SE450663B - DEVICE FOR ELECTRIC Saturation of the amount of heat consumed in a heat consumer - Google Patents
DEVICE FOR ELECTRIC Saturation of the amount of heat consumed in a heat consumerInfo
- Publication number
- SE450663B SE450663B SE8104874A SE8104874A SE450663B SE 450663 B SE450663 B SE 450663B SE 8104874 A SE8104874 A SE 8104874A SE 8104874 A SE8104874 A SE 8104874A SE 450663 B SE450663 B SE 450663B
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- measuring
- resistors
- switch
- voltage
- resistor
- Prior art date
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
- G01K7/16—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01K17/00—Measuring quantity of heat
- G01K17/06—Measuring quantity of heat conveyed by flowing media, e.g. in heating systems e.g. the quantity of heat in a transporting medium, delivered to or consumed in an expenditure device
- G01K17/08—Measuring quantity of heat conveyed by flowing media, e.g. in heating systems e.g. the quantity of heat in a transporting medium, delivered to or consumed in an expenditure device based upon measurement of temperature difference or of a temperature
Description
15 20 25 30 35 2 Redogörelse för uppfinningen Ändamålet med den föreliggande uppfinningen är att för- bättra de inledningsvis beskrivna anordningarna för elektrisk mätning av värmeförbrukningen, så att man genom minimering av fel- och driftkällor erhåller optimal noggrannhet och beständig- het vad gäller mätresultaten. Detta uppnås genom de kännetecken som framgår av det efterföljande patentkravet 1. Disclosure of the Invention The object of the present invention is to improve the devices initially described for electrically measuring the heat consumption, so that by minimizing sources of error and operation, optimum accuracy and durability in terms of measurement results is obtained. This is achieved by the features set forth in the appended claim 1.
Därigenom ernås fördelarna med att de båda mätresisto- rerna för avkänning av fram- och returledningstemperaturerna är seriekopplade med en och samma referensresistor, varigenom det enbart är denna referensresistor som är ansvarig för mätresulta- tens noggrannhet och stabilitet. Det genom uppfinningen upp- nådda minimumet av felkällor kan icke underskridas eftersom åt- minstone en referenskälla är nödvändig i alla mätkretsar. Änd- ringar av de elektriska värdena på övriga kretselement liksom med åren sjunkande batterispänning har ej något inflytande på mätresultatets noggrannhet och stabilitet.This achieves the advantages of the two measuring resistors for sensing the supply and return line temperatures being connected in series with one and the same reference resistor, whereby only this reference resistor is responsible for the accuracy and stability of the measuring results. The minimum of sources of error achieved by the invention cannot be undershot because at least one reference source is necessary in all measuring circuits. Changes in the electrical values of other circuit elements as well as decreasing battery voltage over the years have no influence on the accuracy and stability of the measurement result.
Enligt en fördelaktig vidareutveckling av uppfinningen föreligger en som impedansomvandlare kopplad förstärkare, vars utgång bildar nollpotentialskena för kretsen. Den därigenom möj- liga lågohmiga anslutningen av nollpotentialskenan är särskilt fördelaktig då dubbelslopskretsen är utformad med en anordning fšríautomatisk förskjutningsjämförelse, eftersom förskjutnings- minneskondensatorn då kan uppladdas på kortare tid. "_ En ytterligare acceleration av nolljämförelsefasen er- hålles genom tidvis parallellkoppling av en lågohmig resistor till integreringsresistorn. Den genom denna åtgärd erhâllbara accelerationen av förfarandeförloppet är en förutsättning för en sparsam batteriförbrukning.According to an advantageous further development of the invention, there is an amplifier connected as an impedance converter, the output of which forms a zero potential rail for the circuit. The possible low-ohmic connection of the zero-potential rail is thereby particularly advantageous when the double-loop circuit is designed with a device for automatic displacement comparison, since the displacement memory capacitor can then be charged in a shorter time. "- A further acceleration of the zero comparison phase is obtained by occasional parallel connection of a low-ohmic resistor to the integration resistor. The acceleration of the procedure obtained by this measure is a prerequisite for a economical battery consumption.
En föredragen utföringsform av uppfinningen utgör föremål för patentkrav 6. Härvid är de båda mätresistorerna och referens- resistorn ständigt seriekopplade och är sålunda alltid genom- flutna av samma ström. De därigenom uppkomna spänningsfallen mellanlagras i vardera en kondensator i en sampel- och -håll- krets samt i anslutning därtill tidsmässigt efter varandra ut- värderade i dubbelslopkretsen för bildande av mätresultatet. Även här är referensresistorn ensam ansvarig för mätresultatets noggrannhet och tidsmässiga stabilitet. 10 15 20 25 30 450 665 {3 För korrigering av mätvärdena i beroende av värme- mediumets täthet och entalpi liksom av mätresistorernas karak- teristik anges en föredragen utföringsform av uppfinningen i patentkrav 8, där det under referensfasen drivs en korrigerings- ström i integreringskondensatorn, vilken korrigeringsström är beroende av mätresistorernas differens. De över mätresistorerna uttagna spänningsfallen tjänar sålunda även till att bilda korri- geringsströmmen.A preferred embodiment of the invention is the subject of claim 6. In this case, the two measuring resistors and the reference resistor are constantly connected in series and are thus always traversed by the same current. The voltage drops thus generated are temporarily stored in a capacitor in a sample and hold circuit and, in connection therewith, time-successively evaluated in the double-loop circuit to form the measurement result. Here, too, the reference resistor is solely responsible for the accuracy and temporal stability of the measurement result. For correcting the measured values in dependence on the density and enthalpy of the heating medium as well as on the characteristics of the measuring resistors, a preferred embodiment of the invention is stated in claim 8, wherein during the reference phase a correction current is driven in the integration capacitor. which correction current depends on the difference of the measuring resistors. The voltage drops taken across the measuring resistors thus also serve to form the correction current.
Föredragna utföringsformer Ytterligare särdrag hos uppfinningen och detaljer i de med densamma uppnådda fördelarna framgår av efterföljande be- skrivning och i därtill fogade ritningar som exempel återgivna utföringsformer av uppfinningen, varvid fig. 1 visar ett första kretsutförande för en värmemängd- mätanordning, fig. 2 visar tillhörande spänningstiddiagram för integra- torutgången enligt fig. 1, fig. 3 visar en ytterligare kretsutföringsform för en värmemängdmätanordning, fig. 4 visar tillhörande spänningstiddiagram för integra- torutgången enligt fig. 3, _ fig. 5 visar ett ytterligare kretsutförande för en värme- mängdmätanordning, fig. 6 visar ett annat kretsutförande av värmemängdmät- anordningen varigenom samtliga förskjutningsstorheter kompenseras, fig. 7a och 7b visar tillhörande spännings/tiddiagram och fig. 8 visar ett sista kretsutförande för en värmemängd- mätanordning innefattande minneskondensatorer.Preferred embodiments Further features of the invention and details of the advantages achieved therewith appear from the following description and embodiments of the invention shown by way of example in the accompanying drawings, in which Fig. 1 shows a first circuit embodiment for a heat quantity measuring device, Fig. 2 shows the associated voltage timing diagram for the integrator output according to Fig. 1, Fig. 3 shows a further circuit embodiment for a heat quantity measuring device, Fig. 4 shows the associated voltage time diagram for the integrator output according to Fig. 3, Fig. 5 shows a further circuit design for a heat quantity measuring device Fig. 6 shows another circuit design of the heat quantity measuring device whereby all displacement quantities are compensated, Figs. 7a and 7b show the associated voltage / time diagrams and Fig. 8 shows a final circuit design for a heat quantity measuring device comprising memory capacitors.
Vid kretsanordningen enligt fig. 1 föreligger tvâ mät- resistorer 1, 2, varvid mätresistorn 1 kan ligga i återgångs- ledningen och mätresistorn 2 i framledningen i en värmeanlägg- ning. En referensresistor 3 är seriekopplad. En omkopplargrupp 101, 102, en matarledning 64 för batterispänningens U 111, 112 inkopplar mätresistorerna 1, 2 omväxlande till B minuspol. Ytterli- gare omkopplare 103, 113 sörjer för en motsvarande inkoppling av referensresistorn 3 till matningsledningen 63 för batteri- spänningens UB pluspol respektive till ingången på en analog/di- gitalomvandlare. 10 15 20 25 30 35 4 Till kopplingspunkten 61 mellan referensresistorn 3 och mätresistorerna 1, 2 är ingången till en som impedansomvandlare kopplad förstärkare 5 inkopplad. Impedansomvandlarens 5 utgång bildar mätkretsens nollpotentialskena 62.In the circuit device according to Fig. 1 there are two measuring resistors 1, 2, whereby the measuring resistor 1 can be located in the return line and the measuring resistor 2 in the supply line in a heating system. A reference resistor 3 is connected in series. A switch group 101, 102, a supply line 64 for the battery voltage U 111, 112 switches the measuring resistors 1, 2 alternately to B negative pole. Additional switches 103, 113 provide a corresponding connection of the reference resistor 3 to the supply line 63 for the UB positive pole of the battery voltage and to the input of an analog-to-digital converter, respectively. 4 15 20 25 30 35 4 To the connection point 61 between the reference resistor 3 and the measuring resistors 1, 2, the input of an amplifier 5 connected as an impedance converter is connected. The output of the impedance converter 5 forms the zero potential rail 62 of the measuring circuit.
Analog/digitalomvandlaren består av en integrator 7 med en integreringsresistor 41 och en integreringskondensator 27 som huvudkomponenter, en nollspänningsförstärkare 8 med en via en resistor 47 inkopplad operationsförstärkare och en komparator 9.The analog-to-digital converter consists of an integrator 7 with an integration resistor 41 and an integration capacitor 27 as main components, a zero-voltage amplifier 8 with an operational amplifier connected via a resistor 47 and a comparator 9.
Till komparatorn 9 anslutes på känt sätt vidare digitala krets- organ som vidarebearbetar mätresultatet tills det slutligen åter- ges pâ ett återgivningsorgan 17.Digital circuit means are further connected to the comparator 9 in a known manner, which further processes the measurement result until it is finally reproduced on a reproduction means 17.
För automatisk nollkorrigering av analog/digitalomvand- laren 7, 8, 9 föreligger en nollkorrigeringskondensator 49, som under nollkorrigeringsfasen vid sluten omkopplare 114 därvid uppladdas till en sådan spänning att det, under kompensation för förskjutningsspänningarna hos samtliga operationsförstärkare, föreligger samma spänning på nollspänningsförstärkarens 8 utgång som på nollpotentialskenan 62, dvs. noll.For automatic zero correction of the analog / digital converter 7, 8, 9 there is a zero correction capacitor 49, which during the zero correction phase at closed switch 114 is then charged to such a voltage that, during compensation for the offset voltages of all operational amplifiers, the same voltage of as on the zero potential rail 62, i.e. zero.
Efter analog/digitalomvandlarens 7, 8, 9 nollgorrigering sker nu först en uppåtintegrering av mätspänningen på mätresis- torn 1, varvid styrlogiken 11 sörjer för att denna uppâtintegre- ring avslutas efter N pulser, som genereras av en taktgenerator 1í.'& anslutning därtill sker en nedåtintegrering av referens- spänningen på den temperaturoberoende referensresistorn 3. Ned- àtintegreringen sker således alltid med samma stigning och av- slutas efter n1 pulser så snart spänningen på integreringskon- densatorn 27 nått värdet noll och komparatorn 9 stoppar styr- logiken 11.After the zero / correction of the analog / digital converter 7, 8, 9, an upward integration of the measuring voltage on the measuring resistor 1 now takes place first, whereby the control logic 11 ensures that this upward integration ends after N pulses, which are generated by a clock generator 1i. a downward integration of the reference voltage on the temperature-independent reference resistor 3. The down-integration thus always takes place with the same rise and ends after n1 pulses as soon as the voltage on the integration capacitor 27 has reached the value zero and the comparator 9 stops the control logic 11.
Fülsefflä N respektive n1 räknas av en mättidsräknare 13, exempelvis av en framåt/bakåträknare. Efter ett fullständigt integreringsförlopp kvarstår ett bestämt pulstal på mättids- räknaren, vilket är proportionellt mot skillnaden mellan resi- stansvärdena hos mätresistorn 1 och referensresistorn 3.Fülsef fl ä N and n1 respectively are counted by a measurement counter 13, for example by a forward / reverse counter. After a complete integration process, a certain pulse number remains on the measuring time counter, which is proportional to the difference between the resistance values of the measuring resistor 1 and the reference resistor 3.
Efter en ytterligare nollkorrigeringsfas sker en uppåt- integrering av spänningsfallet över mätresistorn 2 under en tidsrymd som motsvarar N pulser och en anslutande nedåtintegre- ring av spänningsfallet över referensresistorn 3 under tidsrym- den om nz pulser. Pulsskillnaden n2 - n] är ett mått på resi- stansskillnaden R2 - R1 och därmed på temperaturskillnaden 10 15 20 25 30 35 450 663 5 mellan fram- och återledningen.After a further zero correction phase, an upward integration of the voltage drop across the measuring resistor 2 takes place over a period of time corresponding to N pulses and a subsequent downward integration of the voltage drop across the reference resistor 3 over a period of nz pulses. The pulse difference n2 - n] is a measure of the resistance difference R2 - R1 and thus of the temperature difference 10 15 20 25 30 35 450 663 5 between the supply and return lines.
För att kompensera temperaturen med avseende på olinjäri- teterna hos mätresistorerna 1, 2 och beroendet av värmebärarens entalpi och täthet korrigeras talangivelsen nz - n1. För detta ändamål uttas spänningen på integratorns 7 utgång 67 via en resistor 43 och matas till en impedansomvandlare 10, 14. När pulstalet n2 är lika med pulstalet n1 sluts omkopplaren 110 så att en korrigeringsström, som motsvarar mätresistansvärdenas skillnad, matas via resistorn 45 till integratorns 7 summerings- punkt 66. Denna korrigeringsström är ej konstant och möjliggör en i det närmaste fullständig linjärisering av relationen mellan den verkliga värmemängden och talangivelsen.To compensate for the temperature with respect to the nonlinearities of the measuring resistors 1, 2 and the dependence on the enthalpy and density of the heat carrier, the number indication nz - n1 is corrected. For this purpose, the voltage at the output 67 of the integrator 7 is taken out via a resistor 43 and fed to an impedance converter 10, 14. When the pulse number n2 is equal to the pulse number n1, the switch 110 is closed so that a correction current corresponding to the difference of resistance values is supplied to the integrator 45 7 summary point 66. This correction current is not constant and enables an almost complete linearization of the relationship between the actual amount of heat and the number indication.
Nollkorrigeringen kan vid kretsen enligt fig. 1 på grund av den i samband med förstärkarkopplíngens 7, 8 översväng- ning och undertryckningen av översvängningen nödvändiga relativt långa uppladdningstiden för kondensatorn 49 medföra vissa svå- righeter, vilka kan undvikas med den i fig. 3 visade kretsen.In the circuit of Fig. 1, the zero correction due to the relatively long charging time of the capacitor 49 required in connection with the overshoot of the amplifier coupling 7, 8 and the suppression of the overshoot can cause certain difficulties, which can be avoided with the circuit shown in Fig. 3. .
Denna krets uppvisar den ytterligare fördelen att styrlogiken 11 kan göras enklare och säkrare. Vid denna krets bortfaller nollkorrigeringskondensatorn 49 och därmed resistorerna 46, 47, liksom omkopplarna 113, 114. I deras ställe inträder resistorer- na 29, 30, 31, 32, 33 liksom en omkopplare 107. : 9 Före start av mätningen är omkopplaren 107 parallell- kopplad med integreringskondensatorn 27 för undvikande av fel- kopplingar.This circuit has the additional advantage that the control logic 11 can be made simpler and more secure. In this circuit, the zero correction capacitor 49 and thus the resistors 46, 47, as well as the switches 113, 114. The resistors 29, 30, 31, 32, 33 as well as a switch 107., 9, start before the measurement, the switch 107 is parallel - connected to the integration capacitor 27 to avoid faulty connections.
Vid start av en mätning, vilken utlöses genom en inkom- mande av en puls på styrlogiken 11 över mängdräknarkontakten 52 och resistorn 51 matas mätresistorn 1 i returledningen med driv- spänningen -U från matningsledningen 64 via omkopplaren 101.At the start of a measurement, which is triggered by an input of a pulse on the control logic 11 via the counter counter 52 and the resistor 51, the measuring resistor 1 is fed into the return line with the drive voltage -U from the supply line 64 via the switch 101.
Omkopplaren 137 bryter och omkopplaren 111 sluter. En uppåtinte- grering sker på den av âtergångstemperaturen resulterande mät- spänningen. När utspädningen på integratorns 7 utgång efter tiden tMR (MR = mätspänning i returledning) når den-spänning som ligger på summapunkten 66 (fig. 4), vilken bestämmes av storleken på resistorerna 29, 30, 31 vid tröskelspänningsomkopp- laren 4 och spänningen på potentialskenan 62 och i inmatnings- ledningen 63, omkopplas spänningen på tröskelspänningsomkoppla- ren 4 utgång från den på inmatningsledningen 64 matade 10 15 20 25 30 35 450 665 6 potentialen till den på inmatningsledningen 63 matade potentia- len och ger en puls till styrlogiken 11. Därigenom bryter om- kopplaren 101 och omkopplaren 103 sluts. Den över referens- resistorn 3 liggande referensspänningen matas till integratorn 7, som nu integrerar nedåt. Efter tiden tRef går spänningen i summa- punkten 66 genom noll, spänningen pâ komparatorns 9 utgång om- kopplas från inmatningsledningens 64 potential till inmatnings- ledningens 63 potential och ger återigen en puls till styr- logiken 11.Switch 137 breaks and switch 111 closes. An upward integration takes place at the measuring voltage resulting from the return temperature. When the dilution at the output of the integrator 7 after the time tMR (MR = measuring voltage in return line) reaches the voltage which is at the sum point 66 (Fig. 4), which is determined by the size of the resistors 29, 30, 31 at the threshold voltage switch 4 and the voltage at potential bus 62 and in the input line 63, the voltage on the threshold voltage switch 4 is switched output from the potential fed on the input line 64 to the potential supplied on the input line 63 and gives a pulse to the control logic 11. Thereby the switch 101 breaks and the switch 103 closes. The reference voltage lying above the reference resistor 3 is supplied to the integrator 7, which now integrates downwards. After the time tRef, the voltage at the sum point 66 goes through zero, the voltage at the output of the comparator 9 is switched from the potential of the input line 64 to the potential of the input line 63 and again gives a pulse to the control logic 11.
Nu bryter ånyo omkopplaren 103 och omkopplaren 101 slu- ter varvid den reguljära uppåtintegreringen på den av âtergångs- temperaturen härledda mätspänningen företas under N taktpulser.Now the switch 103 again breaks and the switch 101 closes, whereby the regular upward integration of the measuring voltage derived from the return temperature is carried out during N clock pulses.
Efter den därvid från mätvaraktighetsräknaren 13 till styrlogi- ken 11 matade pulsen bryter omkopplaren 101 och sluter omkopp- laren 103. Därmed sker nedåtintegreringen av den mot återgångs- eller returmätningen tillhörande referensspänningen, som exem- pelvis fram till en ny omkoppling av komparatorn 9 ger n1 takt- pulser. Dessa n1 pulser lagras åter i minnet 14.After the pulse then fed from the measuring duration counter 13 to the control logic 11, the switch 101 breaks and closes the switch 103. Thus, the downward integration of the reference voltage associated with the return or return measurement takes place, which for example until a new switching of the comparator 9 gives n1 beat pulses. These n1 pulses are stored again in the memory 14.
Nu bryter omkopplarna 101, 103 och omkopplarna 112, 102 sluts. Den av frammatningstemperaturen resulterande spänningen på mätresistorn 2 uppåtintegreras. När spänningen på summerings- punkten 66 åter når spänningen på integratorns 7 utgång 67 om- kdpplar tröskelspänningsomkopplaren 4 och på dess utgång uppstår en puls genom övergång från potentialen på inmatningšledningen 64 till potentialen på inmatningsledningen 63, vilken puls på- verkar styrlogiken 11 och gör att denna bryter omkopplaren 102 och sluter omkopplaren 103. Härigenom sker åter en uppâtintegre- ring av spänningen på summapunkten 66 till integratorn 7, som vid nollgenomgång (potentialskenan 62) ånyo medför omkoppling av komparatorn 9 liksom påverkan av styrlogiken 11 och frånkopp- ling av omkopplaren 103 och tillkoppling av omkopplaren 102.Now the switches 101, 103 break and the switches 112, 102 close. The voltage resulting from the supply temperature on the measuring resistor 2 is integrated upwards. When the voltage at the summing point 66 again reaches the voltage at the output 67 of the integrator 7, the threshold voltage switch 4 switches and at its output a pulse is generated by transitioning from the potential of the input line 64 to the potential of the input line 63, which pulse affects the control logic 11 and causes this switches the switch 102 and closes the switch 103. Thereby an up-integration of the voltage at the sum point 66 to the integrator 7 takes place again, which at zero crossing (potential rail 62) again results in switching of the comparator 9 as well as influencing the control logic 11 and switching off the switch 103. and switching on the switch 102.
' Nu integreras den mot framåtmatningstemperaturen pro- portionella mätspänningen. Efter N taktpulser avges-från mät- varaktighetsräknaren 13 en puls till styrlogiken 11, varvid om- kopplaren 102 bryter och omkopplaren 103 sluter. Integrering i nedåtriktning sker av den till framåttemperaturmätning hörande referensspänningen. Eftersom mätresistorn 2 i framåtriktningen är större än mätresistorn 1 i returriktningen blir talvärdet för taktpulserna n2 större än n1. Vid överskridandet av det i 10 15 20 25 30 35 450 663 7 minnet 14 lagrade värdet n1 påverkas komparatorn 15 och aktive- rar styrlogiken 11 så att taktpulserna nz - n1 inräknas i resul- taträknaren 16. Vid varje överskott i räknaren 16 vidareräknar återgivningsorganet 17.The proportional measuring voltage is now integrated towards the forward supply temperature. After N clock pulses, a pulse is output from the measurement duration counter 13 to the control logic 11, whereby the switch 102 breaks and the switch 103 closes. Integration in the downward direction takes place by the reference voltage associated with the forward temperature measurement. Since the measuring resistor 2 in the forward direction is larger than the measuring resistor 1 in the return direction, the numerical value of the clock pulses n2 becomes larger than n1. When the value n1 stored in the memory 14 is exceeded, the comparator 15 is actuated and the control logic 11 is activated so that the clock pulses nz - n1 are included in the result counter 16. At each excess in the counter 16, the display means 17 continues. .
Vid den beskrivna anordningen enligt fig. 1 och fig. 3 är integreringstiderna alltjämt förhållandevis långa. Det vore dock önskvärt, speciellt vid batteridrift, att enbart resultat- räknaren 16 och de av mängdräknarkontakten 52 styrda mottagnings- delen på styrlogiken 11 ständigt måste vara inkopplade medan analogdelen och återstoden av den digitala delen 11, 12, 13, 14, 15 endast behöver vara inkopplade under själva mättiden via en av styrlogiken 11 styrd omkopplare 115, som ligger i stället för ledningsförbindningen 116 vid slutning av mängdräknarkontak- terna 52 för att göra integreringstiderna så korta som möjligt.In the described device according to Fig. 1 and Fig. 3, the integration times are still relatively long. However, it would be desirable, especially in battery operation, that only the result counter 16 and the receiving part of the control logic 11 controlled by the quantity counter contact 52 must be constantly connected, while the analog part and the remainder of the digital part 11, 12, 13, 14, 15 only need be switched on during the actual measurement time via a switch 115 controlled by the control logic 11, which is located in place of the line connection 116 at the closing of the flow counter contacts 52 in order to make the integration times as short as possible.
Detta möjliggörs med en i fig. 5 visad vidareutveckling av upp- finningen.This is made possible by a further development of the invention shown in Fig. 5.
Uppåtintegreringen varar därför så länge därför att man integrerar över hela resistansvärdet. För att exempelvis bilda en skillnad på 12 Q mellan antagna 120 0 och 132 0 för nz - n1 måste, såsom redan angivits i samband med fig. 1/2 och fig. 3/4, den mot den "döda" n1 proportionella tiden n1 ' T, som motsvarar resistorn 120 0, genomgås tvâ gånger- (T = tidsavståndet mellan två pulser.) Om det i stället från noll till mätvärdet omvänt går att mäta skillnaden från högsta förväntat värde till mät- värdena kan integreringstiden göras avsevärt kortare.The upward integration therefore lasts so long because one integrates over the entire resistance value. For example, in order to form a difference of 12 mellan between assumed 120 0 and 132 0 for nz - n1, as already indicated in connection with Fig. 1/2 and Fig. 3/4, the time n1 proportional to the "dead" n1 must 'T, which corresponds to the resistor 120 0, is examined twice- (T = the time interval between two pulses.) If it is instead possible to measure the difference from the highest expected value to the measured values from zero to the measured value, the integration time can be made considerably shorter.
Mät- resistorerna 1, 2 seriekopplas via de till vardera resistorn Denna idë realiseras med kretsen enligt fig. 5. hörande och medelst en differensförstärkare 6 styrda resistorer- na 23 eller 24, exempelvis i form av fälteffekttransistorer, efter varandra medelst omkopplaren 102 eller 105 med referens- resistorn 3. Denna mätkedja matas med spänningen UB av inmat- ningsledningarna 63, 64. Mätkedjan är parallellkopplad med spän- ningsdelaren 21, 22 likaledes matad med spänningen U . Nollpoten- tialpunkten 61 ger referensspänningen noll, som mata: via den som spänningsföljare kopplade förstärkaren 5 till potentialske- nan 62. Differensförstärkaren 6 ligger med sin icke-inverterande ingång direkt på nollpotentialskenan 62 och med sin inverterande ingång på potentialpunkten 68, dvs. pâ förbindelsepunkten mellan 10 15 20 25 30 35 450 665 8 referensresistorn 3 och de styrda resistorerna 23, 24, av vilka alltid en är inkopplad vid ett mätförlopp. Eftersom differens- förstärkaren 6 uppvisar hög förstärkning, exempelvis 2 ~ 105 och eftersom erforderlig styrspänning på dess utgång 69 för de styr- da resistorerna 23, 24 endast skiljer sig med några 100 mv upp- går felet mellan spänningarna på potentialskenan 62 och på poten- tialpunkten 68 vid differensförstärkarens 6 ingång till enbart i storleksordningen bråkdelar av uV till någon uV. Vid de mot temperaturerna proportionella spänningarna över mätresistorn 1 eller 2 respektive över de styrda resistorerna 23, 24.som uppgår tiol flera mV per °C föreligger således bara fel uppgående till bräkdelar av 1o"3 °c.The measuring resistors 1, 2 are connected in series via the resistors to each resistor. This idea is realized with the circuit according to Fig. 5. belonging and by means of a differential amplifier 6 controlled resistors 23 or 24, for example in the form of field effect transistors, one after the other by switch 102 or 105 with the reference resistor 3. This measuring chain is supplied with the voltage UB by the supply lines 63, 64. The measuring chain is connected in parallel with the voltage divider 21, 22 and is also supplied with the voltage U. The zero potential point 61 gives the reference voltage zero, which supplies: via the amplifier 5 connected as a voltage follower to the potential rail 62. The differential amplifier 6 lies with its non-inverting input directly on the zero potential rail 62 and with its inverting input at the potential point 68, i.e. at the connection point between the reference resistor 3 and the controlled resistors 23, 24, one of which is always connected during a measurement process. Since the differential amplifier 6 has a high gain, for example 2 ~ 105 and since the required control voltage at its output 69 for the controlled resistors 23, 24 differs by only a few 100 mv, the error between the voltages on the potential rail 62 and on the power supply point 68 at the input of the differential amplifier 6 to only in the order of fractions of uV to any uV. At the voltages proportional to the temperatures across the measuring resistor 1 or 2 and across the controlled resistors 23, 24, which amount to several mV per ° C, there are thus only faults amounting to fracture parts of 1o "3 ° c.
Igångsättningen av mätcykeln är likartad den som beskri- 3 och 4.The start of the measuring cycle is similar to that described in 3 and 4.
Skall man arbeta med temperaturer mellan 20OC och 10OOC vits i samband med fig. och skall exempelvis förhållandet för resistorerna 21, 22 utfor- mas så att även 150OC (vid R2 = 160 Q och R24 = O 0) skall kunna mätas, så erhåller man vid ovan angivet utföringsexempel enbart resistansskillnader på 160 - 120 = 40 0 respektive 160 - 132 = 28S2(jämfört med 120 resp. 132 0), så att integreringstiden en- bart blir 1/4 av integreringstiden vid anordningen enligt fig. 3.If one is to work with temperatures between 20 ° C and 100 ° C in connection with Figs. And, for example, the ratio of the resistors 21, 22 is to be designed so that also 150 ° C (at R2 = 160 Q and R24 = 0 0) can be measured, then one obtains in the above-mentioned exemplary embodiments, only resistance differences of 160 - 120 = 40 0 and 160 - 132 = 28S2, respectively (compared with 120 and 132 0, respectively), so that the integration time only becomes 1/4 of the integration time of the device according to Fig. 3.
Spänningsdelaren 21, 22 är ej kritisk och förorsakar ej något mäkfel. Det måste fordras bara att förhållandet R21/R22 förblir stabilt under mätförloppet. '- Fig. 6 visar ett starkt avkortat mätförfarande, vid vil- ket samtliga förskjutningsstorheter undanröjes. Analogdigital- omvandlaren utgör här en sågtandomvandlare. Mätförloppet kommer att beskrivas i samband med fig. 6 och 7.The voltage divider 21, 22 is not critical and does not cause any fault. It must only be required that the ratio R21 / R22 remains stable during the measurement process. Fig. 6 shows a strongly shortened measuring method, in which all displacement quantities are eliminated. The analog-to-digital converter here is a sawtooth converter. The measurement process will be described in connection with Figs. 6 and 7.
En mängdpuls från omkopplaren 52 inkopplar styrlogiken 11 via resistorn 51. Denna innehåller härmed mottagningsanord- ningen för kopplingsorder från komparatorn 9, utstyrningsorganen för omkopplarna 301 - 307 och 315 samt en taktgenerator för A/D- omvandling. Omkopplaren 315 bringar den analoga delen på spän- ningen +UB. över resistorerna 22, 23 sker en spänningsdelning.A quantity pulse from the switch 52 switches the control logic 11 via the resistor 51. This hereby contains the receiving device for switching orders from the comparator 9, the control means for the switches 301 - 307 and 315 and a clock generator for A / D conversion. Switch 315 brings the analog part to voltage + UB. over the resistors 22, 23 a voltage division takes place.
Delspänningen 61 matas till den som en konstantströmkälla kopp- lade förstärkaren 5". Från utgången går strömmen över omkoppla- ren 301, mätresistorn 1 och referensresistorn 3 till -UB.The partial voltage 61 is supplied to the amplifier 5 "connected as a constant current source. From the output, the current passes over the switch 301, the measuring resistor 1 and the reference resistor 3 to -UB.
På förstärkarens 5 utgång inställer sig spänningen 62, 10 15 20 25 30 35 '9 som tjänar som referensspänning för integratorn 7. De olika potentialnivåerna återges i fig. 7a.At the output of the amplifier 5 sets the voltage 62, which serves as a reference voltage for the integrator 7. The different potential levels are shown in Fig. 7a.
Integrering sker av referensspänningen över resistorn 41 och kondensatorn 27. Integratorns 7 utspänning 67 når spän- ningens 69 storlek, som är ansluten till komparatorn via omkopp- laren 302, och komparatorn 9 omkopplas från -UB till +UB. Denna signal inmatas på styrlogiken 11 varpå omkopplarna 301, 302 bry- ter och omkopplarna 305, 306 sluter. Spänningen över referens- resistorn 3 förändras därvid ej emedan strömmen förblir konstant. Över omkopplaren 306 inmatas nu spänningen 70 på komparatorn 9.Integration takes place of the reference voltage across the resistor 41 and the capacitor 27. The output voltage 67 of the integrator 7 reaches the magnitude of the voltage 69, which is connected to the comparator via the switch 302, and the comparator 9 is switched from -UB to + UB. This signal is input to the control logic 11 whereupon the switches 301, 302 break and the switches 305, 306 close. The voltage across the reference resistor 3 does not change because the current remains constant. The voltage 70 of the comparator 9 is now supplied via the switch 306.
Samtidigt inkopplas taktgeneratorn och ansluts till resultat- räknaren 16. Vidare matas via omkopplaren 307 och resistorn 45 den medelst resistorerna 43, 44 och förstärkaren 10 bildade korrigeringsspänningen till integreringssummapunkten 66. Sedan följer en ytterligare uppåtintegrering tills spänningen 67 blir lika stor som spänningen 70. Komparatorn 9 omkopplas åter från -UB till +U och styrlogiken 11 avslutar förloppet.At the same time, the clock generator is connected and connected to the result counter 16. Furthermore, via the switch 307 and the resistor 45, the correction voltage formed by the resistors 43, 44 and the amplifier 10 is supplied to the integration sum point 66. Then a further upward integration follows until the voltage 67 becomes equal to the voltage 70. The comparator 9 is switched again from -UB to + U and the control logic 11 ends the process.
Antâlet n taktpulser som tillförs resultaträknaren 16 är proportionellt mot skillnaden mellan resistorerna 1, 2 dividerat med referensresistorn 3.The number n clock pulses applied to the result counter 16 is proportional to the difference between the resistors 1, 2 divided by the reference resistor 3.
I ett modifierat utförande av det beskrivna förloppet kan under den första fasen omkopplarna 303, 304 slutas av styr- logiken 11 och därmed parallellkoppla resistorerna 53 och 41 och seriekoppla resistorn 54 med mätresistorn 1. Resistofn 54 redu- cerar spänningen 69 till en spänning U69 - AU.In a modified embodiment of the described process, during the first phase the switches 303, 304 can be closed by the control logic 11 and thereby connect the resistors 53 and 41 in parallel and connect the resistor 54 in series with the measuring resistor 1. The resistor 54 reduces the voltage 69 to a voltage U69 - AU.
Komparatorn 9 omkopplas när spänningen på integratorns utgång når värdet U69 - AU. Detta sker vid tidpunkten ty, vilken endast utgör en bråkdel av tiden tx med integreringstiden vid sluten omkopplare 303 förkortas genom resistorn 53.The comparator 9 is switched when the voltage at the output of the integrator reaches the value U69 - AU. This occurs at time ty, which is only a fraction of the time tx with the integration time at closed switch 303 shortened by resistor 53.
Vid den första omkopplingen av komparatorn 9 får styr- logiken 11 omkopplarna 303, 304 att åter bryta. Alla efterföl- jande moment sker på redan beskrivet och i fig. 7b visat sätt.At the first switching of the comparator 9, the control logic 11 causes the switches 303, 304 to break again. All subsequent steps take place in the manner already described and shown in Fig. 7b.
Pig. 8 visar en krets vari de båda mätresistorerna 1, 2 och referensresistorn 3 ständigt är seriekopplade och är direkt inkopplade mellan framledningen 63 till batterispänningens UB pluspol och nollreferenspotentialskenan 62 i mätkretsen. Paral- lellt med varje resistor 1, 2, 3 är en kondensator 221, 222, 223 inkopplad via en omkopplare 203 ..207 resp. 208 ... 211 på känt 10 15 20 25 30 35 450 663 10 sätt som en sampel- och -hållkrets. De med mätresistorerna 1, 2 parallella kondensatorerna 221, 222 är så kopplingsbara att spän- ningsskillnaden bildas direkt.Pig. 8 shows a circuit in which the two measuring resistors 1, 2 and the reference resistor 3 are constantly connected in series and are directly connected between the supply line 63 to the positive terminal of the battery voltage UB and the zero reference potential rail 62 in the measuring circuit. In parallel with each resistor 1, 2, 3, a capacitor 221, 222, 223 is connected via a switch 203 ..207 resp. 208 ... 211 in known 10 15 20 25 30 35 450 663 10 methods as a sample and hold circuit. The capacitors 221, 222 which are parallel to the measuring resistors 1, 2 are so connectable that the voltage difference is formed directly.
Nollpotentialskenans 62 spänning upphöjes med hjälp av en som impedansomvandlare kopplad förstärkare 5 och en spännings- delare med resistorerna 21, 22 relativt den negativa batteri- spänningen -UB på framledningen 64. Denna potentialförskjutning är erforderlig för förhindrande av att operationsförstärkarna 5', 7, 9 arbetar med otillåtna driftstillstånd.The voltage of the zero potential bus 62 is increased by means of an amplifier 5 connected as an impedance converter and a voltage divider with the resistors 21, 22 relative to the negative battery voltage -UB on the supply line 64. This potential shift is required to prevent the operational amplifiers 5 ', 7, 9 working with unauthorized operating permits.
Kretsen enligt fig. 8 arbetar på följande sätt: Varje mängdpuls från omkopplaren 52 matas via resistorn 51 till styr- logiken 11 som startpuls. Denna styr omkopplaren 115, som samman- kopplar pulspolen (+UB) för batterispänningen UB med operations- förstärkarna 5, 5', 7 och 9 i analogdelen. _ Styrlogiken 11 styr en rad analoga omkopplare 201 - 215.The circuit according to Fig. 8 operates in the following manner: Each quantity pulse from the switch 52 is supplied via the resistor 51 to the control logic 11 as a starting pulse. This controls the switch 115, which connects the pulse coil (+ UB) of the battery voltage UB to the operational amplifiers 5, 5 ', 7 and 9 in the analog part. The control logic 11 controls a series of analog switches 201 - 215.
Den omfattar en taktgenerator och en mätvaraktighetsmätare.It includes a pacemaker and a duration monitor.
En mätcykel genomgår tre faser.A measurement cycle undergoes three phases.
Fas 1: Omkopplarna 201 - 207, 214 och 216 bryter. Omkopp- larna 201 och 202 verkar för automatisk nollutjämning. Omkoppla- ren 214 förkortar tidskonstanten i integratorn 7 under nollutjäm- ningstiden genom parallellkoppling även resistor 241 över omkopplarna 203-207 lagras resistorernas 1,2,3 spänningsfall i kondensatorerna 221,222,223.Phase 1: Switches 201 - 207, 214 and 216 switch. Switches 201 and 202 operate for automatic zero equalization. The switch 214 shortens the time constant in the integrator 7 during the zero equalization time by parallel connection also resistor 241 over the switches 203-207, the voltage drops of the resistors 1,2,3 are stored in the capacitors 221,222,223.
Fas 2: Under denna fas bildas den mot temperaturskillna- den proportionella spänningen och tillhörande integreringsspän- ning. Omkopplarna 201 - 207 liksom 214 och 216 bryter och omkopp- larna 208 - 210 och 215 är slutna. över omkopplaren 208 ansluts kondensatorns 222 negativa pol till referenspotentialskenan 62.Phase 2: During this phase, the voltage proportional to the temperature difference and the associated integration voltage are formed. Switches 201 - 207 as well as 214 and 216 switch and switches 208 - 210 and 215 are closed. over the switch 208, the negative pole of the capacitor 222 is connected to the reference potential rail 62.
Kondensatorns 222 positiva pol ansluts via omkopplaren 209 till kondensatorns 221 positiva pol. Kondensatorns 221 negativa pol ansluts via omkopplaren 210 till förstärkarens 5' ingång. Poten- tialen pà ingången till förstärkaren 5' utgörs av den negativa spänningsskillnaden över mätresistorerna 1, 2 och är därmed pro- pOrtiOnell mot skillnaden för de båda mätresistansvärdena.The positive pole of the capacitor 222 is connected via the switch 209 to the positive pole of the capacitor 221. The negative pole of capacitor 221 is connected via switch 210 to the input of amplifier 5 '. The potential at the input of the amplifier 5 'consists of the negative voltage difference across the measuring resistors 1, 2 and is thus proportional to the difference of the two measuring resistance values.
Förstärkaren 5' bildar denna skillnadsspänning på sin ut- gång 1:1. Via integreringsresistorn 41 integreras den i integre- ringskondensatorn 227. Denna integreringsspänning vid slutet av fas 2 blir därmed proportionell mot mätresistansskillnaden. 10 15 20 25 450 663 Omkopplarna 215, 216 tjänar till att förhindra förfals- kande påverkan av eventuella krypströmmar på den i kondensatorn 225 lagrade förskjutningsspänningen.The amplifier 5 'forms this differential voltage at its output 1: 1. Via the integration resistor 41, it is integrated in the integration capacitor 227. This integration voltage at the end of phase 2 thus becomes proportional to the measuring resistance difference. The switches 215, 216 serve to prevent falsifying the effect of any creep currents on the offset voltage stored in the capacitor 225.
Fas 3: Under denna fas sker integreringen av referens- spänningen. Samtidigt sker en korrigering av integreringsström- men med en ström som är beroende av resistansskillnaden för mät- resistorerna 1 och 2. Omkopplaren 210 är bruten och omkopplarna 211, 212, 213 slutna. Omkopplarna 208, 209 och 215 förblir slut- na. Spänningarna pà kondensatorns 221 fotpunkt respektive på omkopplaren 212 upprätthâlles. Vidare sammankopplas resultaträk- naren 16 med taktgeneratorn i styrlogiken 11. Referensspänningen på kondensatorn 223 matas via omkopplaren 211 till förstärkarens 5' ingång och medför nedåtintegrering i integreringskondensatorn 227. 7 Den positiva ström som drivs från integreringsresistorn 41 till integreringskondensatorn 227 överlagras med en negativ korrigeringsström via omkopplarna 212, 213 och resistorerna 245, 246. Därigenom blir totalintegreringsströmmen mindre ju större mätresistansskillnaden är, dvs. ju större temperaturskillnaden är.Phase 3: During this phase, the reference voltage is integrated. At the same time, an integration current is corrected with a current that is dependent on the resistance difference of the measuring resistors 1 and 2. The switch 210 is broken and the switches 211, 212, 213 are closed. Switches 208, 209 and 215 remain closed. The voltages at the focal point of the capacitor 221 and at the switch 212, respectively, are maintained. Furthermore, the result counter 16 is connected to the clock generator in the control logic 11. The reference voltage of the capacitor 223 is supplied via the switch 211 to the input of the amplifier 5 'and causes downward integration in the integration capacitor 227. The positive current driven from the integration resistor 41 to the integration capacitor current the switches 212, 213 and the resistors 245, 246. As a result, the total integration current becomes smaller the larger the measurement resistance difference, i.e. the greater the temperature difference.
Om det vid integrering av referens- och korrigerings- strömmarna uppträder en spänning över integreringskondensatorn 227 respektive på integratorns 7 utgång som blir noll, omkopplas komparatorn 9 och ger en stoppsignal i styrlogiken 11? Omkoppla- ren 115 bryter åter spänningen +UB frán analogdelen och takt- generatorn bortkopplas. I resultaträknaren 16 lagras därvid takt- värdet i fas 3.If, when integrating the reference and correction currents, a voltage occurs across the integration capacitor 227 and at the output of the integrator 7, respectively, which becomes zero, the comparator 9 is switched and gives a stop signal in the control logic 11? Switch 115 again breaks the voltage + UB from the analog part and the clock generator is switched off. The clock value in phase 3 is then stored in the result counter 16.
Vid varje översväng i resultaträknaren 16 vidarekopplas återgivningsräknaren 17 ett steg.At each overshoot in the result counter 16, the display counter 17 is forwarded one step.
Claims (11)
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19803032091 DE3032091C2 (en) | 1980-08-26 | 1980-08-26 | Device for electrical heat measurement |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE8104874L SE8104874L (en) | 1982-02-27 |
| SE450663B true SE450663B (en) | 1987-07-13 |
Family
ID=6110401
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE8104874A SE450663B (en) | 1980-08-26 | 1981-08-17 | DEVICE FOR ELECTRIC Saturation of the amount of heat consumed in a heat consumer |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| AT (1) | AT388456B (en) |
| BE (1) | BE890067A (en) |
| CH (1) | CH664016A5 (en) |
| DE (1) | DE3032091C2 (en) |
| DK (1) | DK158165C (en) |
| FR (1) | FR2489509A1 (en) |
| GB (1) | GB2082780B (en) |
| NL (1) | NL191295C (en) |
| SE (1) | SE450663B (en) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4022546A1 (en) * | 1990-07-16 | 1992-01-23 | Emitec Emissionstechnologie | Sensor device for monitoring vehicle exhaust systems - uses two temp.-sensors, one of which is coated with catalyst to promote oxidn. of hydrocarbon(s) and carbon mon:oxide |
| GB2267967B (en) * | 1992-06-17 | 1996-02-28 | Status Instr Limited | Apparatus for temperature measurement |
| EP0701687B1 (en) * | 1994-04-05 | 1999-07-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Resistance measuring circuit, and thermal appliance, electrical thermometer and cold-generating appliance including such a measuring circuit |
| FR2874692B1 (en) * | 2004-08-27 | 2006-10-13 | Actaris Sas Soc Par Actions Si | DEVICE FOR MEASURING TEMPERATURE IN A THERMAL ENERGY COUNTER |
| CN109668648A (en) * | 2019-01-31 | 2019-04-23 | 合肥芯碁微电子装备有限公司 | A kind of feedback signal Acquisition Circuit system for direct-write type lithography machine exposure light source |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2312858C2 (en) * | 1973-03-15 | 1985-04-25 | Richard Dr.-Ing. Friedl | Method for measuring the amount of heat |
| DE2507732A1 (en) * | 1975-02-22 | 1976-09-02 | Heinz Dipl Ing Mense | Measurement system for temperature dependent resistors - has sensitive resistors in series and potential difference applied to operational amplifier |
| DE2636000C3 (en) * | 1976-08-11 | 1981-05-07 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Circuit arrangement for the electrical measurement of a physical variable, in particular the temperature |
| US4150573A (en) * | 1976-12-03 | 1979-04-24 | Tokyo Shibaura Electric Co., Ltd. | Electronic digital thermometer |
| DE2710782C2 (en) * | 1977-03-11 | 1982-05-27 | MITEC Moderne Industrietechnik GmbH, 8012 Ottobrunn | Device for measuring temperature differences |
| SE7714645L (en) * | 1977-12-22 | 1979-06-23 | Electrolux Ab | SET TO META TEMPERATURE |
| DE2801938A1 (en) * | 1978-01-18 | 1979-07-19 | Kienzle Uhrenfabriken Gmbh | Temp. measurement circuit using variable resistor - uses ration between supply voltage and sensor voltage drop to give temp. indication |
-
1980
- 1980-08-26 DE DE19803032091 patent/DE3032091C2/en not_active Expired
-
1981
- 1981-08-17 SE SE8104874A patent/SE450663B/en not_active IP Right Cessation
- 1981-08-21 DK DK372481A patent/DK158165C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-08-24 CH CH543981A patent/CH664016A5/en not_active IP Right Cessation
- 1981-08-24 FR FR8116147A patent/FR2489509A1/en active Granted
- 1981-08-25 BE BE0/205752A patent/BE890067A/en not_active IP Right Cessation
- 1981-08-25 AT AT369681A patent/AT388456B/en not_active IP Right Cessation
- 1981-08-25 GB GB8125910A patent/GB2082780B/en not_active Expired
- 1981-08-26 NL NL8103970A patent/NL191295C/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DK158165C (en) | 1990-09-03 |
| GB2082780B (en) | 1985-07-17 |
| FR2489509A1 (en) | 1982-03-05 |
| ATA369681A (en) | 1988-11-15 |
| NL191295C (en) | 1995-05-01 |
| NL8103970A (en) | 1982-03-16 |
| DE3032091A1 (en) | 1982-04-29 |
| SE8104874L (en) | 1982-02-27 |
| GB2082780A (en) | 1982-03-10 |
| AT388456B (en) | 1989-06-26 |
| DK372481A (en) | 1982-02-27 |
| FR2489509B1 (en) | 1985-03-22 |
| DK158165B (en) | 1990-04-02 |
| BE890067A (en) | 1981-12-16 |
| CH664016A5 (en) | 1988-01-29 |
| DE3032091C2 (en) | 1986-09-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4082998A (en) | Dual slope integration circuit | |
| JPH07239374A (en) | Modular cell system electrically connected in series, especially measuring circuit for storage battery | |
| US4567465A (en) | Method and apparatus for converting analog signal into digital signal | |
| JP2001186684A (en) | Lithium ion battery charger | |
| US4243933A (en) | Capacitance measurement apparatus | |
| CA1311268C (en) | Method and a taper charger for the resistance free charging of a rechargeable battery | |
| US4217543A (en) | Digital conductance meter | |
| SE450663B (en) | DEVICE FOR ELECTRIC Saturation of the amount of heat consumed in a heat consumer | |
| US4271392A (en) | Latching relay circuits and analog to digital converters | |
| US4034364A (en) | Analog-digital converter | |
| CN112198442A (en) | Battery electric quantity detection method and detection system | |
| JP3580817B2 (en) | Measuring amplifier | |
| EP0022524B1 (en) | Sensor-integrator system | |
| SE453129B (en) | METHOD AND DEVICE FOR ZERO ERROR COMPENSATION AND USE OF IT | |
| EP2699914A1 (en) | Measurement system and method for a series connection of energy storage devices | |
| SU1104440A1 (en) | Method and device for measuring resistance | |
| US4225778A (en) | Flow detection system | |
| US3965467A (en) | Analog-to-digital converters | |
| CN213337948U (en) | Battery electric quantity detection system | |
| SU1024938A1 (en) | Periodic drift-corrected operational amplifier | |
| SU482694A1 (en) | Device for automatic control of insulation resistance of DC networks | |
| RU2228540C1 (en) | Differentiating device | |
| SU1624351A1 (en) | Device for resistance checking and measurement | |
| SU900217A1 (en) | Digital resistance meter | |
| SU938172A1 (en) | Device for measuring voltage |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NAL | Patent in force |
Ref document number: 8104874-6 Format of ref document f/p: F |
|
| NUG | Patent has lapsed |
Ref document number: 8104874-6 Format of ref document f/p: F |