SE409148B - Filteranordning ingaende i mottagaren hos en pulsdopplerradar - Google Patents

Description

71091194 ' .2. tagaren blandade signalen kommer således att innehålla ett antal önskade och icke önskade frokvenskonmonenter.

Det är förut känt att i enlnettagnreför pulsdopplerradar anordna filter (s k dopplerfilter), vilkas uppgift är att i så hög grad som möjligt nndertrycka de frekvenskomponenter tum härrör från icke önskade mål, dvs främst de från mark, sjö och nederbörd härrörnude lågfrekvenlu hunmonenlvrna. Dopplorfíltret kan bestå av ett digitalt filter, vilket filtrerar bort de honmouenter, vilkas frekvens är mindre än ett visst värde svarande mot en viss målhastighet. Ett sådant dopplerfilter uppvisar inom det frekvensband som bestäms av radarsända- rens periodtid T en viss karukteristik, vilken nutylts i bifogade figur 1 med streckude linjer. Det är därvid önskvärL att för lngn frekvenser, exempelvis mindre än 1'8T filtret u visar s1ärre~enska»er medan för högre irekvensvärden ¶ PP l n I i c _ filtret_uppvisar bandpasskaraktür varigenom eventuella rörliga mül, vilkas, radialhastighet är större än k1otterhnstigheterna~kanidetekterass-Dopplerfiltrets användbarhet begränsas emellertid av storleken av dess spärrband. Om exempelvis filterspärrbandets övre gränsfrekvens fmaxzl/BT och om radarpulsernas periodtid T nedåt begränsas av den önskade räckvidden Rmax gäller att T = 2Rmax/c, där c = ubbredningshnstigheten, och den högsta klotterhasiigheten inom filterspärrbandet blir vmax = Äc/lßllnnax, :lär Ä = radarvâglängden. För exempelvis Ä: 'ldm (S-bandet) 1 och Rmax = 10.10'm blir rmaxz 2nMs, vilket medför att endast nmrkklotter kan undertryckns av filtret, medan kvarvarande klotter med högre frekvenskomponenter fölblir bpåverkat.

I det fall att radarn arbetar i låg PRF-mod, dvs periodtiden T är avpassad så att alla radarekon av intresse reflekteras och mottages innan nästa radarpuls utsändes, innebär detta att målets dopplerfrekvens fd kan vara större än pulsrepetitions- frekvensen 1/T. Detta innebär i sin tur, såsom det framgår av figur 1, att även målekot kan undertryckas av dopplerfiltret för vissa s k blinda hastigheter, när- mare bestämt för de hastigheter, vilka ger en dopplerfrekvens som utgör en mnlti~ pel av frekvensen 1/T. Det är känt att undvika undertxyckning av sådana målekon genom.att införa staggering, dvs periodtiden T bringas att variera från en puls till en nästföljande hos de utsända radarpulserna.

En annan känd metod att eliminera det icke önskade klotterspektrat är att utföra hastighetskompensering före-filtrering i dopplerfiltret. Detta innebär att klotter- hastigheten uppskattas, exempelvis genom fasmäining, under successixn svep. Genom 1 att exempelvis styra mottagárens lokaloscillator kan klotterspektrat förskjutas så att dess dominerande konmonent antar värdet noll och såleds blir beläget inom filterspärrbandet. Metoden förutsätter dock att klotterspektrat har en dominerande konmonent som korrekt ken uppskattas. 7709119-7 I __ _ 3.

Föreliggande uppfinning bygger på denna tidigare i och för sig kända metod men' uppvisar den ytterligare fördelen att, genom att uppskattningen av det rörliga klottrets hastighet utföres efter filtrering av markklottret, detta klotter ej kommer att påverka uppskattningen. Ändamålet med föreliggande uppfinning är att åstadkomma en dopplerfilteranord- ning ingående i mottagaren hos en pnlsdopplerradar medelst vilken anordning filtrering av såväl lågfrekvent mark- och sjöklotter som filtrering av kvar- varande klotter med högre dopplorfrckvens kan utföras med utnyttjande av digi- tala filter av i och för sig känt slag.

Uppfinningen, vars kännetecken framgår av efterföljande patentkrav, skall när- 'mare beskrivas med hänvisning till bifogade ritningar.

Figur 1 visar ett frckvensdiagram, som åskådliggör dels frekvensspektrat hos en mottagen radarsignal, dels en viss vald filterkarakteristik.

Figur 2 visar i förklarande syfte ett blockschomn över vissa i en radarnmt- tagare ingående enheter, vilka föregår dopplerfílteranordningen enligt upp- finningen.

Figur 5 visar i form av ett blockschema principen hos dopplerfilteranordningen enligt uppfinningen. I \ Figur å visar närmare utseendet av ett i och för sig känt digitalt filter in- gående i anordningcn enligt_figur 3.

Figur 5 visar ett blockschenm över en utföringsferm av dopplerfilteranordningen enligt uppfinningen.

I frekvensdiagrammet enligt figur 1 är visat ett klotterspektrum, samt spektrat hos ett inkommande måleko på visst avstånd från radarn Filterkarakteristíken hos ett i dopplerfilternnordningen ingående digitalt filter är antydd med streckade linjer och uppvisar spärrband dels för låga frekvenser exempelvis för frekvenser < 1/8T, dels för frekvenser mellan T/BT och 1/T samt däremellan ett passband.

Filterkarakteristiken är därvid periodisk med en period 1/T. Det önskade måleis spektrum är betecknat s och det rörliga kloltret hur ett dominerande spektrum sm vars medelfrekvens är betecknad fm. Dopplerfiltreb, vars uppbyggnad närmare kommer att förklaras i samband med figurerna Ä och 5 har därvid till uppgift att undertrycka dels markklotterspektrat sg, dels spektrat sm hos det domi- nerande rörliga klottret härrörande främst från nederbörd (regn och snö).

För att bättre belysa sígnalbehandlingen och uppbpggnaden av fílteranordningen enligt uppfinningen skall först i samband med figur 2 enheterna som föregår l71o91_19-'1__ ' IlI filteraxxordixillgexx niirmare beskrivas.- Üver ingiingxrnx A uppträder en signal Mt) = = cos [21'[(fo+i'd)t+q):| :från radurmottagarens SlI-våixlurnn Frekvens-vxl fd lltgiíz- Idopplerfrekvensen för det önskade målet. Signalen A(t) tillföres tvà kanaler, I och Q, vilka vardera innehåller en blandare Bi respektive H2 samt en unu1og~_ dígitalomvandlare AD1 respektive AD2. Till vardera blandaren BI, B2 tillförs en referenssigxlznl cos 2-TEfot respelrtive sin Zlïfot från en refcrensoscillutor OSC ' i lnottagaren. Därvid erhålles utsignulcrna cos(2'l1'fd+k[>) respektive sin(2”¶fd+kP), vilka tillföres vardera analog-digga'talomvaxxdlarexl AD1,AD2. 1 dessa omvandlare samples signalerna vid 'samplingstidpuukterna tu medelst kloclipulser från en klockkrets CL så att utsignalerna XI = cos(2TIïfdtn+\P) _ XQ = Sí11(2“f<1l711+q7) i respektive lcanal I och Q erhålles.

Signalerna XIfl-n) och Xqflzn) han båda representeras av signalen xun) = cjeflffarn, xp = o ' Sonxplingsticllnxznl: terna kan infalla så att regelbunden sannplírng ntförzes, dvs tn = nT (n = 1, 2, 3, ....) eller också att tiden mellan succc-ssíva szunplixxgs- pulser varierar inom ett visst tidsintervall NT, :nen -salnma szunplingsxnxöxlstei' åter- kommer efter samplingstidpnnkten in = NT, s k stuggering: I det sistnämnda fallet gäller att sampling sker vid tidpunkterna V NT+tk, där'V = 0,1... och k = 0, 1, 2,.., N-1. ' Principen hos dopplerfilteranordningen enligt uppfinningiexl framgår av blocksclxerrnat 'enligt figur 3. l-“ilteranordningeu innehåller ett första digitalt filter DI-'l av i och för sig känd-typ; ]ämpligen_ett-irnnšversnlfílier, vilket dímensiunernis så att det elixniln-rzlr- mark- oeh sjöklotter, dvs klotter :ned låg: hastighet, jäsnföi- - ; filterkaraktcristilcelz elllištl figur 1. l-Iftersolll filterkaral:Leristiken hos ett digi» i talt filter är periodisk med en period lika med ínvertcrade värdet av sumplings- frekvensen, återkommer .spärrbanndet vid frekvenser svarande lnotzvissa högre hastig- heter och återkomruer periodiskt om regelbunden szunplixxg föreligger. 1 fallet att samplingsfrelivensen varierar (st-uggerizng) är harakteristiken hos filt-ret DI-“J oregel- bunden och något bestämt läge på dess spärrband kan ej fastställas utom för nyckct låga frekvenser svarande mot mflrk- och sjöklottret. Filtret DI-“l laan således i detta senare fall i allmänhet ej dimensioneras så att lilotter-llxecl mveket- låg lnastighet (lnark och sjö) och klotter med högre hastighet samtidigt kan bortfiltreras. Filireis insignal är b-eteclfnad x1(tn) och dess utsignul yofln).

Till utgången av filtret DFI är lml-oclíet lllx' anslutet,- vars xxpplrvggnzxd :lširnmrc skall beskrivas i samband med figur §. Blocket HK utför en uppskattning av det klotter som kvarstår eftelnfiltreríngen i det första filtret DI-'i och utför en hastighets- koxnpenseríng av medelfrehveilson fm hos det donninerande klotte-rspelfbrat. 7709119-7 5.

Denne kompensering innebär att sumtlíga frekvensknmponentvr i insignulen y1(tn) förflyttas i frekvens så att det kvarstående rörliga klottrot faller under en viss gränsfrekvens, exempelris under värdet 1/ST i diagrammet enligt figur 1. Det till blocket HK anslutna efterföljande digitala filtret DF2 är dimensionerat enligtflsanmm princip som det första filtret Idö, vilket är dimen- sionerat så att dess spärrband sammanfaller med de klotter, vilkas frekvenser har lågt värde (mark och sjöklotter). Härigenom har dimensioneringsproblemet för det andra filtret DF2 i och med att staggering utnyttjas iransformerats till det förhållandevis enkla dimensioneringsproblem som gäller för det första filtret DF1. Filtret DF2 eliminerar således resterande rörligt klotter (neder- börd) och enda förutsättningen är att det resterande klottret har ett_domine- rande spektrum vars medelfrekvens fm kan uppskattas i blocket HK.

Vardera filtret DFI, DF2 utgörs av ett digitalt filter av i och för sig känt utseende visat i figur k. Filtret enligt figur 4 innehåller ett antal för- dröjningskretsar, exenmelvis tre kretsar DLl - DL3, vardera med fördröjningen T = radarpulsernas periodtid. Uigången hos varje fördröjningskrets är ansluten till en multiplikator MUO - NU3 med koefficíenterna L0(n), L1(n), L2(n) och L3(n) för filtret DF1 och med koeffieienterna K0(n), K1(n), K2(n), K3(n) för filtret DF2, där index (n) anger att koefficienternas värden kan variera för olika samp~ lingstidpunkter'tn. Samtliga nmltiplikatorutgângar är anslutna till en adder- krets ADD. I fortsättningen betraktas endast fallet med staggering då tidsinter« vallct mellan två suecessiva samplíngspulser varierar i enlighet med vad som ovan omnämnts. Fallet med regelbunden sampling är ett specialiall då tn = nl.

Den enligt uppfinningstanken föreslagna hastighetskompenseringeu av utsignalen yi (tn) från filtret DF1 skall först beskrivas signalmässigt, varefter en lämplig utföringsform av blocket HK och det efterföljande filtret DP2 (figur Z) närmare skall beskrivas i samband med figur 5.

Vid staggering varierar tiden mellan suocessiva samplingspulser, men variationer är periodisk med perioden NT, vilket innebär att filterkarakteristíken hos filtren DF1, DF2 upprepas efter tidpunkternu NT, 2NT.... . Om insignaler till filtret DF1 ej2Trfd(vNT+tn) blir utsignalen från filtret DFI l: är x(tn) = r ' 1- . 1 Lí(n) eJ21tfD (Väl + tn_. y1(tn) = 23 1 =0 :g Lime -jzrrfnçflr-tnd) e jefiffbbrx + u) T i=0 Cn (ID) e i filtret DF1. j2TffD(VN + n) T, där rl = antalet fördröjningskretsar II 17o9119-7) . 6_ Således gäller i detta. fall att mnplitxxd och fm: hos utslglxznlenz ylflzn), represen- terad av faktorn (Infld) är tidshcroende.

Hastíghetskoxnpeuscrínge11 innebär att 5-1 (lividcfrzxs med signalen Cn(i'nl) efjgïrfxnxßyïlldlyr där fm är resultatet av en mätning av det dominerauxde k] otterspektrats uledel- frekvens fd efter filter DFI. Således en (fa) e ¿21r(fd_- fin) (vr: + n) n' x“%)=% Utsígxlnlen från filter DF2 ges av K (n) Cn-l (få) e -JIQ-nzud _ finn) ' 1 ' T < > rfi 3:2 tu = Z 1 1=0 Cn-l (få) _-;2rr(fd - fm) (vx + n) a' . e där r2 = antalet fördröjningskrvtsar i filtret DF2.

Ur lflrbrjfclcen för yIÜ-n), XQU-n) och yfiflu) frunxgår ntí' a) om dopplc-všrekvuxlsr-xl fdï-O kan signalen c-lilllixlxrraxs i det förslu fillmc-L DFI, ty (2n(|'d)z ! hihi) kan göras = 0. 1=0 b) om (luppl.crfrelivcuxsen fd =,4 O och korrekt- uppslaarizl-uíng :w denna frolcx-c-lrs hos det dominerande k]ol.lorspeld21'aí- ulfiírls i lsloclwt HK dvs fm x fd, blir :ínsiggnxanlølx till filtret lu-'e xgüu) = 05mm" ' ÜÜÜ" '* “W signal och vilken kan bofifilt-reras i :filtret Dl-'Q på sanuna sill-t annu signalen ejgmltn bortfiltreraaes 1 filma Dm för m wo. , villu-'L represenlerax' cn- lägf1'ck\'<-nt För beräkning av filterkoeffícienterna 1.161) och K (n) ställes följande krav på _ l utsignalerna ylflu) och y,¿(tn): y1(tn) *'10 då insígnalen utgöres av markkl'oí.ter, dvs fD”r0. Speciellt krävs att yl (tu) = Oíör fn = MK, K = 1,. ...rr AfK väljes inom marlclzlottcrspclctmms: Irekvensområde. Detta krav kan uppfyllas genom att välja cn (lAfK)=o K=1,......r1 í n=1,......N avs filter 1 eliminerar marklnoifret. lalvafiolleu en (Ark) = o leder fin följande ekwíatifnnssystem för beräkning av filterkoefficienírerxla.

L. n) n) -j2TEÅIK (nT - tn_ ) lr 1 ( i 21:. G =0 1 1=0 » 1709119-7 .'7- Om ÅfK väljas symmetriskt liring frelcvensen 0 leder ovanstíiende samband till reella tidsberoende kocfi'ie.ie11tv.\1' Li n . y2(tn) 'Å-'O då ínsignalerx utgöres av rörligt klotler med frekvensen fd. lšlottrelzs mcdelfrelnrens iir uppmätt till finn; fd. Speciellt krävs att yèftn) = O för :FD - fm = SfK, K = 1, ...r2. GfK väljes så att fm + SfK hamnar inom frekvensområdet för det rörliga klottret. Detta leder till ekvabíoxassysiexnel: r - n 2 I, (n) CM (fm+ SfK) e -Jevr . gfK . 1 . 1 e o 1<= 1,... 1-2 1 , :o Cn-l fm) (n) för bestämning av filterkoefficíenternn Kl .

Figur 5 visar ett hlocksclxenxn över en ull'öríngs.l'nrn1 av blocket. IIK enligt figur 3 för att ästudliolunus. luxstighetskmnpensering 'Lillsnnunauxls med de laädo filtren lll-l, lll-ll.

Av uttrycket för x2(tn) (rnligb ovan framgår ut! koxnpexxseringaeli signalxniissigt nl~ föres genom ett dividera 'utsignalen ylfln) från filtret DFI nzed faktorn Cn(f|n) ej2 fm (vwnylu där fm representerar* ett uppskattat värde :Lv medelfrelava-nsexl av det donlineraxxzle spektrat sd hos det rörliga liloltret. Från filtret lll-'l fås en signal Re{y1('tn)} över l-lcanalen och en signal I111{y'1(t11)} över (i-kaarzxlell. Till vardera kanalen I och Q är ansluten en fasmätlirets FK för lnätliíng av fasskill- naden Atpxnellai) tvaå på varandra sucecssiva och filtrerade sampel. llettza. utföres på känt sätt genom att först uppmäta sanlpelvärdets båda konnpoxlexxter i ll- och Q- kanalen, varvid ett värde på fasx-'inlccln LP! relativt en viss referens erhålles.

Därefter lnätes på sanmla sätt fasvinkeln *P2 för :lästa sampelvärde och skillnaden Åq)=\p2 -Lpl bildas. För varje staggerföljd tn fås sampelvêirden, vilka ger en följd av fasskillnader llxpn nxellan två på varandra följande och filtrerade sampel ylfln). Denna följdALpn tillföres en ackumulator S för av de nxottaglm. fnsslcillxmads- värdena. Åflpn Imdei' tidsperioden NP, svarmnde mot en fullständig staggerföljd. Ackn- mulatorzn är i och för sig lišíml och kan bestå av exempelvis en återkopplad sununator.

Med M1 och M2 betecknas två minnesenhcvter exempelvis PROll-nuflnnen (progrannnabl e- read-only-nlemoryfl Minnet M1 utgörs av en matris, i vilken värdena på koefficienterna Cn (fun) är antecknade för olika värden på fasskillxladen Ål? och för de olika värdena på tn i staggerföljden. För varje värdepar fn, Acpfíu' således ett visst värde på kcefficíenterna C11(fn) eftersom fm beräknas nr värdet på /llP = 2 “ - fm där 'll är liåincl. llínnese11heter1 M2 utgörs av en matris ti form av ell' Pllflll i vilken sinus och eos;inu.~'=~ viirdenn för olika vinlslnr *P åix- listade, vlllm vinklar erhålles frän uekulnulzxiion H. lli|1nesex1lnrl=se11 M1 hur (endast en nlgiivugg iivor vilken vširdel. 1/l(ï1x(1'n|)| upplrâimler alu-n två ingångar ilver vilka .1'.11g'z"|111:s\'ii1-del- Åtp respektive klockpnlsrerna cl upptrâicler, de senare vid sznupel'cíclpunlrtcrna in inom varje 'intervall 9N'l'. llínnescnlxetcn bl!! hur . 77091 19"? .8. en I- och en Q-utoäno över vilka värdena - sin res ektive cos naxträder där s s P Il Q är den ackumulerade fasen. En mnltiplikntnr HU är ansluten till de båda utgångar- na av enheten M2 och till utgången av enheten M1 för multiplicering av faktorn 1/ICn(fm)[ med sinus respektive cosinnsvärdena av den ackumulerade fasen Q .

Således erhålles på I- och Q- utgångarna av mnltíplikatorn HU de båda komponenterna -Sifl *v m v . .. _ .. . _ och , v: lku m' erforderliga for att bilda det lwmlælexu lCnliml{ [Cu ñnl 1 e -j2¶ïmCVNT+fn).

C11(1'1n) värdet Enligt signalbeskrivningen ovan gäller att faktorn Cn(fd) - e j21rfd(vNT+t“) skall multipliceras med faktorn --3-- . e-Jgïtfm (0Ä1+tn) Cn(fm) för hastighetskoumen- seringen.

Den komplexa multíplikatorn MM ansluten till utgången av filtret DF1 och multi- plikatorn MU utför på i och för sig känt sätt denna komplexa multiplicering, efter- som de komplexa faktorernas I- och Q-komponenter är tillgängliga som signolvärden över respektive kanal. Över I- och Q-ntgângen från multíplikatorn MK fås således motsvarande signalkomponentor hos ' Cnüa) e j21t(f<1 - fm)(v.\'r+tn), jämför ovan. x (tn) = . 2 cnrfnd Filtret DF2 utgörs av ett digitalt transversalfilter Dïh av sådan uppbyggnad som framgår av figur Ä. För att åstadkomma god klotterundertryckning inom hela hastig- hetsområdet är det i allmänhet nödvändigt att välja olika filterkoeïficienter Kí n) för olika uPPhätta frekvenser fm. Fílterkoefficienterna Ki n bestäms därvid ur sam- bandet ovan. Till multiplikatorerna ingående i filtret DPh är därför anslutet ett minne MF, exempelvis i form av ett FROM i vilket koefficienterna Kl n för varje värde på Amp och för varje tidpunkt in är fast inskrivna i matrisform. Minnet MP är därför med sina bädd styringnngor anslutet till dels utgången av fosmätkretscn FK över vilken värdet på ÅKP uppträder, dels till den icke visade klockpnls- generatorn, vilken alstrar klockpulserna cl i takt med staggerföljden tn (inom varje intcrvdll VN"). Värdena på koeffieientelma Kl n beroende av'Ŷ)och tn avges till multiplikatorernu ingående i filtret DFÅ och över filtrets utgångar I och Q erhålles kvadraturkomponenterna-av den önskade filtrerade signalen y2(tn).

Filtren DFI, DF2 är som ovan nämnts uppbyggda så som det frnnmår av figur h.Uenna figur- vífiur emellertid endns! uppbyggnaden för en knnnI,e\ómpelvis I-knnnlen och multiplika- torerne MUO - NU2 multiplieerar signnlkompunenternn av X1(tn), x2(tn) i denna kann] med motsvarande komponenter hos koefficienterna hi n , K] H . Motsvarande filter- kretsar finnes i den andra kanalen Q och vid den konmlexa multiplikationen i multi- plikatorerna MUO - MU2 blandas värdena i I- och Q-kanalerna. Filtren DF1, DF2 har

Claims (3)

1. 77091 19-? 9 för given ordning (bestämd av antalet fördröjningskretsar DL1 - DL3) ett givet passband, vars bredd på känt sätt kan utvidgas genom att välja filter med högre ordning. P A T E N T K R A V l Filteranordning ingående i mottagaren hos en pulsdopplerradar för reducering av icke önskade klottersignaler inom ett visst lägre och ett visst högre hastighetsområde hos ett nnttaget mâleko, vilket utgör svar på från radarn med oregelbunden pulsrepetionsfrekvens ("staggering") utsända radarpulser, varvid anordningen innehåller ett första och ett andra digitalt filter, av vilka det första filtrets gränsfrekvens mellan pass- och spärrband är vald så att klotter- signalerna inom det lägre hastighetsområdet faller inom det första filtrets spärr- band men så att den önskade målekosignalen faller inom dess passband, k ä n n e - t e c k n a d av en kretsanordning (HK) ansluten till det första filtrets utgång för uppskattning av en dominerande frekvenskomponent (fm) hos nämnda klottersig- naler inom det högre hastighetsområdet samt för att utföra en förflyttning i frekvens av de från det första filtret (DFl)utfi1trerade klottersignalerna så att medelfrekvensen hos klottersignalerna inom det högre hastighetsomrâdet antar ett värde lägre än värdet före nämnda förflyttning, varvid utgången av kretsanord- ningen är ansluten till ingången av det andra digitala filtret (DF2), vars spärr- band i huvudsak sammanfaller med spärrbandet vid låga frekvenser hos det första filtret (DFI) för undertryckning av deóföre nämnda förflyttning inom det högre hastighetsområdet liggande klottersignalerna.

2. Filteranordningenligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kretsanordning (HK) innehåller en fasmätkrets (FK) för att inom varje följd av utsända radarpulser bestämma en följd av fasskillnader (ßón) mellan två på varandra följande och i det förstafiltret filtrerade sampelvärden, en första' minneshenhet (Ml) för att bilda inverterade värdet av de koefficienter (Cn) som är lika med sampelvärdena hos den från det första filtret erhållna utsignalen (yl(tn)) svarande mot en viss fasskillnad, en multiplikatorkrets (M) ansluten mellan det första och det andra filtret (DFI, DF2) och till nämnda minnesenhet (Ml) för multiplicering av utsignalen med nämnda inverterade värde samt en andra minnesenhet (MF) ansluten till nämnda fasmätkrets och till det andra digi- tala filtret för att för varje uppmätt fasskillnad och för varje sampeltidpunkt (tn) inom en staggerföljd lagra tillhörande koefficientvärden (K1(“)) för det andra filtret. 7709119-7 ' 10.

3. Fílteranordníng enligt patentkrav l-2, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multíplikatorkrets (MK) utgörs av en komplex multíplikator med två íngångspar, av vilka vartoch ett motsvarar radarmottagarens I- och Q-kanal, var- vid det första íngångparet är anslutet till utgången av det första filtret (DFI), att en ackwmulacdr (S) är ansluten till utgången av fasmätkretsen (FK) för att bilda ett medelvärde ($) av nämnda följd av fasskillnader (Adn),varvid en tredje minnesenhet (M2) är anordnad att bilda sínus- och cosínusvärdet av medelvärdet, att en ytterligare multíplítatør (MU) är ansluten till nämnda första mínnesenhet' (M1) och till nämnda tredje minnesenhet (M2) för att multiplicera nämda sinus- och cosinusvärden med nämnda inverterade värde,ví1ka multíplicerade värden över tí1lhörandeI-ocšPQ-kanal tillföras den komplexa multiplíkatorns andra íngångspar. ANFÖRDA PUBLIKATIONER: US 4 035 799 (343-7.7)