SE510915C2

SE510915C2 - Method for determining the coefficients in a transverse equalizer

Info

Publication number: SE510915C2
Application number: SE9000854A
Authority: SE
Inventors: Risto Kari
Original assignee: Nokia Telecommunications Oy
Priority date: 1989-03-13
Filing date: 1990-03-09
Publication date: 1999-07-05
Also published as: GB9005510D0; FR2644654A1; FI891186A; FR2644654B1; GB2229898A; SE9000854D0; FI82336C; SE9000854L; DE4007989B4; FI82336B; DE4007989A1; FI891186A0; GB2229898B

Abstract

The coefficient selection system uses a defined periodic data sequence with a discrete Fourier transformation transmitted along the transmission channel. The discrete Fourier transformation of the periodic sequence obtained from the transmission channel is calculated. The initial discrete Fourier transformation is combined with a reference spectrum and divided by the calculated discrete Fourier transformation to obtain a ratio which is subjected to an inverse discrete Fourier transformation to calculate the equaliser coefficients. The reference spectrum is selected to obtain a pulse characteristic which decreases rapidly.

Description

_ Hlnmn v! ' -i nn 1 | TI 510 915 10 15 20 25 30 35 2 estimeras först genom beräkning av DFT eller den dis- kreta Fourier-transformationen R(k) för en eller fle- ra perioder i den mottagna demonstrationssignalen och genom dividering av det med den sända demonstrations- sekvensens DFT S(k). Ekvalisatorns överföringsfunk- tion C(k) erhålls ur relationen C(k) = A(k)/H(k), vari A(k) är ett referensspektrum, d v s den önskade korrigerade överföringsfunktionen (överföringskana- lens och ekvalisatorns gemensamma överföringsfunk- tion). Ekvalisatorns koefficienter erhålls ur C(k) med inversa DFT. _ Hlnmn v! '-i nn 1 | TI 510 915 10 15 20 25 30 35 2 is first estimated by calculating the DFT or the Cretaceous Fourier transform R (k) for one or more periods in the received demonstration signal and by dividing it by the transmitted demonstration sequence DFT S (k). The transfer function of the equalizer tion C (k) is obtained from the relation C (k) = A (k) / H (k), wherein A (k) is a reference spectrum, i.e. the desired one corrected the transmission function (transmission channel joint transfer function of the lens and the equalizer tion). The coefficients of the equalizer are obtained from C (k) with inverse DFT.

För fraktional-ekvalisatorn (T tid en oändlig mängd lösningar, så av dem måste med hjälp av något kriterium en lämplig väljas.For the fractional equalizer (T time an infinite number of solutions, so of them must be included using any criterion an appropriate one is selected.

I ovannämnda artikel väljs ett lämpligt spektrum för ekvalisatorn så, att förstärkningen av det i ek- valisatorns ingång befintliga “vita bruset minimeras (jfr "artikelns ekvation 16). 1 fallet med det höga signal-brusförhàllandet och den korta ekvalisatorn är detta emellertid inte en bra lösning, eftersom störs- ta delen av ekvalisatorns restfel härvid alstras ge- nom faltning i ekvalisatorns impulsrespons.In the above article, a suitable spectrum is selected for the equalizer so that the amplification of the the inverter's existing "white noise is minimized (cf. "equation 16 of the article.) 1 the case of the high the signal-to-noise ratio and the short equalizer are however, this is not a good solution, as take part of the residual error of the equalizer, this generates nom folding in the equalizer's impulse response.

Dessutom är det i många 'tillämpningary såsom i flerpunktsnät användande rundfråga, fördelaktigt att minimera längden av demonstrationssekvensen. Å andra sidan försvagas ekvalisatorns förmåga att korrigera överföringskanalens distorsion, då demonstrationssek- vensen förkortas.In addition, it is in many applications such as in multi-point network using circular question, advantageous to minimize the length of the demonstration sequence. On the other on the other hand, the equalizer's ability to correct is weakened distortion of the transmission channel, when the demonstration the value is abbreviated.

Avsikten med uppfinningen är att åstadkomma ett förfarande för bestämning av begynnelsevärden för koefficienterna i en transversal ekvalisator, i vil- ket det använda. kriteriet beaktar faltningen. i ek- valisatorns impulsrespons och vilket möjliggör in- ledning av ekvalisatorn med användning av en kortare demonstrationsperiod än tidigare. 10 15 20 25 30 35 510 915 3 Detta uppnås med förfarandet enligt uppfinningen, vilket är kännetecknat av de i patentkravet 1 fram- förda kännetecknen.The object of the invention is to provide one procedure for determining initial values for the coefficients of a transverse equalizer, in ket it used. the criterion takes into account the folding. i ek- the impulse response of the evaluator and which enables lead of the equalizer using a shorter demonstration period than before. 10 15 20 25 30 35 510 915 3 This is achieved with the method according to the invention, which is characterized by the features of claim 1 the characteristics.

Uppfinningen baserar sig på det faktum att en snabbt avtagande impulsrespons i. ekvalisatorn leder till att faltningen i ekvalisatorns impulsrespons minimeras. Man kunde sålunda även säga, att mängden faltning i ekvalisatorns impulsrespons minimeras ge- nom användning av referensspektret A(k), som har op- timerats för var och en estimerad överföringskanal.The invention is based on the fact that a rapidly decreasing impulse response i. the equalizer leads to the convolution in the equalizer's impulse response minimized. One could thus also say that the amount convolution in the equalizer's impulse response is minimized using the reference spectrum A (k), which has timed for each estimated transmission channel.

Enligt ett utföringsexempel av uppfinningen opti- meras referensspektret och ett lämpligt spektrum för ekvalisatorn väljs genom estimering av överföringska- nalens grupplöptid och genom val av referensspektrum eller spektrum för ekvalisatorn på så sätt, att den som resultat erhållna ekvalisatorn använder de frek- venser, för vilka den estimerade grupplöptidsdistor- sionen är minst. Som en följd av detta har ekvalisa- torn en snabbare avtagande impulsrespons än vad som kunde erhållas genom att använda ett fast referens- spektrum. Faltningsproblemet underlättas sålunda av- sevärt och användning av en kortare demonstrations- period blir möjlig. Detta leder å sin sida till att överföringssystemets effektivitet ökar och igångsätt- ningstiden för ekvalisatorn blir kortare.According to an exemplary embodiment of the invention, the reference spectrum and an appropriate spectrum for the equalizer is selected by estimating the transmission capacity group duration and by selecting the reference spectrum or spectrum of the equalizer in such a way that it the resulting equalizer uses the frequencies conditions for which the estimated group maturity is the least. As a result, the tower a faster declining impulse response than that could be obtained by using a fixed reference spectrum. The folding problem is thus alleviated by and the use of a shorter demonstration period becomes possible. This in turn leads to that the efficiency of the transmission system increases and the equalization time of the equalizer will be shorter.

Uppfinningen beskrivs nu mera detaljerat med hjälp av exempel med hänvisning till bifogade figur, där ett typiskt amplitudspektrum och en grupplöptidsfunk- tion för en telefonkanal visas.The invention is now described in more detail with help of examples with reference to the attached figure, where a typical amplitude spectrum and a group maturity function tion for a telephone channel is displayed.

Den allmänna konstruktionen och funktionen hos överföringssystemet och den transversala ekvalisatorn är kända för fackmän på området och beträffande dessa hänvisas till exempel till ovannämnda artikel och US- patentskriften 4 152 649. Uppfinningen kan tillämpas i ekvalisatorer, som framförts i dessa, eller i andra 510 915 10 15 20 25 30 35 lämpliga sådana. Även grundprinciperna för förfarandet som använts för bestämning av koefficinterna för den transversala ekvalisatorn har beskrivits i nämnda artikel. För att göra det lättare att förstå uppfinningen beskrivs dock i det följande grundprinciperna för förfarandet innan den egentliga delen av uppfinningshöjd be- skrivs.The general construction and function of the transmission system and the transverse equalizer are known to those skilled in the art and in relation to them reference is made, for example, to the above-mentioned article and U.S. Patent No. 4,152,649. The invention is applicable in equalizers, expressed in these, or in others 510 915 10 15 20 25 30 35 appropriate ones. Also the basic principles of the procedure used for determining the coefficients of the transverse the equalizer has been described in the said article. In order to make it easier to understand the invention is described however, in the following the basic principles of the procedure before the actual part of the inventive step is is written.

Man antar att den basfrekventa, ekvivalenta im- pulsresponsen i överföringskanalen i dataöverförings- fsystemet bör korrigeras genom användning av en trans- versal ekvalisator, vars tappintervall är KT/L 5 T, där T är signalens symbolintervall och K och L är låga heltal. Före datan sänds, sänder sändaren en demonstrationssignal s(t) = E s(i) 6 (t-iT) (1) 1. där sekvensen s(i) är periodisk under perioden M = KN/L och N är antalet tappkoefficienter för ekvalisa- torn. Den sända signalen gàr genom kanalen och i mot- tagaren tas sampel på den pà samplingsfrekvensen L/T.It is assumed that the base frequency, equivalent im- the pulse response in the transmission channel in the data transmission The system should be corrected by using a capital equalizer, whose tap range is KT / L 5 T, where T is the symbol range of the signal and K and L are low integers. Before the data is transmitted, the transmitter transmits one demonstration signal s (t) = E s (i) 6 (t-iT) (1) 1. where the sequence s (i) is periodic during the period M = KN / L and N are the number of pin coefficients for equalization tower. The transmitted signal passes through the channel and in the sampler is sampled at the sampling frequency L / T.

De mottagna signalsamplen är xm) = z s(i)y(nT/L-r-i'r)eﬁ”ßfﬂ/uvun) (2) 1 där t är samplingsfasen, w(n) representerar det sum- merade komplexvärda bruset och zsf är en okänd kon- stant frekvensförskjutning. Kanalens övriga oideali- teter (fasvibration, amplitudvibration, olinearite- ter, osv) antas vara betydelselösa eller inkluderade i brustermen w(n).The received signal samples are xm) = z s (i) y (nT / L-r-i'r) e ﬁ ”ßf ﬂ / uvun) (2) 1 where t is the sampling phase, w (n) represents the sum complex complex noise and zsf is an unknown con- constant frequency shift. The channel's other non-ideal (phase vibration, amplitude vibration, nonlinearity ter, etc.) are assumed to be insignificant or included i brustermen w (n).

Den. i mottagaren inkommande signalen. observeras kontinuerligt för upptäckande av en cyklisk demon- strationssignal och estimatet för bärvàgens frekvens- 10 15 20 25 30 35 510 915 5 förskjutning' beräknas som i. ovannämnda artikel. Ge- nast då närvaron av den cykliska demonstrationssigna- len har detekterats, avskiljs den mottagna signalens ena period r(n), där n = O, 1,....,LM-l, och den an- vänds för beräkning av tappkoefficienterna för ekva- lisatorn. Sekvensen r(n) erhålls genom att kopiera LM samplen från ekvalisatorns fördröjningslinje och ge- nom att avlägsna den i bärvágen av frekvensförskjut- ningen inducerade fasdistorsionen. Man har även kunnat ta medelvärdet på de mottagna samplen under ett fler- tal perioder, för att minska brusets och andra i ka- nalen befintliga oidealiteters inverkan pà bekostnad av den ökade demonstrationstiden.The. in the receiver the incoming signal. observed continuously for the detection of a cyclic demon- signal and the estimate of the carrier frequency 10 15 20 25 30 35 510 915 5 offset 'is calculated as in. the above article. Give- only when the presence of the cyclic demonstration signal has been detected, the received signal is separated one period r (n), where n = 0, 1, ...., LM-1, and the other used for the calculation of the tap coefficients for lisatorn. The sequence r (n) is obtained by copying LM samples from the equalizer delay line and the by removing it in the carrier of the frequency shift induced phase distortion. It has also been possible take the mean value of the samples received during a multi- periods, in order to reduce noise and other the impact of existing ideals on expense of the increased demonstration time.

För en fullständig korrigering av den mottagna cykliska sekvensen r(n), väljs tappkoefficienterna c(i) för ekvalisatorn för att uppfylla ekvationen N=l 2 c(i)r[(Ln-Ki),°¿LH] = s(n), n=O,l,.Z.,M-1 (3) där modLM avser modulo LM -operationen. Pá frekvens- nivå kan detta uttryckas L-l Z C[(k+iM)_,¿,]R(k+iM) = LS(k), k=O,l,...,M-l (4) i=O där C(k), R(k) och S(k) är diskreta Fourier-transfor- mationer av impulsresponserna för respektive ekvali- sator, mottagen sekvens och demonstrationssekvens.For a complete correction of the received cyclic sequence r (n), the pin coefficients are selected c (i) for the equalizer to satisfy the equation N = 1 2 c (i) r [(Ln-Ki), ° ¿LH] = s (n), n = 0, 1, .Z., M-1 (3) where modLM refers to the modulo LM operation. On the frequency level, this can be expressed L-l Z C [(k + 1M) _, ¿,] R (k + 1M) = LS (k), k = 0, 1, ..., M-1 (4) i = O where C (k), R (k) and S (k) are discrete Fourier transforms. variations of the impulse responses for the respective equivalents sator, received sequence and demonstration sequence.

Ekvationen (4) kan även uttryckas med hjälp av refe- rensspektrat A(k) C(k,°d,)R(k) = A(k)S(k_°d,), k=0,1,...,LM-1 (5) Denna ekvation är ekvivalent med ekvationen (4), om referensspektret A(k) uppfyller Nyqvists kriterium. 510 915 10 15 20 25 30 35 L-1 I A(k+Mi) = 1, k=O,l,...,M-l (6) i=0 Med referensspektret A(k) avses ett önskat spektrum för den korrigerade kanalen före samplingen pá symbolfrekvens.The equation (4) can also be expressed using the reference purification spectrum A (k) C (k, ° d,) R (k) = A (k) S (k_ ° d,), k = 0.1, ..., LM-1 (5) This equation is equivalent to equation (4), if the reference spectrum A (k) meets Nyqvist's criterion. 510 915 10 15 20 25 30 35 L-1 I A (k + Mi) = 1, k = 0.1, ..., M-1 (6) i = 0 The reference spectrum A (k) refers to a desired one spectrum of the corrected channel before sampling on symbol frequency.

Beräkningen av korrigeringsspektret för en T- intervall ekvalisator är enkelt, eftersom ekvationen (4) eller (5) härvid har högst en lösning. Spektret för ekvalisatorn erhålls C(k) = S(k)/R(k), k=O,l,...,N-l (7) såvida R(k) är olikt noll för alla värden pà k.The calculation of the correction spectrum for a T- interval equalizer is simple, because the equation (4) or (5) in this case has at most one solution. The spectrum for the equalizer is obtained C (k) = S (k) / R (k), k = 0.1, ..., N-1 (7) unless R (k) is zero for all values of k.

Beräkningen av spektret för fraktional-ekvalisa- torn är svårare, eftersom ekvationen (4) endast ger ekvationen M och C(k) variablernas antal N>M. Ur ek- vationen (5) ser man, att det finns en oändlig mängd lösningar för fraktional-ekvalisatorn, om inte den mottagna signalens spektrum uppvisar L stycken spek- trumnollor med 1/T Hz intervall. Det lämpliga resul- tatet mäste enligt något kriterium väljas från den som resultat av ekvationen (4) erhållna oändliga mängden möjliga lösningar.The calculation of the fractional-equilibrium spectrum tower is more difficult, because equation (4) only gives the equation M and C (k) the number of variables N> M. From ek- vation (5) one sees that there is an infinite amount solutions for the fractional equalizer, if not the the spectrum of the received signal, L drum zeros with 1 / T Hz interval. The appropriate result according to any criterion must be selected from it as a result of equation (4) obtained infinite the amount of possible solutions.

I ett idealiskt fall borde man hitta ett referens- spektrum A(k), som ger en optimal ekvalisator av N- längd för kanalens impulsrespons. Detta är i allmän- het inte möjligt, eftersom det kräver information om kanalens överföringsfunktion pà alla frekvenser och referensspektret för den optimala ekvalisatorn av N- längd inte nödvändigtvis uppfyller Nyqvists krite- rium. Därför måste någon mindre optimal lösning an- vändas.In an ideal case, a reference spectrum A (k), which gives an optimal equalizer of N- length of the channel impulse response. This is in general is not possible, as it requires information about channel transmission function on all frequencies and the reference spectrum of the optimal equalizer of N- length does not necessarily meet Nyqvist's criteria rium. Therefore, any less optimal solution must be turned.

Beroende på referensspektret erhålls en ekvalisa- tor, som är en mer eller mindre faltad version av den 10 15 20 25 30 35 510 915 7 "föreställda" oändligt långa ekvalisatorn. Den oänd- ligt långa ekvalisatorn beräknas emellertid inte i något skede. I teorin skulle en oändligt lång ekva- lisator kunna beräknas genom att förlänga demonstra- tionssekvensens period till oändlig.Depending on the reference spectrum, an equalization tor, which is a more or less folded version of it 10 15 20 25 30 35 510 915 7 "imagined" infinitely long equalizer. The infinite However, the equivalent length is not calculated in some stage. In theory, an infinitely long equation can be calculated by extending the demonstration period of the sequence to infinity.

I förfarandet i ovannämnda artikel väljs referens- spektret så, att förstärkningen av bruset minimeras.In the procedure set out in the above Article, the reference spectrum so that the amplification of the noise is minimized.

Detta är emellertid inte ett bra val i fallet med ett högt signalbrusförhállande och/eller en kort ekvali- sator.However, this is not a good choice in the case of one high signal-to-noise ratio and / or a short quality sator.

Enligt uppfinningen minimeras faltningen i ekvali- satorns impulsrespons enligt kriteriet J: FP1Z -1 âunlcunl* (8) där f(k) är en viktsfunktion, som mera betonar de frekvenser, som beträffande faltningen är svåra, och mindre de frekvenser, som i detta avseende är lätta.According to the invention, the folding in the the impulse response of the generator according to the criterion J: FP1Z -1 âunlcunl * (8) where f (k) is a weight function, which they emphasize more frequencies which are difficult to fold, and less the frequencies, which in this respect are light.

Viktsfunktionen f(k) väljs sà, att den som resul- tat erhållna oändligt långa impulsresponsen i. ekva- lisatorn är snabbast möjligt avtagande. Med andra ord minimeras grupplöptidens variation i ekvalisatorns spektrum på frekvenser, där kanalens amplitudfunktion är betydande. Samtidigt undviks skarpa förändringar i amplituden för ekvalisatorns spektrum, eftersom även de leder till en långsamt avtagande impulsrespons i ekvalisatorn.The weight function f (k) is chosen so that the resultant obtained infinitely long impulse response in the lisator is decreasing as quickly as possible. In other words the variation of the group duration in the equalizer is minimized spectrum of frequencies, where the amplitude function of the channel are significant. At the same time, sharp changes in the amplitude of the equalizer spectrum, since also they lead to a slowly decreasing impulse response in the equalizer.

Då man antar att referensspektret har en lineär fas blir ekvalisatorns grupplöptidsfunktion oundvik- ligen en spegelbild av kanalens grupplöptid. I en föredragen utföringsform av förfarandet enligt upp- finningen minimeras därför ekvalisatorns amplitud på de frekvenser, pá vilka kanalens grupplöptid avviker 510 915 10 15 20 25 30 8 mycket från medelvärdet och samtidigt hålls ekvalisa- torns amplitudspektrum så jämnt som möjligt.Assuming that the reference spectrum has a linear phase, the group maturity function of the equalizer becomes unavoidable. a mirror image of the group's group duration. In a preferred embodiment of the method according to the finding therefore minimizes the amplifier's amplitude the frequencies at which the group duration of the channel deviates 510 915 10 15 20 25 30 8 much from the average and at the same time equal tower amplitude spectrum as evenly as possible.

Detta uppnås då man som viktsfunktion F(k) väljer till exempel FUU = IYUU-EH |“ + F., (9) där t(k) är kanalens estimerade grupplöptid pà frek- vensen k, t är medelgrupplöptiden och n 1 1. Jämn- .ve heten i. ekvalisatorns spektrum garanteras genom att addera den positiva konstanten Fo till den kvadrerade grupplöptidsskillnaden. Som resultat av denna Vikts- funktion använder ekvalisatorn huvudsakligen de frek- venser, på vilka grupplöptiden är nära medelvärdet, och förstärker i mindre utsträckning de frekvenser, på vilka grupplöptiden skiljer sig mycket från medel- värdet. Viktsfunktionen F(k) kan även vara någon an- nan funktion av grupplöptidskillnaden.This is achieved when you select F (k) as the weight function for example FUU = IYUU-EH | “+ F., (9) where t (k) is the channel's estimated group duration of frequency the value k, t is the mean group maturity and n 1 1. .ve The spectrum of the equalizer is guaranteed by: add the positive constant Fo to the squared one the group maturity difference. As a result of this Weight- function, the equalizer mainly uses the frequencies at which the group maturity is close to the mean, and amplifies to a lesser extent the frequencies on which the group maturity is very different from the the value. The weight function F (k) can also be any function of the group maturity difference.

Till exempel i figuren, där en typisk grovt för- vrängd telefonkanals amplitudspektrum D och grupplöp- tid E visas, faltas frekvenserna A och B ovanpå va- randra, då sampel tas från ekvalisatorns utgàngssig- nal med 1/T intervall. Härvid lönar det sig att göra ekvalisatorns spektrum sådant, att det främst använ- der frekvensen, B, eftersom kanalens grupplöptid på frekvensen A avviker mycket mera från medelvärdet.For example, in the figure, where a typical coarse inverted telephone channel amplitude spectrum D and group running time E is displayed, the frequencies A and B are folded on top of the rand, when samples are taken from the equalizer output nal with 1 / T interval. It pays to do so the spectrum of the equalizer such that it is mainly used der frequency, B, since the group's group duration is on frequency A deviates much more from the mean.

För ovan framställda viktsfunktion F(k) måste ka- nalens grupplöptidsfunktion bestämmas. Då kanalens överföringsfunktion H(f) skrivs i en komplex exponen- tialform mf) = |u(f)|e1° där 6(f) är ett kontinuerligt fasmotstånd, är kana- lens grupplöptidsfunktion lO 15 20 25 30 35 510 915 d6(f) t(f) = - Zndf I förfarandet enligt uppfinningen estimeras kanalens grupplöptid genom beräkning av fasen för kanalens överföringsfunktion H(k) = R(k)/S(k) och genom att därav beräkna grupplöptidsfunktionen med hjälp av numerisk derivering.For the weight function F (k) presented above, the the group's group maturity function is determined. Then the channel transfer function H (f) is written in a complex exponential tialform mf) = | u (f) | e1 ° where 6 (f) is a continuous phase resistor, the lens group maturity function lO 15 20 25 30 35 510 915 d6 (f) t (f) = - Zndf In the method according to the invention, the channel is estimated group duration by calculating the phase of the channel transfer function H (k) = R (k) / S (k) and by hence calculate the group duration function using numerical derivation.

Då H(k):s fasfunktioner beräknas med användning av en konventionell arctan-operation, är alla erhållna värden mellan -n och n. Av dessa sampel på fasens grundvärde bildas den kontinuerliga fasfunktionens sampel genom att addera en lämplig 2n:s multipel till grundvärdets sampel. Den rätta 2n:s multipeln kan be- stämmas, om samplen är så nära varandra, att okonti- nuiteterna kan observeras.Then the phase functions of H (k) are calculated using a conventional arctan operation, are all obtained values between -n and n. Of these samples on the phase basic value is formed of the continuous phase function sample by adding an appropriate 2n multiple to sample of the basic value. The correct 2n multiple can be if the samples are so close to each other that the nuances can be observed.

I fallet med en mycket kort ekvalisator och en grovt förvrängd kanal kan kanalens grupplöptidsvaria- tion vara större än ekvalisatorns tidsmässiga längd.In the case of a very short equalizer and one coarsely distorted channel, the group duration of the channel tion be greater than the temporal length of the equalizer.

Med andra ord kan fasskillnaden mellan två närbelägna frekvenser i. kanalens överföringsfunktion H(k) vara större än n, vilket gör det omöjligt att bestämma, vilken 2n:s lnultipel som borde adderas till fasens grundvärde.In other words, the phase difference between two may be nearby frequencies i. channel transmission function H (k) be greater than n, making it impossible to determine, which 2n lsultiple should be added to the phase basic value.

I förfarandet enligt uppfinningen löses detta ge- nom att anta, att det inte, kan förekomma plötsliga förändringar i kanalens grupplöptid mellan två närbe- lägna frekvenspunkter, varvid 2n:s rätta multipel för fasfunktionen i en viss frekvenspunkt kan väljas ge- nom att observera skillnaden mellan det i denna punkt beräknade grupplöptidsvärdet och det i en eller flera föregående frekvenspunkter beräknade grupplöptidsvär- det och genom att jämföra den med överföringskanalens allmänt kända grupplöptidsegenskaper. Till exempel i fallet med telefonkanalen vet man, att grupplöptids- 510 915 10 10 funktionen borde vara en allmänt parabol funktion (se figuren).In the process according to the invention this solution is by assuming that it does not, may occur suddenly changes in the group maturity of the channel between two lower frequency points, whereby 2n's correct multiple for the phase function at a certain frequency point can be selected by observing the difference between it in this point calculated group maturity value and that in one or more previous frequency points calculated group maturity values it and by comparing it with that of the transmission channel commonly known group maturity characteristics. For example in In the case of the telephone channel, it is known that 510 915 10 10 the function should be a general dish function (see the figure).

Beräkningen av grupplöptidsfunktionen påbörjas fö- reträdesvis fràn DC-frekvensen eller en annan frek- vens, där grupplöptiden antas vara liten, och genom att sedan fortskrida skilt mot bandets vardera kan- ter.The calculation of the group maturity function begins before from the DC frequency or another frequency vens, where the group maturity is assumed to be small, and through to then proceed separately towards each band of the band. ter.

De ovan framställda exemplen är endast avsedda att àskådliggöra uppfinningen. Beträffande detaljer kan förfarandet enligt uppfinningen variera inom ramarna för de bifogade patentkraven.The examples presented above are for reference only illustrate the invention. Regarding details can the method according to the invention vary within the framework for the appended claims.

Claims

10 15 20 25 30 35 510 915 ll Patent claim

A method for determining initial values of the coefficients in a fractional-type transverse equalizer, comprising a transmission channel, the method comprising the following steps a) transmitting a predetermined periodic data sequence, the discrete Fourier transform of which is S (k) , through the transmission channel, b) calculation of the discrete Fourier transform R (k) for a period in the periodic sequence passed through the transmission channel, c) determination of the relationship C (k) = A (k) S (k) / R (k), where A (k) is a reference spectrum, and d) determination of values of the coefficients in the equalizer by calculating the inverse discrete Fourier transform C (k), known - drawn therefrom, that in point c) such a reference spectrum A (k) is selected, which gives the equalizer a decreasing impulse response as quickly as possible.

2. A method according to claim 1, characterized in that the reference spectrum A (k) is selected by means of the group duration estimated for the transmission channel so that the amplifier's amplitude is reduced at the frequencies at which the group duration of the equalizer is difficult, and that in the amplitude of the equalizer spectrum does not change rapidly.

3. A method according to claim 1 or 2, characterized in that the reference spectrum A (k) is selected so that the equalizer more uses the frequencies at which the group duration estimated for the transmission channel is close to the mean value of the group duration, and less amplifier the frequencies at which the group maturity differs considerably from the mean value 510 915 10 l5 20 25 30 35 12.

4. A method according to claim 2 or 3, characterized in that the determination of the group duration of the transmission channel comprises calculating the phase in the transmission function estimated for the transmission channel and calculating the group duration from the phase by means of numerical derivation.

Method according to claim 4, characterized in that the determination of the group maturity of the transmission channel comprises the following steps: a) calculation of the phase in the transmission function of the transmission channel with an arctan operation, which gives phase values between -n and n, b) forming a continuous phase function from calculated phase values by adding an appropriate 2n integer multiple to each original phase value and calculating group duration values for the transmission channel by means of numerical derivation from values of the continuous phase function, whereby the correct 2n: s multiple, the one that results in a group maturity value is selected, which with the group maturity values calculated in the preceding frequency points best follows the group maturity function assumed for the transmission channel.

Method according to Claim 5, characterized in that the multiple 2n multiple is selected as the correct multiple, which results in a group maturity value which deviates at least from the group maturity value calculated in the preceding frequency point.

7. A method according to claim 5 or 6, characterized in that the calculation of the group duration begins from a frequency at which the group duration of the transmission channel is assumed to be the least.

8. A method according to claim 7, characterized in that as the correct Znz multiple is selected, the one which results in a group maturity value, which is the larger value which deviates at least from that in the preceding frequency point calculated group maturity value.