SE506797C2 - Method for eliminating short pulse disturbances in radar - Google Patents
Method for eliminating short pulse disturbances in radarInfo
- Publication number
- SE506797C2 SE506797C2 SE9604775A SE9604775A SE506797C2 SE 506797 C2 SE506797 C2 SE 506797C2 SE 9604775 A SE9604775 A SE 9604775A SE 9604775 A SE9604775 A SE 9604775A SE 506797 C2 SE506797 C2 SE 506797C2
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- signal
- hovering
- extrapolation
- frequency
- fmcw
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 22
- 238000013213 extrapolation Methods 0.000 claims abstract description 14
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims abstract description 7
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 4
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 7
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 5
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 5
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 3
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 1
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 1
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005484 gravity Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 125000006850 spacer group Chemical group 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Description
506 797 2 är parallella, sinsemellan tidsförskjutna en tid lika med gångtiden, blir därför för ett fixt mål skillnadeni frekvens mellan utsänd och mottagen signal konstant. Denna konstanta frekvensskillnad ges av produkten mellan gångtiden till målet och frekvenssvepets lutning uttryckt i frekvens per tidsenhet. 506 797 2 are parallel, time-shifted by a time equal to the running time, therefore for a mål xt target the difference in frequency between transmitted and received signal becomes constant. This constant frequency difference is given by the product between the travel time to the target and the slope of the frequency sweep expressed in frequency per unit time.
Si gnalbehandlingen i en lineär FMCW-radar består väsentligen i att utsänd och mottagen signal blandas, så att skillnadssignalen (svävningssignalen, engelska: the beat signal) alstras. Denna signal är summan av ett antal sinusvågor, där varje sinusvåg representerar ett radarmål. Sinusvågorna har olika frekvens, amplitud och faslägen enligt principerna att stor amplitud motsvarar starkt mål, hög frekvens motsvarar mål på stort avstånd. Dopplereffekten (inbördes hastigheten) påverkar främst faslägena.The signal processing in a linear FMCW radar essentially consists of mixing transmitted and received signals, so that the difference signal (the beat signal) is generated. This signal is the sum of a number of sine waves, where each sine wave represents a radar target. The sine waves have different frequency, amplitude and phase positions according to the principles that large amplitude corresponds to strong target, high frequency corresponds to target at large distance. The Doppler effect (mutual speed) mainly affects the phase modes.
För att bestämma vilka mål inklusive storlek och relativ hastighet som observeras, frekvensanalyseras skillnadssignalen. Frekvensanalysen göres ' med fördel digitalt genom att skillnadssignalen får passera ett anti-alias- filter och samplas med konstant samplingstakt, varefter den samplade signalen multipliceras med en fönsterfunktion med uppgift att reducera signalens amplitud i början och slutet av samplingsperioden och skickas till en signalprocessor, som utför en diskret Fouriertransform, DFI", oftast med en snabb algoritm, s k FFl", Fast Fourier Transform.To determine which targets including size and relative velocity are observed, the difference signal is frequency analyzed. The frequency analysis is advantageously done digitally by allowing the difference signal to pass an anti-alias filter and being sampled at a constant sampling rate, after which the sampled signal is multiplied by a window function with the task of reducing the signal amplitude at the beginning and end of the sampling period and sent to a signal processor. performs a discrete Fourier transform, DFI ", usually with a fast algorithm, so-called FFl", Fast Fourier Transform.
Fouriertransformen är i allmänhet komplex men har för en reell tidssignal (skillnadssignal) vissa symmetriegenskaper. För att kunna använda FFT- algoritmer väljs antalet sampel oftast som en tvåpotens (256, 512, l024....). 256 sampel ger 256 FFT-koefficienter, men om signalen är reell ger symmetriegenskaperna att av dessa 256 värden endast 128 (egentligen 129) är oberoende.The Fourier transform is generally complex but has certain symmetry properties for a real time signal (difference signal). To be able to use FFT algorithms, the number of samples is usually selected as a two power (256, 512, l024 ....). 256 samples give 256 FFT coefficients, but if the signal is real, the symmetry properties give that of these 256 values only 128 (actually 129) are independent.
Genom Fouriertransformering, t ex genom FFT, delas signalen upp på ett antal diskreta frekvenskomponenter, sinusar. Varje frekvens svarar enligt ovan mot ett avstånd. Beloppet hos en komplex FFT-koefficient är ett mått på radarrnålarean (mottagen effekt) för målet i motsvarande frekvenslucka (avståndslucka). FFf-n gör en s k koherent integration av målsignalen, vilket är fördelaktigt. Den fortsatta'signalbehandlingen i systemet göres digitalt på de beräknade FFf-koefficientema. 3 506 797 Det kan visas att den nominella bredden hos en avståndslucka är omvänt proportionell mot frekvenssvinget hos det linjära FMCW-svepet under samplingstiden. För en - avståndsupplösning på l m krävs frekvenssvinget 150 MHz. För att ändra avståndsupplösningen kan t ex frekvenssvepets lutning ändras under bibehållande av samma konstanta samplingstid.Through Fourier transform, for example through FFT, the signal is divided into a number of discrete frequency components, sines. Each frequency corresponds to a distance as above. The amount of a complex FFT coefficient is a measure of the radar needle area (power received) for the target in the corresponding frequency slot (distance slot). FFf-n makes a so-called coherent integration of the target signal, which is advantageous. The continued signal processing in the system is done digitally on the calculated FFf coefficients. It can be shown that the nominal width of a spacer slot is inversely proportional to the frequency swing of the linear FMCW sweep during the sampling time. For a distance resolution of 1 m, the frequency swing 150 MHz is required. To change the distance resolution, for example, the slope of the frequency sweep can be changed while maintaining the same constant sampling time.
Samplingstakten begränsar de frekvenser hos svävningssignalen som kan studeras och dänned det totala observerade avståndsområdet. Bredden av detta "nyttoband", som ligger parallellt med det lineära FMCW-svepet, är ofta mindre än I MHz.The sampling rate limits the frequencies of the attenuation signal that can be studied and thus the total observed distance range. The width of this "pay band", which is parallel to the linear FMCW sweep, is often less than 1 MHz.
En linjär FMCW-radar kan störas om den tar emot andra signaler än egen utsänd signal reflekterad från olika mål. Radarn kan störas av andra radarer. bl a av pulsradarer, pulskompressionsradarer och andra FMCW- radarer. Korta störningar uppkommer bl a då det lineära svepet i FMCW- radam störs av vilofrekvensen eller frekvensåtergången från en annan ' FMCW-radar.A linear FMCW radar can be disturbed if it receives signals other than its own transmitted signal re-reflected from different targets. The radar can be disturbed by other radars. including pulse radars, pulse compression radars and other FMCW radars. Short interruptions occur, for example, when the linear sweep in FMCW radar is disturbed by the quiescent frequency or the frequency return from another 'FMCW radar.
En kort störning (pulsliknande) under samplingstiden har liten utsträckning i tidsdomänen och är därmed mycket bredbandig i frekvensdomänen. En kort men stark störning påverkar endast några få sampel av svävningssignalen men kan totalt maskera många frekvensluckor i Fouriertransformen. "Brusnivån" i Fouriertransformen tycks höjas, varvid små mål kan maskeras av stömingen.A short disturbance (pulse-like) during the sampling time has a small extent in the time domain and is thus very broadband in the frequency domain. A short but strong disturbance affects only a few samples of the hover signal but can in total mask many frequency gaps in the Fourier transform. The "noise level" in the Fourier transform seems to be raised, whereby small targets can be masked by the disturbance.
En känd metod för undertryckning av korta störningar är att eliminera stömingen genom att sätta in ett lågt värde _ t ex 0, ("klippa") under den tid störning detekteras. Klippning till 0 kan i och för sig eliminera störningen ur tidssignalen men introducerar i stället störningar i den komplexa FFT-n, genom att även nyttosignalen påverkas. Bl a kommer mål med stor kontrast att breddas ( få sidlober, "skuldror"). Stömingarna i FFT-n kan modifieras, men aldrig elimineras, genom olika kompromisser i "klippningens utförande. Ändamålet med föreliggande uppfinning är att åstadkomma ett förfarande för eliminering av korta störningar ur tidssignalen, vilket förfarande inte uppvisar ovan vid kända metoder påtalade brister. Förfarandet bygger på 506 797 4 att nyttosignalen extrapoleras (predikteras) in över det störda området.A known method for suppressing short disturbances is to eliminate the disturbance by inserting a low value - eg 0, ("cut") during the time disturbance is detected. Cutting to 0 can in itself eliminate the disturbance from the time signal, but instead introduces disturbances in the complex FFT, by also affecting the useful signal. Among other things, goals with great contrast will be widened (few side lobes, "shoulders"). The disturbances in the FFT can be modified, but never eliminated, by various compromises in the "execution of the cut". on 506 797 4 that the utility signal is extrapolated (predicted) in over the disturbed area.
Förfarandet kännetecknas av att stömingar i svävningssignalen detekteras och elimineras i tidsdomänen och att svävningssignalen rekonstrueras under den störda delen genom extrapolation utgående från ostörda sampel .The method is characterized in that disturbances in the hovering signal are detected and eliminated in the time domain and that the hovering signal is reconstructed under the disturbed part by extrapolation based on undisturbed samples.
Enligt ett fördelaktigt förfarande rekonstrueras svävningssignalen under den störda delen genom extrapolation från båda håll utgående från såväl tidigare som senare ostörda sampel.According to an advantageous method, the hovering signal under the disturbed part is reconstructed by extrapolation from both directions starting from both earlier and later undisturbed samples.
Enligt ett annat fördelaktigt förfarande extrapoleras svävningssignalen under den störda delen som lineära kombinationer av ostörda sampel. Ett FlR-filter kan därvid utnyttjas för de lineära kombinationema av ostörda sampel. Koefficienterna i de lineära kombinationerna kan med fördel bestämmas medelst adaptiva metoder.According to another advantageous method, the hovering signal below the disturbed part is extrapolated as linear combinations of undisturbed samples. A FlR filter can then be used for the linear combinations of undisturbed samples. The coefficients in the linear combinations can advantageously be determined by adaptive methods.
Enligt ytterligare ett fördelaktigt förfarande utnyttjas information från ' föregående FMCW-svep vid extrapolationen. Detta låter sig göras eftersom radarantennen endast har vridit sig ett mindre stycke. bråkdel av antennens lobbredd, sedan föregående FMCW-frekvenssvep. De dominerande sinusvågorna i signalema har därför nästan samma frekvens och nästan samma amplitud. Förfarandet ökar säkerheten i predikteringen av svävningssignalen.According to a further advantageous method, information from the previous FMCW scan is used in the extrapolation. This can be done because the radar antenna has only rotated a small distance. fraction of the antenna lobe width, then the previous FMCW frequency sweep. The dominant sine waves in the signals therefore have almost the same frequency and almost the same amplitude. The method increases the security in the prediction of the hover signal.
Enligt ännu ett fördelaktigt förfarande förfiltreras svävningssignalen.According to another advantageous method, the hovering signal is filtered.
Härigenom kan känsligheten i detekteringen av störningen ökas. Vid förfiltreringen utnyttjas med fördel information från föregående FMCW- svep.In this way, the sensitivity in the detection of the disturbance can be increased. When filtering, information from the previous FMCW scan is used to advantage.
Förfarandet enligt uppfinningen kommer nedan att beskrivas närmare under hänvisning till bifogade figurer, där: Figur l schematiskt visar principen för hur en lineär FMCW-radar fungerar.The method according to the invention will be described in more detail below with reference to the accompanying figures, where: Figure 1 schematically shows the principle of how a linear FMCW radar works.
Figur 2 visar exempel på lämpliga frekvenssvep i ett tids-frekvensdiagram.Figure 2 shows examples of suitable frequency sweeps in a time-frequency diagram.
Figur 3 visar ett exempel på en verklig samplad svävningssignal vid FMCW-radar.Figure 3 shows an example of an actual sampled hover signal at FMCW radar.
Figur 4 visar absolutbeloppet av FFI" -n för svävningssignalen enligt figur 3. 5 506 797 Figur 5 visar svävningssignalen enligt figur 3 med en kort adderad störning. i Figur 6 visar absolutbeloppet av FFT-n för den störda svävningssignalen enligt figur 5.Figure 4 shows the absolute amount of the FFI "n for the hovering signal according to Figure 3. 506 797 Figure 5 shows the hovering signal according to Figure 3 with a short added interference. Figure 6 shows the absolute amount of the FFT" n for the disturbed hovering signal according to Figure 5.
Figur 7 visar den störda svävningssignalen enligt figur 5 i förstoring över det störda området. ' Figur 8 visar den ostörda svävningssignalen enligt figur 3 och en extrapolerad svävningssignal i förstoring över samma störda område som i figur 7.Figure 7 shows the disturbed hovering signal according to Figure 5 in magnification over the disturbed area. Figure 8 shows the undisturbed hovering signal according to Figure 3 and an extrapolated hovering signal in magnification over the same disturbed area as in Figure 7.
Figur 9 visar absolutbeloppet av den störda svävningssignalen enligt figur 5 rekonstruerad med extrapolation enligt figur 8.Figure 9 shows the absolute amount of the disturbed floating signal according to Figure 5 reconstructed with extrapolation according to Figure 8.
Den i figur l visade radam innefattar en sändardel l och en mottagardel 2.The radam shown in Figure 1 comprises a transmitter part 1 and a receiver part 2.
En antenn 3 är ansluten till sändardelen och mottagardelen via en cirkulator 4. l sändardelen ingår en oscillatorstyranordning 5 kopplad till en oscillator 6 med variabel frekvens. Frekvenssvep från i oscillatorstyranordningen 5 styr oscillatorn 6 så att en signal med periodiskt varierande frekvens genereras, vilken signal via en riktkopplare 7 och cirkulatorn 4 sänds ut på antennen 3. Perioden hos ett frekvenssvep, se figur 2, har väsentligen tre delar i form av en konstant vilofrekvens 30, ett lineärt frekvenssvep 3l och en snabb återgång 32 till vilofrekvensen.An antenna 3 is connected to the transmitter part and the receiver part via a circulator 4. The transmitter part includes an oscillator control device 5 connected to an oscillator 6 with variable frequency. Frequency sweep from in the oscillator control device 5 controls the oscillator 6 so that a signal with periodically varying frequency is generated, which signal is transmitted via a directional coupler 7 and the circulator 4 on the antenna 3. The period of a frequency sweep, see figure 2, has essentially three parts in the form of a constant idle frequency 30, a linear frequency sweep 31 and a fast return 32 to the idle frequency.
Oscillatom 6 arbetar med fördel inom Gigahertzområdet, t ex 77 GHz. Av antennen 3 mottagen reflekterad signal förs via cirkulatom till en blandare 8, där den reflekterade signalen blandas med den utsända signalen. Efter förstärkning i förstärkaren 9 och filtrering i filtret 10 erhålls en skillnadsignal eller svävningssignal som ligger till grund för den fortsatta si gnalbearbetningen för detektering och eliminering av störningar och syntes av den ostörda nyttosignalen i ett processorblock l l som även kan innehålla en s k FFT processor ll'.Oscillator 6 operates with advantage in the Gigahertz area, eg 77 GHz. A reflected signal received by the antenna 3 is transmitted via the circulator to a mixer 8, where the reflected signal is mixed with the transmitted signal. After amplification in the amplifier 9 and filtering in the filter 10, a difference signal or hovering signal is obtained which forms the basis for the further signal processing for detecting and eliminating interference and synthesis of the undisturbed useful signal in a processor block II which may also contain a so-called FFT processor III ' .
I figur 3 visas en verklig FMCW-svävningssignal 33. Figur 4 visar absolutbeloppet av motsvarande FFT 34 under användande av Hammingfönster. I figur 5 har en kort pulsformad störning 35 adderats till svävningssignalen 33 enligt figur 3. Figur 6 visar absolutbeloppet för den störda signalen i figur 5. Vid jämförelse mellan den ostörda FFT -n i figur 4 och den störda FFT-n enligt figur 6 framgår att nästan all information dränkts i den störda FFT-n. 506 797 6 I det följande diskuteras närmare principema för nyttosignalens filtrering.Figure 3 shows an actual FMCW hover signal 33. Figure 4 shows the absolute amount of the corresponding FFT 34 using Hamming windows. In Fig. 5, a short pulse-shaped disturbance 35 has been added to the hovering signal 33 according to Fig. 3. Fig. 6 shows the absolute amount of the disturbed signal in Fig. 5. A comparison between the undisturbed FFT in Fig. 4 and the disturbed FFT in Fig. 6 shows that almost all information is soaked in the disturbed FFT. 506 797 6 In the following, the principles of filtering the utility signal are discussed in more detail.
Nyttosignalen i en FMCW-radar, dvs den signal som svarar mot verkliga mål, är en summa av sinusvågor. En signal bestående av en enda sinusvåg, samplad med konstant frekvens, har en enkel lineär relation mellan samplen. Antag att signalen kan skrivas som sin(w*t+q>).The useful signal in an FMCW radar, ie the signal that corresponds to real targets, is a sum of sine waves. A signal consisting of a single sine wave, sampled at a constant frequency, has a simple linear relationship between the samples. Assume that the signal can be written as sin (w * t + q>).
Mellan två sampel ändrar sig alltså sinusvågens fasvinkel med vinkeln wT=6, där T är samplingsintervallet. Enligt den trigonometriska identiteten sin(c1+9) + sin(a-6) = 2 * cos(9) * sin(ot) gäller då för tre successiva sampel av signalen att: x(n+l) +x(n-l) = 2 * cos(6) * x(n) Observera att detta gäller oberoende av si gnalens amplitud. Denna lineära relation kan tolkas på olika sätt: a) Om signalen köres genom ett FlR-filter (Einite lmpulse ßesponse) med koefficientema [l -2*cos(6) ll, kommer filtrets utsignal y att bli identiskt 0: y(n) = x(n) - 2*cos(6) * x(n-l) + x(n-2) Det går alltså att kraftigt undenrycka signalen med ett enkelt FlR-filter med konstanta koefficienter. b) Om sambandet istället skrives: x(n+l) = 2*cos(6) * x(n) - x(n-l) ser man att nästa sampel kan predikteras väl genom en lineärkombination av nännast föregående sampel. Om sambandet istället skrives: x(n-l) = 2*cos(6) * x(n) - x(n+l) Y 1. sne 797 ser man att ett sampel kan rekonstrueras genom prediktion bakåt i tiden, dvs från närmast följande sampel.Thus, between two samples, the phase angle of the sine wave changes with the angle wT = 6, where T is the sampling interval. According to the trigonometric identity sin (c1 + 9) + sin (a-6) = 2 * cos (9) * sin (ot) then applies to three successive samples of the signal that: x (n + 1) + x (nl) = 2 * cos (6) * x (n) Note that this applies regardless of the amplitude of the signal. This linear relationship can be interpreted in different ways: a) If the signal is run through a FlR filter (Einite lmpulse ßesponse) with the coefficients [l -2 * cos (6) ll, the output output y of the filter will be identical 0: y (n) = x (n) - 2 * cos (6) * x (nl) + x (n-2) It is thus possible to strongly suppress the signal with a simple FlR filter with constant coefficients. b) If the relation is instead written: x (n + l) = 2 * cos (6) * x (n) - x (n-l) it is seen that the next sample can be predicted well by a linear combination of the immediately preceding sample. If the relation is instead written: x (nl) = 2 * cos (6) * x (n) - x (n + l) Y 1. sne 797 we see that a sample can be reconstructed by prediction backwards in time, ie from the next following sample.
För en signal som består av flera sinusvågor med distinkta frekvenser kan motsvarande filter skapas genom multiplikation av andra ordningens FIR- filter. En signal som är summan av fyra olika sinusvågor, dvs en FMCW- signal med fyra starka mål, kan således nollas exakt av ett FlR-filter av ordning 8, och ett sampel kan predikteras lineärt ur de 8 föregående eller 8 efterföljande samplen.For a signal consisting of fl your sine waves with distinct frequencies, the corresponding filter can be created by multiplying the second-order FIR filter. A signal that is the sum of four different sine waves, ie an FMCW signal with four strong targets, can thus be zeroed exactly by a FlR filter of order 8, and a sample can be predicted linearly from the 8 previous or 8 subsequent samples.
För en allmän FMCW-signal blir dessa samband approximativa, men följande kan sägas gälla: l. Det finns stora möjligheter att kraftigt undertrycka en FMCW-signal genom ett lämpligt lineärt FlR-filter av lämplig ordning. 2. Det finns stora möjligheter att lineärt prediktera en FMCW-signal genom ett lämpligt lineärt samband av lämplig ordning.For a general FMCW signal, these relationships become approximate, but the following can be said to apply: l. There are great possibilities to strongly suppress an FMCW signal by a suitable linear FlR filter of suitable order. 2. There are great possibilities to linearly predict an FMCW signal through an appropriate linear relationship of appropriate order.
Tillämpningen av punkt l är att känsligheten hos en stömingsdetektering ökas kraftigt om nyttosignalen förfiltreras på lämpligt sätt. Detta ger möjlighet till detektering av stömingar vars amplitud är mycket lägre än nyttosignalens, men som-ändå skulle kunna maskera detaljer (svaga mål) i FFT-n.The application of point 1 is that the sensitivity of a disturbance detection is greatly increased if the useful signal is filtered in an appropriate manner. This makes it possible to detect disturbances whose amplitude is much lower than that of the useful signal, but which could still mask details (weak targets) in the FFT.
Punkt 2 ger möjlighet till att interpolera nyttosignalen förbi ett kon stört avsnitt, vilket kommer att beskrivas närmare längre fram.Point 2 provides an opportunity to interpolate the useful signal past a disturbed section, which will be described in more detail later.
Ett "lämpligt" filter kan beräknas på olika sätt, eller beräknas som ett adaptivt filter. Båda frågeställningama enligt punkt l och 2 ovan är kända från adaptiv Signalbehandling, se exempelvis Haykin, Adaptive Filter Theory, 3rd Ed., Prentice-Hall 1996. Koefficienterna kan bestämmas med gängse algoritmer, t ex LMS, normerad LMS, RLS etc, se speciellt kapitel 9 och 13 i sistnämnda referens. 506 797 3 Vid adaptiv bestämning av .ett filter kan man ofta utnyttja att radarantennen vrider sig, men endast en bråkdel av en lobbredd, sedan föregående FMCW-frekvenssvep. De dominerande sinusvågoma i signalema från två på varandra följande FMCW-svep har följaktligen nästan samma frekvens och nästan samma amplitud. Information från föregående FMCW-svep kan därför användas då filtret bestämmes. l det följande diskuteras nyttosignalens syntetisering.A "suitable" filter can be calculated in different ways, or calculated as an adaptive filter. Both issues according to points 1 and 2 above are known from adaptive signal processing, see for example Haykin, Adaptive Filter Theory, 3rd Ed., Prentice-Hall 1996. The coefficients can be determined with common algorithms, eg LMS, standardized LMS, RLS etc, see especially Chapters 9 and 13 of the latter reference. 506 797 3 In adaptive determination of a filter, it can often be used that the radar antenna rotates, but only a fraction of a beam width, since the previous FMCW frequency sweep. Consequently, the dominant sine waves in the signals from two consecutive FMCW sweeps have almost the same frequency and almost the same amplitude. Information from the previous FMCW scan can therefore be used when determining the filter. In the following, the synthesis of the useful signal is discussed.
Ett mycket fördelaktigt förfarande vid störningseliminering är att följa upp stömingselimineringen med en syntes av nyttosignalen. Här kan punkt 2 enligt ovan med fördel tillämpas. Syntesen kan bestå av en ensidig extrapolation eller extrapolation från två håll (tvåsidig extrapolation eller interpolation) av signalen utgående från ostörda värden. En sådan syntes har visat sig kunna resultera i en stor förbättring av rekonstruktionen av den komplexa FFT-n för den ostörda FMCW-signalen. Genom rekursiv ' användning av ettstegsextrapolationen kan den ostörda signalen rekonstrueras mer än ett steg. Förfarandet är dock huvudsakligen tillämpligt på stömingar som är korta i tiden (några tiotal steg).A very advantageous method in interference elimination is to follow up the interference elimination with a synthesis of the useful signal. Here, point 2 as above can be advantageously applied. The synthesis may consist of a one-sided extrapolation or extrapolation from two directions (two-sided extrapolation or interpolation) of the signal based on undisturbed values. Such a synthesis has been found to result in a great improvement in the reconstruction of the complex FFT of the undisturbed FMCW signal. By recursive use of the one-step extrapolation, the undisturbed signal can be reconstructed more than one step. However, the procedure is mainly applicable to disturbances that are short in time (a few tens of steps).
Störningselimineringen illustreras närmare med hjälp av signaldiagrammen i figur 7-9. l figur 7 visas en förstoring av det störda avsnittet i svävningssignalen med stömingens tyngdpunkt lokaliserad runt sampel 634. l figur 8 visas den ostörda svävningssignalen 33 tillsammans med en signal 36 som har extrapolerats förbi det störda avsnittet (sampel 620-654) genom en lineär rekursionsformel av samma typ som beskrivits tidigare. Av figur 8 framgår att extrapolationen följer den korrekta si gnalforrnen mycket noggrant över flera maxima och minima i signalen, trots att signalen inte har något enkelt utseende. l figur 9 visas absolutbeloppet av FFT-n för den sålunda rekonstruerade signalen 36. En jämförelse mellan figur 4 och figur 9 visar att absolutbeloppet för FFT-n rekonstruerats med stor precision.The interference elimination is illustrated in more detail with the aid of the signal diagrams in Figure 7-9. Figure 7 shows an enlargement of the disturbed section of the floating signal with the center of gravity of the disturbance located around sample 634. Figure 8 shows the undisturbed floating signal 33 together with a signal 36 which has been extrapolated past the disturbed section (samples 620-654) by a linear recursion formula of the same type as previously described. Figure 8 shows that the extrapolation follows the correct signal form very closely over several maxima and minima in the signal, even though the signal does not have a simple appearance. Figure 9 shows the absolute amount of the FFT for the signal 36 thus reconstructed. A comparison between Figure 4 and Figure 9 shows that the absolute amount for the FFT has been reconstructed with great precision.
Claims (8)
Priority Applications (17)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9604775A SE506797C2 (en) | 1996-12-20 | 1996-12-20 | Method for eliminating short pulse disturbances in radar |
| EP97909816A EP0932838B1 (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the fmcw type |
| AU47328/97A AU4732897A (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the fmcw type |
| AU47330/97A AU4733097A (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the fmcw type |
| DE69737354T DE69737354T2 (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | METHOD OF TROUBLESHOOTING IN AN FMCW RADAR |
| PCT/SE1997/001732 WO1998016846A1 (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the fmcw type |
| PCT/SE1997/001734 WO1998016848A1 (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the fmcw type |
| JP10518281A JP2001502425A (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Method for eliminating interference of FMCW type radar device |
| ES97909815T ES2387612T3 (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for eliminating interference in an FMCW radar unit |
| EP97909815A EP0932837B1 (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the fmcw type |
| AU47329/97A AU4732997A (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the fmcw type |
| KR10-1999-7003224A KR100488028B1 (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the fmcw type |
| PCT/SE1997/001733 WO1998016847A1 (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the fmcw type |
| EP97909817A EP0932839A1 (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the fmcw type |
| US09/269,565 US6191726B1 (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the FMCW type |
| US09/269,567 US6469662B2 (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the FMCW type |
| US09/269,562 US6121918A (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the FMCW type |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9604775A SE506797C2 (en) | 1996-12-20 | 1996-12-20 | Method for eliminating short pulse disturbances in radar |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE9604775D0 SE9604775D0 (en) | 1996-12-20 |
| SE9604775L SE9604775L (en) | 1998-02-16 |
| SE506797C2 true SE506797C2 (en) | 1998-02-16 |
Family
ID=20405129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE9604775A SE506797C2 (en) | 1996-10-17 | 1996-12-20 | Method for eliminating short pulse disturbances in radar |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| SE (1) | SE506797C2 (en) |
-
1996
- 1996-12-20 SE SE9604775A patent/SE506797C2/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SE9604775L (en) | 1998-02-16 |
| SE9604775D0 (en) | 1996-12-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6121918A (en) | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the FMCW type | |
| EP0797105B1 (en) | Method for measuring the time of flight of electric, electromagnetic or acoustic signals | |
| EP1984707B1 (en) | Paired intermediate frequency (if) sampling for pulse transit time level sensors | |
| EP0535957B1 (en) | Noise correction in radars for diffuse targets | |
| CA2587622A1 (en) | Radar apparatus | |
| US10775221B2 (en) | Adaptive echo threshold | |
| EP2327966B1 (en) | Measurement of the distance of a boundary surface | |
| CN109116326A (en) | A kind of adaption radar ocean clutter cancellation method based on medion estimator | |
| US4328497A (en) | Method and system for jamming analysis and transmission selection | |
| Kehlenbach et al. | Identifying damage in plates by analyzing Lamb wave propagation characteristics | |
| CN110109089A (en) | A kind of improved method of linear frequency modulation continuous wave detection system range measurement accuracy | |
| Aifang et al. | The ISAR range profile compensation of fast-moving target using the dechirp method | |
| Gill et al. | The ambiguity function of the step frequency radar signal processor | |
| SE506797C2 (en) | Method for eliminating short pulse disturbances in radar | |
| CN118871805A (en) | System and method for mutual interference mitigation of FMCW automotive radar | |
| Ahmad et al. | Selection of window for inter-pulse analysis of simple pulsed radar signal using the short time Fourier transform | |
| SE506796C2 (en) | Method for eliminating short disturbances, such as pulse disturbances, in radar | |
| SE507857C2 (en) | Disturbance eliminating method e.g. pulses and linear chirps in radar of frequency modulated continuous wave type | |
| Phyu et al. | Analysis on Ground Clutter Mitigation Using IIR Filter and Frequency Domain Filters for C-Band Phased Array Weather Radar | |
| Dillard | Recursive computation of the discrete Fourier transform, with applications to a pulse-Doppler radar system | |
| Suri et al. | Performance Improvement in Target Detection Using Various Techniques in Complex Matched Filter in Radar Communication | |
| Svilainis et al. | Sampling parameters optimization of the data acquisition for ultrasonic time of flight measurements | |
| Klemm | Space-time adaptive FIR filtering with staggered PRI | |
| Hou et al. | Performance analysis of a long-term integration algorithm for space-borne radar based on segment processing | |
| Zhang et al. | Improving range precision of LFMCW radar based on frequency domain up-sampling-interpolating method |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NUG | Patent has lapsed |