- la sättet genom beräkning av det interpolerade ekva- lisatorspektrets C'(k) inversa DFT. Som resultat er- hålls en ekvalisator, vars längd är 2NT, såsom till exempel i figur 14 âskàdliggjorts.P (l) -P (O) P (%) = P (O) + o 2 P (k + 1) -P (k-3) = + yk = ll2f ° "p (NK! 2M) _l 3 P (0) -P (NK / M) P (-ä) = P (O) - _-_-________ 2 P (k-1) -P (k +%) k = _l / _2 / "° I_ (NK / 2M) + l 3 After this, the interpolated equalizer spectrum C '(k) = 1 / U' (k) real and imaginary parts re calculated [C '(k + ä)] = A (k + ä) -cos [P (k + ä)] 10 15 20 512 594 12 Im [C '(k +%)] = A (k +%) - sin [1> (k +! 5)] The drop coefficients. for the equalizer, of which there are now 2N pieces, is obtained according to the conventional method by calculating the inverse DFT of the interpolated equalizer spectrum C '(k). As a result, an equalizer is obtained, the length of which is 2NT, as for example in Figure 14 has been damaged.
Ovan som ett exempel fördubblades längden av ekvalisatorn och antalet koefficienter, men i allmän- het kan antalet koefficienter ökas x-falt, där x 2 0.Above as an example, the length of the equalizer and the number of coefficients were doubled, but in general the number of coefficients can be increased x-fold, where x 2 0.
Förfarandet enligt uppfinningen kräver endast en liten kalkyleffekt och är sålunda lätt att för- verkliga genom att ändra kalkyleringsprogrammet för koefficienter i redan existerande transversalekvali- satorer.The method according to the invention requires only a small calculation effect and is thus easy to realize by changing the calculation program for coefficients in already existing transverse equalizers.
Fastän ovan beskrivits ett antal fördelaktiga interpoleringssätt, kan även andra interpoleringssätt användas utan att avvika fràn uppfinningens skyddsom- fâng. Beskrivningen och till denna hörande figurer är endast avsedda att åskådliggöra uppfinningen. Beträf- fande detaljerna kan förfarandet enligt uppfinningen variera inom ramen för bifogade patentkrav.Although a number of advantageous interpolation methods have been described above, other interpolation methods may also be used without departing from the scope of the invention. The description and the accompanying figures are only intended to illustrate the invention. Regarding the details, the method according to the invention may vary within the scope of the appended claims.
Claims (9)
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI892604A FI82337C (en) | 1989-05-29 | 1989-05-29 | Procedure for determining basic values for a transverse coefficient of coefficients |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE9001888D0 SE9001888D0 (en) | 1990-05-25 |
| SE9001888L SE9001888L (en) | 1990-11-30 |
| SE512594C2 true SE512594C2 (en) | 2000-04-10 |
Family
ID=8528527
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE9001888A SE512594C2 (en) | 1989-05-29 | 1990-05-25 | Method for determining initial values of coefficients for a transverse equalizer |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| DE (1) | DE4016947C2 (en) |
| FI (1) | FI82337C (en) |
| FR (1) | FR2647609B1 (en) |
| GB (1) | GB2233863B (en) |
| SE (1) | SE512594C2 (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2320866A (en) * | 1996-12-30 | 1998-07-01 | Daewoo Electronics Co Ltd | An equalization arrangement in which initial values which determine tap coefficients are adaptively chosen |
| DE19802193A1 (en) * | 1998-01-22 | 1999-07-29 | Daimler Benz Aerospace Ag | Signal frequency estimation method for target range measurement in radar system |
| US7792184B2 (en) * | 2003-04-24 | 2010-09-07 | Qualcomm Incorporated | Apparatus and method for determining coefficient of an equalizer |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2337465A1 (en) * | 1975-12-30 | 1977-07-29 | Ibm France | METHOD AND DEVICE FOR DETERMINING THE INITIAL VALUES OF THE COEFFICIENTS OF A COMPLEX TRANSVERSAL EQUALIZER |
| FR2358061A1 (en) * | 1976-07-08 | 1978-02-03 | Ibm France | EQUALIZATION METHOD AND DEVICE USING THE FOURIER TRANSFORM |
-
1989
- 1989-05-29 FI FI892604A patent/FI82337C/en not_active IP Right Cessation
-
1990
- 1990-05-25 DE DE19904016947 patent/DE4016947C2/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-25 GB GB9011829A patent/GB2233863B/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-25 SE SE9001888A patent/SE512594C2/en not_active IP Right Cessation
- 1990-05-25 FR FR9006821A patent/FR2647609B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2233863A (en) | 1991-01-16 |
| SE9001888L (en) | 1990-11-30 |
| GB2233863B (en) | 1993-12-22 |
| FI82337B (en) | 1990-10-31 |
| FR2647609A1 (en) | 1990-11-30 |
| DE4016947A1 (en) | 1990-12-06 |
| DE4016947C2 (en) | 2002-08-01 |
| FR2647609B1 (en) | 1992-10-30 |
| SE9001888D0 (en) | 1990-05-25 |
| FI82337C (en) | 1991-02-11 |
| FI892604A0 (en) | 1989-05-29 |
| GB9011829D0 (en) | 1990-07-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6185251B1 (en) | Equalizer for use in multi-carrier modulation systems | |
| Armstrong et al. | Polynomial cancellation coding of OFDM to reduce intercarrier interference due to Doppler spread | |
| EP0037827B1 (en) | Receiver for complex data signals | |
| EP2387840B1 (en) | Interpolated channel estimation for mobile ofdm systems | |
| JP2795935B2 (en) | Maximum likelihood sequence estimator | |
| JP3643293B2 (en) | Adaptive equalizer training circuit, modem device, and communication device | |
| EP0903898A2 (en) | Equalizing method and equalizer for OFDM receiver | |
| US8428113B1 (en) | Equalizer for heavily clipped or compressed communications signals | |
| TW200832977A (en) | Multi-path receiving system, adaptive channel estimation method and OFDM demodulator | |
| JPS6364093B2 (en) | ||
| KR100441250B1 (en) | Method for calculating coefficients of equalizer and device for calculating the same | |
| EP1533961A2 (en) | OFDM reception apparatus | |
| US7050487B2 (en) | Method and circuit arrangement for determination of transmission parameters | |
| SE512594C2 (en) | Method for determining initial values of coefficients for a transverse equalizer | |
| US6973144B1 (en) | Apparatus and method for channel estimation used for link adaption with error feedback | |
| KR100664600B1 (en) | A Curve-Fitting Channel Estimation Method of OFDM System | |
| US11888538B2 (en) | Receiving apparatus | |
| SE510915C2 (en) | Method for determining the coefficients in a transverse equalizer | |
| Matheus et al. | Two-dimensional (recursive) channel equalization for multicarrier systems with soft impulse shaping (MCSIS) | |
| Mendoza et al. | Interference rejection using a hybrid of a constant modulus algorithm and the spectral correlation discriminator | |
| TW421928B (en) | Method and apparatus used to overcome multi-route interference in multi-carry-wave digital modulation system | |
| JPWO2018154753A1 (en) | Timing estimation apparatus and timing estimation method | |
| JP2003517249A (en) | Method and apparatus for compensating signal echo during duplex data transmission with discrete multitone modulation | |
| RU2366084C1 (en) | Method of estimating radio channel in multi-frequency radio communication systems incorporating several receiving and transmitting antennas | |
| JP2002111625A (en) | Ofdm-signal receiving apparatus |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NUG | Patent has lapsed |