SE457310B - CIRCUMSTANCES COMPENSATION OF TELEVISION RECEIVER LOAD - Google Patents
CIRCUMSTANCES COMPENSATION OF TELEVISION RECEIVER LOADInfo
- Publication number
- SE457310B SE457310B SE8403319A SE8403319A SE457310B SE 457310 B SE457310 B SE 457310B SE 8403319 A SE8403319 A SE 8403319A SE 8403319 A SE8403319 A SE 8403319A SE 457310 B SE457310 B SE 457310B
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- sweep
- winding
- circuit
- transformer
- return
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
- H04N3/18—Generation of supply voltages, in combination with electron beam deflecting
- H04N3/185—Maintaining dc voltage constant
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/12—Picture reproducers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Description
457 "310 2 och en belastningskrets är kopplad till en andra lindning hos transformatorn för att uttaga belastningsström från denna. Om- kopplingsorgan är kopplade till källan för matningsenergi för att reglera överföringen av energi mellan källan och belast- ningskretsen. En induktans är kopplad till svepátergàngstrans- formatorn. En belastningskompenseringskrets som är pàverkbar i beroende av omkopplingsorganen åstadkommer strömvariationer i induktansen, vilka är indikativa för variationer i den av be- lastningskretsen uttagna strömmen. Svepátergàngstransformatorn kopplar induktansen till svepàtergàngsresonanskretsen för att reglera transformatorsvepåtergangspulsspänningarna i överens- stämmelse med av belastningskretsen uttagna strömvariationer. 457 "310 2 and a load circuit is connected to a second winding of the transformer to extract load current from it. If- coupling means are connected to the source of supply energy for to regulate the transfer of energy between the source and circle. An inductance is connected to the sweep relay the format. A load compensation circuit that is operable in depending on the switching means causes current variations in the inductance, which are indicative of variations in the the charging circuit disconnected the current. The current transformer connects the inductance to the sweep feedback resonant circuit to regulate the transformer sweep return pulse voltages in accordance accordance with current variations taken by the load circuit.
Uppfinningen kommer att beskrivas i detalj 1 det följande under hänvisning till bifogade ritningar, på vilka fig. l åskådliggör en energimatnings- och avböjningskrets i omkopplat tillstànd och inkluderande ett belastningskompenseringsnät som utgör en utföringsform av uppfinningen och fig. 2 visar vågor 'som kommer till användning då det gäller att beskriva arbets- sättet hos kretsen enligt fig. l.The invention will be described in detail in the following with reference to the accompanying drawings, in which Fig. 1 illustrates an energy supply and deflection circuit in switched condition and including a load compensation network that constitutes an embodiment of the invention and Fig. 2 shows waves 'which will be used in describing work- the method of the circuit of Fig. 1.
I den i fig. l áskàdliggjorda reglerade energimatnings- och avböjningskretsen innefattar en källa 19 för matningsenergi en källa för oreglerad ingàngsväxelspänning 21 inkopplad mellan ingàngsklämmorna 23 och 24 hos en helvàgsbrygglikriktare 22 och en nätfilterkondensator Cl inkopplad mellan en utgångsklämma 25 och en strömreturklämma 26 hos likriktaren 22. En oreglerad likspänning Vin bildas över kondensatorn Cl.In the regulated energy supply and the deflection circuit comprises a source 19 for supply energy source for unregulated input AC voltage 21 connected between the input terminals 23 and 24 of a full-wave bridge rectifier 22 and a mains filter capacitor C1 connected between an output terminal 25 and a current return terminal 26 of the rectifier 22. An unregulated one DC voltage Wine is formed across the capacitor Cl.
En energikälla 27 som kan arbeta med ett omkopplat arbets- sätt är inkopplad mellan källan 19 för matningsenergi och en horisontalsvepátergángstransformator T1 för att reglera över- föringen av energi mellan källan och de skilda belastningskret- sarna som är kopplade till svepàtergångstransformatorns lind- ningar W2-W4. En av de till svepåtergàngstransformatorn Tl kopplade belastningskretsarna är en horisontalavböjningskrets 39 som är kopplad till lindningen W2. En likströmblockerings- kondensator 38 är inkopplad mellan lindningens W2 klämma som inte är försedd med en punkt och en chassijord som är ström- ledande isolerad från nätmatningen 21.An energy source 27 that can operate with a switched working method is connected between the source 19 for supply energy and one horizontal sweep gate transformer T1 to control the transfer the transfer of energy between the source and the different load circuits connected to the winding return transformer winding W2-W4. One of the to the sweep return transformer Tl The coupled load circuits are a horizontal deflection circuit 39 which is connected to the winding W2. A direct current blocking capacitor 38 is connected between the terminal W2 terminal which is not provided with a point and a chassis ground that is current conductive isolated from the mains supply 21.
Horisontalavböjningskretsen 39 innefattar en horisontel- 4527 3150 5 oscillator- och drivkrets 29 inkopplad till basen hos en hori- sontalutgångstransistor 31 för att åstadkomma omkoppling av transistorn 1 horisontaltakten, Horisontalutgángstrahsistorn 31 arbetar i samverkan med en dämpningsdiod 32 för att alstra en horisontalavsökningsström iy i horisontalavböjningslindningen Ly vilken är inkopplad i serie med en S-formande kondensator CS. När horisontalutgàngstransformatorn 31 blir oledande vid slutet av horisontalsvepintervallet bildar horisontalavböjnings- lindndngen L en avböjningssvepàtergàngsresonanskrets med en avböjningssvepàtergángskondensator Cr för att bilda en avböj- ningssvepàtergångspulsspänning över avböjningslindningen.The horizontal deflection circuit 39 includes a horizontal 4527 3150 5 oscillator and drive circuit 29 connected to the base of a horizontal sontal output transistor 31 to provide switching of transistor 1 horizontal clock, horizontal output current transistor 31 operates in conjunction with an attenuation diode 32 to generate a horizontal scanning current iy in the horizontal deflection winding Ly which is connected in series with an S-forming capacitor CS. When the horizontal output transformer 31 becomes non-conductive at the end of the horizontal sweep interval forms the horizontal deflection lindndngen L a deflection sweepback resonant circuit with a deflection wavelength capacitor Cr to form a deflection sweepback pulse voltage across the deflection winding.
Avböjningssvepàtergàngsresonanskretsen pàlägger avböjnings- svepàtergàngspulsspänningen pà svepåtergàngstransformatorns T1 lindning W2 så att svepàtergångspulsspänningar bildas över svepàtergángstransformatorns andra lindningar. Den över lind- ningen W2 bildade svepàtergàngspulsspänningen transformeras upp medelst en högspänningslindning W3 för att aktivera en hög- spänningskrets 33 så att en ultorspänning bildas vid en klämma U tillhörande ett 1 fig. l icke visat bildrör hos televisions- mottagaren.The deflection sweep response resonant circuit imposes the deflection the sweep return pulse voltage on the sweep return transformer T1 winding W2 so that sweep return pulse voltages are formed across the other windings of the sweep return transformer. The over linden- the sweep return pulse voltage formed by the W2 is transformed up by means of a high voltage winding W3 to activate a high voltage voltage circuit 33 so that an ultra-voltage is formed at a terminal U belonging to a picture tube of the television the recipient.
I en spänningskälla 50 sveplikriktas eller likriktas under horisontalsvepintervallet den över lindningen WÄ bildade spän- ningen medelst en diod 34 med efterföljande filtrering medelst en kondensator 35 så att man erhåller en låg likspänning wa.In a voltage source 50, sweeps are rectified or rectified below horizontal sweep interval the voltage formed across the winding WÄ by means of a diode 34 with subsequent filtration by means of a capacitor 35 so as to obtain a low DC voltage wa.
Spänningen wa tjänstgör såsom matningsspänning för sådana be- lastningskretsar som en vertikalavböjningskrets, vilken inte heller är visad i fig. 1, och en högeffektljudkrets som inne- fattar ett högerfekttonfrekvenssteg 36 som driver ett högtalar- system 37.The voltage wa serves as the supply voltage for such loading circuits as a vertical deflection circuit, which does not is also shown in Fig. 1, and a high power sound circuit containing takes a right-power tone frequency step 36 that drives a speaker system 37.
Svepåtergångspulsspänningen som bildas över lindningen W2 transformatorkopplas till svepàtergàngstransformatorns Tl lindning wl för att samverka med enargimatningskretsen 27 med omkopplat arbetssätt i den direkta och reglerade överföringen av energi från källan 19 utan mellanliggande likströmomvandling.The sweep return pulse voltage formed across the winding W2 transformer is connected to the sweep of the transformer Tl winding wl to cooperate with the energy supply circuit 27 with switched mode of operation in the direct and regulated transmission of energy from source 19 without intermediate DC conversion.
Energimatningskretsen 27 med omkopplat arbetssätt kan vara lika energimatningskretsen som är beskriven i den inledningsvis nämnda EPO-publikationen. I energimatningskretsen 27 ingår réglerbara, dubbelriktat strömledande omkopplare S1 och S2, 457310 4 vilka är sammankopplade vid en utgangsklämma 40. Över omkopp- laren S2 är en seriekoppling omfattande en kondensator C2, en induktans wa hos en transformator T2 och lindningen W1 hos_ transformatorn T ansluten. Omkopplarna S1 och S bildar således en mottaktkopplaà konfiguration med den ovannämnâa serie- kopplingen.The energy supply circuit 27 with switched mode of operation may be the same the energy supply circuit described in it initially the said EPO publication. The energy supply circuit 27 is included adjustable, bidirectional current-carrying switches S1 and S2, 457310 4 which are connected at an output terminal 40. Over the switch The generator S2 is a series connection comprising a capacitor C2, a inductance wa of a transformer T2 and winding W1 of transformer T connected. The switches S1 and S thus form a receiver-coupled configuration with the above-mentioned serial the clutch.
Under normal drift alstrar horisontalavböjningskretsen 39 under horisontalsvepàtergángsintervallet en pulsspänning över sekundärlindningen Wu hos svepàtergàngstransformatorn Tl, vil- ken därvid är tnansformatorkopplad till den magnetiskt-fásï kopplade lindningen W Spänningen över lindningen Wl är visad i fig. 2A såsom den håldragna spänningsvàgen V? . Pulsspän- ningen som uppträder vid en uttagsklämma hos lindningen wl páläggs en pulsbreddmodulatorreglerstyrkrets 28 som tillhör energimatningskretsen 27 med omkopplat arbetssätt. Regulator- styrkretsen 28 pulsbreddmodulerar arbetssättet hos mottaktom- kopplarna S1 och S2 och reglerar därigenom amplituden hos de över horisontalutgàngstransformatorns T1 lindningar bildade Svepåterßåflßspulsspänningama. gentemot variationer i den oregle- rade ingângsspänningen Vin och gentemot belastningsvariationer som àstadkommes av de till transformatorn kopplade belastnings- kretsarna.During normal operation, the horizontal deflection circuit 39 is generated during the horizontal sweep interval an pulse voltage across the secondary winding Wu of the sweep return transformer T1, which the transformer is connected to the magnetic phase connected winding W The voltage across the winding W1 is shown in Fig. 2A as the perforated voltage wave V? . Pulse voltage the occurrence which occurs at a terminal of the winding wl a pulse width modulator control circuit 28 is applied which belongs energy supply circuit 27 with switched mode of operation. Regulator- The control circuit 28 pulse modulates the mode of operation of the receiving circuit. switches S1 and S2 and thereby regulates the amplitude of the over the windings of the horizontal output transformer T1 formed Svepåterßåflßspulsspänningama. against variations in the irregular the input voltage Vin and against load variations provided by the load loads connected to the transformer the circuits.
I ett reglerbart ögonblick inom varje horisontalsvepinter- vall, exempelvis i ögonblicket t7 enligt fig. 2, bringas Om- kopplaren S2 att bli oledande medan omkopplaren-S1 blir ström- ledande. Såsom är visat 1 fig. 2d utgörs strömmen il 1 trans- f0Pm8t0PHS T2 lindning Wa och transformatorns Tl lindning W1 av en uppátriktad rampvág mellan tidpunkterna tv och t'1. Vid slutet av horisontalsvepintervallet har strömmen il nära tid- punkten t'l nätt ett positivt toppvärde, varvid en given mängd energi blir lagrad i lindningens wa induktans.At an adjustable moment within each horizontal sweep embankment, for example at the moment t7 according to Fig. 2, switch S2 becomes non-conductive while switch S1 becomes current leading. As shown in Fig. 2d, the current in the 1 f0Pm8t0PHS T2 winding Wa and the transformer T1 winding W1 of an upright ramp path between the times tv and t'1. At at the end of the horizontal sweep interval, the current il is close to the time the point t'l just a positive peak value, whereby a given amount energy is stored in the inductance of the winding.
Vid början av horisontalsvepàtergàngsintervallet och nära tidpunkten z'l då horisontalutgàngstransistorn 31 blir oledande och då svepàtergàngsresonanskretsen bildas bringas regulator- omkopplaren S1 att bli oledande av regulatorstyrkretsen 28, varjämte omkopplaren S2 blir strömledande. En energiöverföring inleds från induktansspolen wa via svepåtergàngstransformatorn Tl till avböjningssvepåtergångsresonanskretsen och till de till 457 310 5 svepåtergàngstransformatorn kopplade svepåtergångsdrivna be- lastningskretsarna, såsom den till högspänningslindningen W; kopplade ultorhögspänningskretsen 53. Under horisontalsvep- återgångsintervallet mellan tidpunkterna t'l och t'¿ rör sig strömmen il 1 en ramp nedåt under inverkan av kraften hos svepåtergångspulsspänningen Wr för att nära tidpunkten t'¿ nå en negativ storlek som är mindre än den positiva toppstorleken 1. Detta resultat är indikativt för överföringen av energi från induktansen hos lindningen wa hos strömmen nära tidpunkten t' till belastningskretsarna hos svepåtergångstransformatorn T1.At the beginning of the horizontal sweep regression interval and close the time when the horizontal output transistor 31 becomes non-conductive and when the sweep feedback resonant circuit is formed, the regulator the switch S1 to become non-conductive by the controller control circuit 28, and the switch S2 becomes conductive. An energy transfer starts from the inductor wa via the sweep return transformer Tl to the deflection sweep regression resonance circuit and to those to 457 310 5 the sweep return transformer coupled sweep return driven the loading circuits, such as that of the high voltage winding W; connected the ultra-high voltage circuit 53. During horizontal the return interval between the times t'l and t'¿ moves current il 1 a ramp downwards under the influence of the force of the sweep return pulse voltage Wr to reach the time t'¿ a negative size that is smaller than the positive peak size 1. This result is indicative for the transfer of energy from the inductance of the winding wa at the current near time t ' to the load circuits of the sweep return transformer T1.
Vid början av horisontalsveplntervallet, nära tidpunkten t'4 eller den motsvarande tidpunkten ta, fortsätter strömmen il att röra sig i en ramp nedåt, ehuru med mindre lutning än under horisontalsvepåtergångsintervallet därför att på lindningen wa har pålagts en spänning som utgör den algebraiska summan av de över kondensatorn C2 och svepåtergångstransformatorns Tl lindning W1 bildade spänningarna. Med början vid tidpunkten tu överförs energi till den likriktade svepspänningsmatningen 50 via svepàtergångstransformatorlindninganna W och W2. Denna överförda energi erhålls från energin som tiåigare har lagrats i kondensatorn C2 1 strömledning.At the beginning of the horizontal wrap interval, near time t'4 or the corresponding time take, the current il continues to move down a ramp, albeit with a smaller slope than below horizontal sweep regression interval because on the winding wa has been imposed a voltage which constitutes the algebraic sum of those over the capacitor C2 and the sweep return transformer T1 winding W1 formed the voltages. Starting at the time tu energy is transferred to the rectified sweep voltage supply 50 via the sweep return transformer windings W and W2. This transferred energy is obtained from the energy that has been stored for ten years in capacitor C2 1 power cord.
Nära tidpunkten t7 bringas omkopplaren S2 att bli oledande medan omkopplaren S1 blir strömledande för att upprepa energi- överföringscykeln som uppträder under varje horisontalavböj- under regulatoromkopplarens S ningsintervall. _ Varje belastning eller nätspänningsvariation som strävar till att åstadkomma en ändring i amplituden hos svepåtergångspuls- spänningen Vf bringar regulatorstyrkretsen 28 att variera om- kopplarens S2 frånslagningstid på så sätt att svepåtergångs- pulsamplituden hålls relativt oförändrad. De med streckade lin- jer visade vågorna i fig. 2 åskådliggör ett fall med genom- snittlig belastning av svepåtergångstransformatorn Tl. Från- slagningen av omkopplaren S2 inleds tidigare inom horisontal- Svepintervallet, nämligen vid en tidpunkt t6. Den tidigare frånslagningen av omkopplaren S2 behövs för att toppamplituden hos strömmen il i lindningens wa induktans skall få minskawdd början av horisontalsvepåtergångsintervallet, nära tidpunkten t'l. för att ge möjlighet för det reducerade behovet av energi- 457 310 6 överföring till belastningskretsen. En likartad situation gäller ifråga om ändringar i nätmatningsspänningen när om- kopplaren S2 frånslås tidigare inom horisontalsvepintervallet då nätspänningen är hög.Near the time t7, the switch S2 is caused to become non-conductive while the switch S1 becomes conductive to repeat the energy the transmission cycle that occurs during each horizontal deflection under the regulator switch S interval. _ Any load or mains voltage variation that strives for to effect a change in the amplitude of the sweep return pulse the voltage Vf causes the regulator control circuit 28 to vary switch-off time of the coupler S2 in such a way that the pulse amplitude is kept relatively unchanged. Those with dashed lines The waves shown in Fig. 2 illustrate a case of average load of the sweep return transformer T1. From- the switching of the switch S2 starts earlier within the horizontal The sweep interval, namely at a time t6. The previous the switching off of the switch S2 is needed to the peak amplitude at the current il in the winding wa inductance shall be reduced wdd the beginning of the horizontal sweep regression interval, close to the time t'l. to allow for the reduced need for energy 457 310 6 transmission to the load circuit. A similar situation applies to changes in the mains supply voltage when switch S2 is switched off earlier within the horizontal sweep interval when the mains voltage is high.
De hittills beskrivna kretsarna kan visa en benägenhet att på ett icke önskvärt sätt ändra svepàtergángstiden hos svep- återgångspulsspänningarna med ändringar i belastningen hos den sveplikriktade spänningsmatningen 50 så att exempelvis med ökad belastning medelst högeffekttonfrekvenssteget 36 strävar svepåtergångstiden att öka i betydande grad. Svepåtergångs- tiden ökar med ökad svepbelastning till följd av den energi- svänghjulsverkan som åstadkommes av avböjningskretsen 39, transistorns T1 lindning W2 och kondensatorn 38. Svepspänningar- na över transformatorns Tl lindningar bestäms av spänningen över kondensatorn 38. En hög svepbelastning vid vilken som helst av lindningarna sänker spänningen över kondensatorn 38.The circuits described so far may show a tendency to undesirably change the sweep response time of the sweep the return pulse voltages with changes in the load on it sweep-oriented voltage supply 50 so that, for example, with increased load by means of the high power tone frequency stage 36 strives the sweep return time to increase significantly. Sweep regression time increases with increasing sweep load due to the energy the flywheel action provided by the deflection circuit 39, the winding W2 of the transistor T1 and the capacitor 38. The sweep voltages The windings of the transformer T1 are determined by the voltage over the capacitor 38. A high sweep load at which preferably one of the windings lowers the voltage across capacitor 38.
Följaktligen kommer svepåtergångsspänningen Vg och särskilt dv?/dt också att minskas under den första hälften av svepåter- gången. Detta sänker -di/dt hos strömmen il mellan t'l och t'¿ ooh fördröjer strömmens nollgenomgång i lindningen W2 samt för- dröjer också, men 1 mindre omfattning, centrum för svepåtergångs- tiden. Resultatet blir en ökad svepåtergångstid. Den resulteran- de verkan blir att bildstorleken visar en benägenhet att öka med ökad belastning.Consequently, the sweep return voltage Vg and especially dv? / dt also to be reduced during the first half of the time. This lowers the -di / dt of the current il between t'l and t'¿ ooh delays the zero crossing of the current in the winding W2 and delays also delays, but to a lesser extent, the center of sweep the time. The result is an increased sweep return time. The resulting the effect is that the image size shows a tendency to increase with increased load.
I energimatningskretsen 27 med omkopplat arbetssätt 1 fig. 1 ingår en belastningskompenseringskrets 30 som utgör en utförings- form av uppfinningen och som upprätthåller en konstant svep- återgångspulsvaraktighet under varierande belastningsbetingel- ser. Belastningskompenseringskretsen 30 innefattar en andra lindning Wb hos transformatorn T2, en extra kompenserings- spole L2, en diod Dl och en kondensator C . Kondensatorn C är inkopplad mellan strömreturklämman 26 hos helvâgsbrygglik- riktaren 22 och den klämma hos avepåtergàngstransformatorlind- ningen Wl som inte är försedd med en punkt. På likartat sätt är seriearrangemanget av lindningen Wb, spolen L2 och dioden Dl inkopplat.In the energy supply circuit 27 with switched mode of operation 1 Fig. 1 includes a load compensation circuit 30 which constitutes an embodiment form of the invention and which maintains a constant scanning return pulse duration under varying load conditions looks. The load compensation circuit 30 includes a second winding Wb of the transformer T2, an additional compensation coil L2, a diode D1 and a capacitor C. Capacitor C is connected between the current return terminal 26 of the full-wave bridge the rectifier 22 and the terminal of the averaging transformer winding Wl which is not provided with a dot. In a similar way is the series arrangement of the winding Wb, the coil L2 and the diode Dl connected.
Fig. 2 åskådliggör den över lindningen WB hos belastnings- kompenseringskretsen 30 bildade spänningen W2. Denna spänning utgör överlagringen av likspänningen upphuggen medelst om- ff) 45-7 3 110 7 kopplarna S1 och S2 samt svepàtergàngspulsspänningen Vr. Ström- men ie som flyter i seriekopplingen omfattande lindningen Wb, spolen La och dioden DI är visad 1 fig. 2o. Strömmen i2 upp- laddar kondensatorn G3 till en positiv spänning VB i förhållan- de till kondensatorns bottenplatta. Spänningen V5 är en för- stänkningsspänning som ger ett bidrag till den över kondensa- torn Cl bildade likriktade nätspänningen Vin. Matningskretsen 27 med omkopplat arbetssätt arbetar således från en högre lik- spänning, ca lp % högre, varför den kan överföra ungefär 20 % mera energi till televisionsmottagarens belastningskretsar som är kopplade till svepåtergàngstransformatorn Tl.Fig. 2 illustrates it over the winding WB of the load the compensation circuit 30 formed the voltage W2. This tension the superposition of the direct voltage is dissipated by means of ff) 45-7 3 110 7 switches S1 and S2 as well as the sweep return pulse voltage Vr. Current- but ie flowing in the series connection comprising the winding Wb, the coil La and the diode DI are shown in Fig. 2o. The current i2 charges capacitor G3 to a positive voltage VB in relation to those to the bottom plate of the capacitor. The voltage V5 is a splash voltage which contributes to the over-condensation tower Cl formed the rectified mains voltage Vin. The supply circuit 27 with switched mode of operation thus operates from a higher voltage, about lp% higher, so it can transmit about 20% more energy to the television receiver's load circuits such as are connected to the sweep return transformer T1.
Under genomsnittliga belastningsbetingelser, som är àskàd- liggjorda av de med streckade linjer angivna vågorna i fig. 2, ökar spänningen V2 till en positiv spänningsnivå vid tidpunkten t6, varjämte strömmen 12 börjar sin uppàtlutande rampdel vid _ nämnda tidpunkt. När omkopplaren S1 frànslàs av regulatorstyr- kretsen 28 nära tidpunkten t'l omkastar spänningen V2 sin polaritet då svepátergàngspulsspänningen Vi pàläggs den klämma hos lindningen Vä som inte är försedd med en punkt. När ström- men 12 har nått ett toppvärde nära tidpunkten t'l avtar den i storlek under inverkan av spänningens V2 svepâtergàngspulsdel, varjämte den när noll nära tidpunkten t'2.Under average load conditions, which are made of the waves indicated by dashed lines in Fig. 2, increases the voltage V2 to a positive voltage level at the time t6, and the current 12 begins its sloping ramp portion at _ said time. When the switch S1 is switched off by the controller circuit 28 near the time t'1 reverses the voltage V2 sin polarity when the sweep return pulse voltage We apply the clamp at the winding Vä which is not provided with a dot. When current but 12 has reached a peak value near the time t'l it decreases in size under the influence of the V2 sweep return pulse portion of the voltage, and it reaches zero near time t'2.
Under början på svepàtergàngen parallellkopplas genom trans- formatorverkan under intervallet t'1-t'2 spolen L2 med lind- ningen wa. Den resulterande induktiviteten hos lindningen Wa kommer därför att bli lägre under intervallet t'1-t'2 än vad den är under den övriga delen av svepàtergàngsintervallet, nämligen t'2-t'4.At the beginning of the sweep regression, parallel formator action during the interval t'1-t'2 coil L2 with winding ningen wa. The resulting inductance of the winding Wa will therefore be lower during the interval t'1-t'2 than what it is below the rest of the sweep regression interval, namely t'2-t'4.
Eftersom lindningen wa är kopplad till svepåtergångs- transformatorns T'1 lindning Wl är den inkopplad i en krets med horisontalavböjningskretsens 39 svepåtergángskrets. Den lägre induktiviteten hos lindningen Wa under intervallet t'1-t'2 resulterar i en avkortad svepåtergàngstid 1 Jämförelse med svepàtergångstiden som skulle finnas om energimatnings- kretsen 27 med omkopplat arbetssätt skulle sakna belastnings- kompenseringskretsen 30. Denna avkortade svepàtergàngstid varie- rar med belastningsvariationer på svepåtergangstransformatorn pà så sätt att kompensation erhålls för svepátergángstidens '457 310 8 tendens att ändras med dessa variationer.Since the winding wa is connected to the sweep return the winding W1 of the transformer T'1 is that connected in a circuit with the horizontal deflection circuit 39 of the horizontal deflection circuit 39. The lower the inductance of the winding Wa during the range t'1-t'2 results in a shortened sweep return time 1 Comparison with the sweep decline time that would exist if the energy supply circuit 27 with switched mode of operation would lack the load compensation circuit 30. This shortened sweep time varies rar with load variations on the sweep return transformer in such a way that compensation is obtained for the sweep period '457 310 8 tendency to change with these variations.
När exempelvis belastningen väsentligen ökas genom t.ex. en extra svepbelastning medelst tonfrekvenssteget 36 gäller de med heldragna linjer visade vågorna i fig. 2. Benägenheten hos svepàtergàngspulsamplituden V? att minska med ökad belast- ning kompenseras medelst regulatorstyrkretsen 28 genom att den ändrar frànslagningstidpunkten för omkopplaren S2 till tid- punkten t7 enligt fig. 2. Den positiva nivån som spänningen V2 antar mellan tidpunkterna t? och t'l under ökade belastnings- betingelser är större än under de ovan beskrivna genomsnittli- ga belastningsbetingelserna, såsom är áskådliggjort 1 fig. 2b.When, for example, the load is substantially increased by e.g. an additional sweep load by means of the tone frequency step 36 applies the waves shown in solid lines in Fig. 2. The inclination at the sweep-back pulse amplitude V? to decrease with increased is compensated by the regulator control circuit 28 by changes the switch-off time of the switch S2 to the time point t7 according to Fig. 2. The positive level of the voltage V2 assume between the times t? and t'l under increased load- conditions are greater than the above-described average the load conditions, as illustrated in Fig. 2b.
Strömmen 12 1 kompenseringsspolen L2 har därför större lutning, SÅSON är åSkådli88J0Pt 1 fig. 2c, och den när ett större topp- värde nära början av svepàtergàngen, nära tidpunkten t'l.The current 12 in the compensation coil L2 therefore has a larger slope, SÅSON is shown in Fig. 2c, and it reaches a larger peak. value near the beginning of the sweep decline, near the time t'l.
Under svepåtergángen tar det längre tid för strömmen 12 att röra sig nedför sin ramp ned till noll, varför den når noll vid en senare tidpunkt t'3.During the sweep cycle, it takes longer for the current 12 to move down its ramp down to zero, which is why it reaches zero at a later time t'3.
Spelen L2 är parallellkopplad med den effektiva induktansen hos lindningen wa under en längre tid inom svepåtergångsinter- vallet än under genomsnittliga belastningsbetingelser. Följakt- ligen kommer svepàtergàngstiden att visa en benägenhet att bli kortare under ökade belastningsbetingelser, varvid kompensering sker för svepàtergàngstidens tendens att öka med belastningen.The coils L2 are connected in parallel with the effective inductance of the winding wa for a long time within the sweep return inter- than under average load conditions. Follow-up the sweep decline time will show a tendency to become shorter under increased load conditions, whereby compensation occurs for the tendency of the sweep decline time to increase with the load.
Skilda induktiviteter är således parallellkopplade med avböj- ningssvepàtergångsresonanskretsen för olika delar inom svep- àtergångsintervallet i enlighet med variationer 1 svepàter- gângstransformatorns Tl belastning. Om man jämför den heldragna vågen i fig. 2c med den streckade vågen i fig. 2c ser man att kopplingen av olika induktivitetet under svepàtergàngen för olika varaktigheter uppnås automatiskt såsom gensvar på att regulatorstyrkretsen 28 varierar omkopplarens S2 fránslagnings- tidpunkt mellan tidpunkterna t6 och t7.Different inductances are thus connected in parallel with deflection the sweeping resonance circuit for different parts of the sweeping the recurrence interval in accordance with variations 1 the load transformer of the auxiliary transformer. If you compare the solid the wave in Fig. 2c with the dashed wave in Fig. 2c it can be seen that the coupling of different inductance during the sweep lag for different durations are achieved automatically in response to the controller control circuit 28 varies the switching off of the switch S2. time between times t6 and t7.
Varje eventuell belastning eller nätspänningsvariation kommer att via regulatorstyrkretsen 28 ändra frånslagningstid- punkten för omkopplaren S2 och början på strömmen 12. Vid stor belastning börjar strömmen ia vid den senare tidpunkten, nämli- gen t7. Följaktligen är amplituden vid slutet av svepet nära tidpunkten t'l högre, varjämte strömmen återgår till noll senare 1.: 457? 31-0 9 under svepåtergångsintervallet och därvid blir noll vid tid- punkten t'3. Strömvariationerna i kompenseringsspolen L2 är således indikativa för strömvariationer i svepåtergångstrans- formatorns Tl belastningl Resultatet av belastningskompense- ringskretsens 30 drift är en svepåtergångstid som inte varie- rar med belastningsbetingelser som är olika. Med andra ord kommer tendensen hos svepåtergångstidens varaktighet att änd- ras med en ändring i strömbelastningen att elimineras.Any possible load or mains voltage variation will change the switch-off time via the controller control circuit 28 the point of the switch S2 and the beginning of the current 12. At large load, the current ia starts at the later time, viz. gen t7. Consequently, the amplitude at the end of the sweep is close the time t'l higher, and the current returns to zero later 1st: 457? 31-0 9 during the sweep regression interval and thereby becomes zero at the time point t'3. The current variations in the compensation coil L2 are thus indicative of current variations in the sweep return formator Tl loadl The result of the load compensation the operation of the circuit 30 is a sweep return time which does not vary. with load conditions that are different. In other words the trend of the duration of the sweep decline time will change race with a change in current load to be eliminated.
Såsom allmänna iakttagelser noterar man att strömmen 12 är returlikströmmen till lagringskondensatorn Cl hos ingångs- källfifl 19- Energin som är lagrad 1 spolen L2 vid slutet av horisontalsvepet överförs till avböjningskretsen under det efterföljande horisontalsvepåtergångsintervallet. Slingför- stärkningen hos regulatorstyrkretsen 28 ökas genom att man an- vänder sig av belastningskompenseringskretsen 30, varigenom regleringsområdet t6-t7 kan bilda ett mindre intervall. Vidare är amplituden hos strömmen il vid svepets ände högre då man använder sig av belastningskompenseringskretsen 30, varigenom extra belastningsregleringsförmàga erhålls. Toppamplituden hos svepåtergångspulsspänningen V5 regleras bättre med belastnings- variationer när man utnyttjar kompenseringskretsen 50 tack vare den ytterligare regleringsförmågan som möjliggörs medelst nämnda krets.As general observations, it is noted that the current 12 is the return direct current to the storage capacitor C1 at the input source fifl 19- The energy stored in coil L2 at the end of the horizontal sweep is transmitted to the deflection circuit below it subsequent horizontal sweep regression interval. Sling the gain of the controller control circuit 28 is increased by using turns off the load compensation circuit 30, thereby the control range t6-t7 may form a smaller interval. Further is the amplitude of the current il at the end of the sweep higher then man uses the load compensation circuit 30, whereby extra load control capability is obtained. Top amplitude at the sweep return pulse voltage V5 is better regulated with the load variations when using the compensation circuit 50 please whether the additional regulatory capacity made possible by said circuit.
Regulatorstyrkretsen 28 enligt fig. 1 styr toppsvepåtergångs- spänningen. Utan kompenseringskretsen 30 medför en ökning-i belastningen en ökning i svepåtergångstiden samt en ökning 1 svepspänningen. Svepspänningen blir således beroende av svep- återgångstiden. God bildstabilitet erhålls när både svepspän- ningen och svepåtergångsspänningen hålls konstanta. Detta uppnås genom att kompenseringskretsen 30 upprätthåller en konstant svepåtergångstid under varierande belastningar.The controller control circuit 28 of Fig. 1 controls the peak sweep return the tension. Without the compensation circuit 30, an increase-i the load an increase in the sweep return time and an increase 1 the sweep voltage. The sweep voltage thus becomes dependent on the sweep return time. Good image stability is obtained when both sweep and the sweep return voltage are kept constant. This is achieved in that the compensation circuit 30 maintains a constant sweep return time under varying loads.
Claims (9)
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB838317970A GB8317970D0 (en) | 1983-07-01 | 1983-07-01 | Television receiver load compensation circuit |
| US06/564,912 US4604556A (en) | 1983-07-01 | 1983-12-23 | Television receiver load compensation circuit |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE8403319D0 SE8403319D0 (en) | 1984-06-20 |
| SE8403319L SE8403319L (en) | 1985-01-02 |
| SE457310B true SE457310B (en) | 1988-12-12 |
Family
ID=26286524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE8403319A SE457310B (en) | 1983-07-01 | 1984-06-20 | CIRCUMSTANCES COMPENSATION OF TELEVISION RECEIVER LOAD |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2610799B2 (en) |
| KR (1) | KR920004104B1 (en) |
| AT (1) | AT393581B (en) |
| DE (1) | DE3424032A1 (en) |
| DK (1) | DK163781C (en) |
| FI (1) | FI76463C (en) |
| FR (1) | FR2548404B1 (en) |
| GB (1) | GB2143686B (en) |
| HK (1) | HK58891A (en) |
| IT (1) | IT1176367B (en) |
| SE (1) | SE457310B (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2405808A1 (en) * | 1977-10-12 | 1979-05-11 | Allibert Exploitation | HOLLOW BODY IN PLASTIC MATERIAL AND ITS MANUFACTURING PROCESS |
| HU200049B (en) * | 1988-09-02 | 1990-03-28 | Videoton Elekt Vallalat | Method and circuit arrangement for eliminating variation of picture size dependent on valume of 110 degree colour televisors |
| JP2008304485A (en) * | 2008-09-26 | 2008-12-18 | Casio Comput Co Ltd | Radio-controlled wrist watch |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4974829A (en) * | 1972-11-20 | 1974-07-19 | ||
| US4362974A (en) * | 1979-03-12 | 1982-12-07 | Rca Corporation | Commutated switched regulator with line isolation for transistor deflection |
| US4298829A (en) * | 1980-02-08 | 1981-11-03 | Rca Corporation | Power supply and deflection circuit with raster size compensation |
| US4321514A (en) * | 1980-11-07 | 1982-03-23 | Rca Corporation | Commutated SCR regulator for a horizontal deflection circuit |
| US4484113A (en) | 1981-02-16 | 1984-11-20 | Rca Corporation | Regulated deflection circuit |
| US4429257A (en) * | 1982-04-23 | 1984-01-31 | Rca Corporation | Variable horizontal deflection circuit capable of providing east-west pincushion correction |
-
1984
- 1984-06-20 SE SE8403319A patent/SE457310B/en not_active IP Right Cessation
- 1984-06-25 FI FI842548A patent/FI76463C/en not_active IP Right Cessation
- 1984-06-28 GB GB08416418A patent/GB2143686B/en not_active Expired
- 1984-06-29 DK DK321684A patent/DK163781C/en active
- 1984-06-29 JP JP59136434A patent/JP2610799B2/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-06-29 KR KR1019840003759A patent/KR920004104B1/en not_active IP Right Cessation
- 1984-06-29 FR FR8410398A patent/FR2548404B1/en not_active Expired
- 1984-06-29 IT IT21680/84A patent/IT1176367B/en active
- 1984-06-29 DE DE19843424032 patent/DE3424032A1/en active Granted
- 1984-07-02 AT AT2132/84A patent/AT393581B/en active
-
1991
- 1991-08-01 HK HK588/91A patent/HK58891A/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR850000855A (en) | 1985-03-09 |
| FI76463C (en) | 1988-10-10 |
| JPS6037883A (en) | 1985-02-27 |
| IT8421680A1 (en) | 1985-12-29 |
| HK58891A (en) | 1991-08-09 |
| FR2548404B1 (en) | 1988-11-25 |
| IT1176367B (en) | 1987-08-18 |
| JP2610799B2 (en) | 1997-05-14 |
| DE3424032A1 (en) | 1985-01-10 |
| FI76463B (en) | 1988-06-30 |
| GB2143686A (en) | 1985-02-13 |
| DK321684D0 (en) | 1984-06-29 |
| KR920004104B1 (en) | 1992-05-25 |
| FR2548404A1 (en) | 1985-01-04 |
| ATA213284A (en) | 1991-04-15 |
| SE8403319D0 (en) | 1984-06-20 |
| GB2143686B (en) | 1986-08-20 |
| DK163781B (en) | 1992-03-30 |
| DK163781C (en) | 1992-09-07 |
| IT8421680A0 (en) | 1984-06-29 |
| DE3424032C2 (en) | 1993-05-19 |
| AT393581B (en) | 1991-11-11 |
| SE8403319L (en) | 1985-01-02 |
| GB8416418D0 (en) | 1984-08-01 |
| DK321684A (en) | 1985-01-02 |
| FI842548A0 (en) | 1984-06-25 |
| FI842548A (en) | 1985-01-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5301095A (en) | High power factor AC/DC converter | |
| US4616300A (en) | Method of and apparatus for efficient high voltage generation by resonant fly back | |
| US4937727A (en) | Switch-mode power supply with transformer-coupled feedback | |
| US4794506A (en) | Resonant DC-DC converter | |
| EP0653831B1 (en) | Power circuit | |
| US4323961A (en) | Free-running flyback DC power supply | |
| US6469913B2 (en) | Switching power supply device having series capacitance | |
| KR20010080701A (en) | Soft start scheme for resonant converters having variable frequency control | |
| JP2001197740A (en) | Switching power supply | |
| US5909362A (en) | Resonant power converter | |
| CA1154153A (en) | Deflection and power supply circuit with reduced start-up drive | |
| GB2356986A (en) | Switching power supply | |
| US4912617A (en) | Switch mode power supply with separately regulated secondary voltage | |
| JP2559282B2 (en) | Switch mode power supply | |
| CA1177178A (en) | Commutated scr regulator for a horizontal deflection circuit | |
| EP0332095B1 (en) | A switch-mode power supply | |
| US4930060A (en) | Switch-mode power supply | |
| US8014175B2 (en) | Switching power conversion circuit | |
| SE457310B (en) | CIRCUMSTANCES COMPENSATION OF TELEVISION RECEIVER LOAD | |
| US4227125A (en) | Regulated deflection system | |
| US4604556A (en) | Television receiver load compensation circuit | |
| JP4059942B2 (en) | Switching power supply | |
| JP2721925B2 (en) | Switch mode power supply | |
| JPH09131058A (en) | Tuned switch mode power supply | |
| US4163926A (en) | Switching regulator for a television apparatus |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NUG | Patent has lapsed |
Ref document number: 8403319-0 Effective date: 19950110 Format of ref document f/p: F |
|
| NUG | Patent has lapsed |
Ref document number: 8403319-0 Format of ref document f/p: F |