RU2806652C1 - Method for generating and processing pulsed radar signals with linear frequency modulation - Google Patents
Method for generating and processing pulsed radar signals with linear frequency modulation Download PDFInfo
- Publication number
- RU2806652C1 RU2806652C1 RU2023113752A RU2023113752A RU2806652C1 RU 2806652 C1 RU2806652 C1 RU 2806652C1 RU 2023113752 A RU2023113752 A RU 2023113752A RU 2023113752 A RU2023113752 A RU 2023113752A RU 2806652 C1 RU2806652 C1 RU 2806652C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signals
- chirp pulse
- frequency
- pulse signal
- signal
- Prior art date
Links
Images
Abstract
Description
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано при формировании и обработке радиолокационных сигналов с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) в радиолокационных станциях (РЛС).The invention relates to radio engineering and can be used in the formation and processing of radar signals with linear frequency modulation (chirp) in radar stations (radars).
Известен «Способ измерения дальности и радиальной скорости в РЛС с зондирующим составным псевдослучайным ЛЧМ импульсом» [RU 2553272 опубликовано 10.06.2015, МПК G01S 13/42], заключающийся в излучении в цикле излучения одного ЛЧМ импульса длительностью ТЗИ с девиацией частоты Fдев и обработке отраженных от целей импульсов в цикле приема согласованным фильтром сжатия. Излучаемый импульс формируется в виде исходной цифровой последовательности комплексных отсчетов, дискретизированных с частотой Fф>Fдев, и состоящей из отсчетов М элементарных ЛЧМ импульсов (ЭИ), следующих слитно друг за другом и имеющих одинаковую длительность ТЭИ=ТЗИ/М и одинаковую девиацию частоты Fдевmin≤FдевЭИ≤Fдев, но разные псевдослучайные значения начальной частоты fλπι, где λ - номер частоты из алфавита частот, λ=1÷М; m - порядковый номер ЭИ в последовательности ЭИ, m=1÷М. Внутри каждого ЭИ отсчеты сигнала вычисляются по закону частотной модуляции в пределах изменения частоты от fλm до частоты fλm+fдевЭИ. Эти отсчеты затем преобразуются в напряжение, которое пропускается через фильтр нижних частот, ограничивающий полосу частот модуляции полосой ΔFм≥Fдев, с выхода фильтра сигнал переносится на несущую частоту f0, усиливается по мощности и передается в антенну на излучение, принимаемые антенной отраженные импульсы усиливаются, фильтруются на несущей частоте f0 полосовым фильтром с полосой пропускания ΔFм, дискретизируются по времени с частотой Fд≥2ΔFм с обеспечением выполнения условия f0=nFд+ΔFм/2, n=1, 2, 3, … и квантуются по уровню, затем действительные цифровые отсчеты сигнала путем цифрового квадратурного гетеродинирования переносятся на нулевую частоту. Комплексные результаты гетеродинирования обрабатываются цифровым комплексным фильтром нижних частот с полосой пропускания ΔFм, на выходе фильтра формируются отсчеты с частотой следования Fc≥ΔFм, которые затем обрабатываются фильтрами сжатия, импульсные характеристики которых по длительности и по функции частотной модуляции согласованы с отраженным импульсом и настроены на заданные значения доплеровских частот. При этом задержка максимальной амплитуды сигнала на выходах фильтров соответствует расстоянию до обнаруженной цели без доплеровской ошибки, а частота сигнала, измеренная дискриминаторным методом по двум или трем максимальным амплитудам в смежных фильтрах, имеет одинаковую методическую точность во всем диапазоне дальности и соответствует доплеровскому смещению частоты цели, однозначно связанному с ее радиальной скоростью.There is a well-known “Method for measuring range and radial velocity in a radar with a probing composite pseudo-random chirp pulse” [RU 2553272 published on 06/10/2015, IPC G01S 13/42], which consists in emitting in a radiation cycle one chirp pulse with a duration of TZI with a frequency deviation F dev and processing of pulses reflected from targets in the reception cycle by a matched compression filter. The emitted pulse is formed in the form of an initial digital sequence of complex samples, sampled with a frequency F f >F dev , and consisting of samples of M elementary chirp pulses (EI), following one after another and having the same duration T EI = T ZI / M and the same frequency deviation F devmin ≤F devEI ≤F dev , but different pseudo-random values of the initial frequency f λπι , where λ is the frequency number from the frequency alphabet, λ=1÷M; m is the serial number of EI in the EI sequence, m=1÷M. Within each EI, signal samples are calculated according to the law of frequency modulation within the range of frequency changes from f λm to frequency f λm +f devEI . These samples are then converted into voltage, which is passed through a low-pass filter that limits the modulation frequency band to the band ΔFм≥Fdev, from the filter output the signal is transferred to the carrier frequency f0, amplified in power and transmitted to the antenna for radiation, reflected pulses received by the antenna are amplified and filtered at the carrier frequency f0 by a bandpass filter with a passband ΔFm, are sampled in time with a frequency F d ≥2ΔF m ensuring that the condition f 0 =nF d +ΔF m /2, n=1, 2, 3, ... is met and quantized by level, the actual digital samples of the signal are then transferred to the zero frequency by digital quadrature heterodyning. Complex heterodyning results are processed by a digital complex low-pass filter with a passband ΔF m , samples with a repetition rate Fc≥ΔF m are formed at the filter output, which are then processed by compression filters, the pulse characteristics of which in duration and frequency modulation function are matched with the reflected pulse and are tuned to specified values of Doppler frequencies. In this case, the delay of the maximum signal amplitude at the filter outputs corresponds to the distance to the detected target without Doppler error, and the signal frequency, measured by the discriminator method using two or three maximum amplitudes in adjacent filters, has the same methodological accuracy throughout the entire range and corresponds to the Doppler frequency shift of the target, uniquely related to its radial speed.
Недостатками указанного способа являются низкий уровень подавления боковых лепестков сжатого ЛЧМ импульсного сигнала, а так же то, что данный способ не обеспечивает подавление сигналов принятых с кратных дальностей (через период неоднозначности), что снижает вероятность обнаружения отраженных сигналов. Кроме того, данный способ сложен в реализации из-за формирования сложного сигнала в пределах одного импульса.The disadvantages of this method are the low level of suppression of the side lobes of the compressed chirp pulse signal, as well as the fact that this method does not provide suppression of signals received from multiple ranges (through a period of ambiguity), which reduces the likelihood of detecting reflected signals. In addition, this method is difficult to implement due to the formation of a complex signal within one pulse.
Известен «Способ уменьшения уровня боковых лепестков сжатого ЛЧМ-сигнала» [RU 2447455 опубликовано 10.04.2012, МПК G01S 13/02], основанный на амплитудно-частотной коррекции амплитудного спектра сигнала и его сжатии в устройстве сжатия. Амплитудно-частотную коррекцию амплитудного спектра принимаемого ЛЧМ-сигнала осуществляют по закону, являющемуся отношением модуля комплексного спектра основного лепестка автокорреляционной функции исходного ЛЧМ-сигнала к модулю комплексного спектра исходного ЛЧМ-сигнала. После коррекции амплитудного спектра, перед сжатием осуществляют фазочастотную коррекцию фазового спектра в соответствии с законом, являющимся результатом деления аргумента отношения комплексного спектра основного лепестка автокорреляционной функции исходного ЛЧМ-сигнала к комплексному спектру исходного ЛЧМ-сигнала на фазочастотную характеристику устройства сжатия.The known “Method for reducing the level of side lobes of a compressed chirp signal” [RU 2447455 published 04/10/2012, IPC G01S 13/02], based on amplitude-frequency correction of the amplitude spectrum of the signal and its compression in a compression device. The amplitude-frequency correction of the amplitude spectrum of the received chirp signal is carried out according to the law, which is the ratio of the module of the complex spectrum of the main lobe of the autocorrelation function of the original chirp signal to the module of the complex spectrum of the original chirp signal. After correction of the amplitude spectrum, before compression, phase-frequency correction of the phase spectrum is carried out in accordance with the law, which is the result of dividing the argument of the ratio of the complex spectrum of the main lobe of the autocorrelation function of the original chirp signal to the complex spectrum of the original chirp signal by the phase-frequency characteristic of the compression device.
Недостатками указанного способа является низкий уровень подавления боковых лепестков сжатого ЛЧМ импульсного сигнала, а так же то, что данный способ не обеспечивает подавление сигналов принятых с кратных дальностей (через период неоднозначности), что снижает вероятность обнаружения отраженных сигналов.The disadvantages of this method are the low level of suppression of the side lobes of the compressed chirp pulse signal, as well as the fact that this method does not provide suppression of signals received from multiple ranges (through a period of ambiguity), which reduces the likelihood of detecting reflected signals.
Наиболее близким по технической сущности является «Способ подавления боковых лепестков ЛЧМ-сигнала с межпериодным расширением спектра» [RU 2624769 опубликовано 06.07.2017, МПК G01S7/36], в котором формируют сигнал в виде последовательности из М ЛЧМ-импульсов, где М - целое число, большее либо равное единице. Далее излучают сигнал, принимают отраженный сигнал, осуществляют сжатие принятого сигнала путем свертки с опорным сигналом. При этом несущая частота ЛЧМ-импульсов изменяется от импульса к импульсу с перекрытием спектров отдельных ЛЧМ-импульсов, а перед сжатием принятого сигнала формируют опорный сигнал посредством весового взвешивания каждого из М ЛЧМ-импульсов последовательности первой оконной функцией с плоской центральной частью и плавными фронтами на краях. Относительная ширина фронтов выбирается равной относительному перекрытию спектров соседних ЛЧМ-импульсов последовательности по частоте, и последующей обработки последовательности из М ЛЧМ-импульсов второй оконной функцией высокого разрешения, разделенной на М равных по длительности частей, с относительным перекрытием, равным относительному перекрытию ЛЧМ-импульсов по частоте, причем длительность каждой из М частей второй оконной функции соответствует длительности каждого из М ЛЧМ-импульсов, путем весового взвешивания каждого из М ЛЧМ-импульсов соответствующей из М частью второй оконной функции.The closest in technical essence is the “Method for suppressing the side lobes of a chirp signal with inter-period spectrum extension” [RU 2624769 published on 07/06/2017, IPC G01S7/36], in which a signal is generated in the form of a sequence of M chirp pulses, where M is an integer a number greater than or equal to one. Next, the signal is emitted, the reflected signal is received, and the received signal is compressed by convolution with the reference signal. In this case, the carrier frequency of the chirp pulses changes from pulse to pulse with overlapping spectra of individual chirp pulses, and before compressing the received signal, a reference signal is formed by weighting each of the M chirp pulses of the sequence of the first window function with a flat central part and smooth fronts at the edges . The relative width of the fronts is selected equal to the relative overlap of the spectra of adjacent chirp pulses of the sequence in frequency, and subsequent processing of the sequence of M chirp pulses by a second high-resolution window function, divided into M parts of equal duration, with a relative overlap equal to the relative overlap of chirp pulses in frequency, and the duration of each of the M parts of the second window function corresponds to the duration of each of the M chirp pulses, by weighting each of the M chirp pulses with the corresponding M part of the second window function.
Недостатками указанного способа являются низкий и неравномерный уровень подавления боковых лепестков сжатого ЛЧМ импульсного сигнала, при необходимости обеспечения работы радиолокационной станции в режиме межпериодного расширения спектра при малом периоде повторения и соответственно малых дальностях обнаружения, а так же при осуществлении данного способа не обеспечивается подавление сигналов принятых с кратных дальностей (через период неоднозначности). В совокупности эти недостатки приводят к снижению вероятности обнаружения отраженных сигналов.The disadvantages of this method are the low and uneven level of suppression of the side lobes of the compressed chirp pulse signal, if it is necessary to ensure the operation of the radar station in the mode of inter-period spectrum expansion with a short repetition period and, accordingly, small detection ranges, and also when implementing this method, suppression of signals received from multiple ranges (through a period of ambiguity). Taken together, these shortcomings lead to a reduced likelihood of detecting reflected signals.
Технической проблемой решаемой предлагаемым изобретением является повышение вероятности обнаружения отраженных ЛЧМ импульсных сигналов.The technical problem solved by the proposed invention is to increase the probability of detecting reflected chirp pulse signals.
Достигаемым техническим результатом предлагаемого изобретения является снижение уровня побочных составляющих сжатого ЛЧМ импульсного сигнала путем уменьшения уровня его боковых лепестков и подавления сигналов, принятых с кратных дальностей.The achieved technical result of the proposed invention is to reduce the level of side components of a compressed chirp pulse signal by reducing the level of its side lobes and suppressing signals received from multiple ranges.
Сущность изобретения заключается в том, что формируют последовательность из М ЛЧМ импульсных сигналов, где М целое число, затем излучают сформированную последовательность ЛЧМ импульсных сигналов, принимают отраженную последовательность ЛЧМ импульсных сигналов и осуществляют сжатие сигналов.The essence of the invention is that a sequence of M chirp pulse signals is formed, where M is an integer, then the generated chirp pulse signal sequence is emitted, the reflected chirp pulse signal sequence is received, and the signals are compressed.
Новым в заявляемом способе является то, что изменяя значение средней частоты каждого из М ЛЧМ импульсного сигнала по случайному закону, формируют последовательность из М когерентных ЛЧМ импульсных сигналов с одинаковой девиацией частоты, а излучение сформированной последовательности ЛЧМ импульсных сигналов осуществляют когерентно. После приема ЛЧМ импульсных сигналов, осуществляют их аналого-цифровое преобразование с частотой дискретизации FД≥2Δƒ, где Δƒ - девиация частоты ЛЧМ импульсного сигнала. Затем когерентно накапливают принятую отраженную последовательность ЛЧМ импульсных сигналов, а после сжатия накопленных сигналов, осуществляют согласованную обработку накопленных ЛЧМ импульсных сигналов. Значение средней частоты каждого ЛЧМ импульсного сигнала изменяют по случайному закону с равномерным распределением. Последовательность ЛЧМ импульсных сигналов формируют путем цифрового синтеза сигнала. Согласованная обработка накопленных ЛЧМ импульсных сигналов осуществляется путем гармонического анализа.What is new in the proposed method is that by changing the value of the average frequency of each of the M chirp pulse signals according to a random law, a sequence of M coherent chirp pulse signals with the same frequency deviation is formed, and the radiation of the generated chirp pulse signal sequence is carried out coherently. After receiving chirp pulse signals, their analog-to-digital conversion is carried out with a sampling frequency F D ≥2Δƒ, where Δƒ is the deviation of the chirp frequency of the pulse signal. Then the received reflected chirp pulse signal sequence is coherently accumulated, and after compressing the accumulated signals, coordinated processing of the accumulated chirp pulse signals is carried out. The value of the average frequency of each chirp pulse signal is changed according to a random law with a uniform distribution. A sequence of chirp pulse signals is formed by digital signal synthesis. Coordinated processing of accumulated chirp pulse signals is carried out by harmonic analysis.
На Фиг. 1 представлена функциональная схема варианта радиолокационной станции, осуществляющей способ.In FIG. 1 shows a functional diagram of a variant of a radar station implementing the method.
На Фиг. 2 представлены графики изменения частоты ЛЧМ импульсных сигналов.In FIG. Figure 2 shows graphs of changes in the frequency of chirp pulse signals.
На Фиг. 3 представлены графики сжатых ЛЧМ импульсных сигналов при разном количестве значений средней частоты импульсных сигналов.In FIG. Figure 3 shows graphs of compressed chirp pulse signals for different numbers of values of the average frequency of pulse signals.
На Фиг. 4 представлены графики сжатых ЛЧМ импульсных сигналов в увеличенном масштабе.In FIG. Figure 4 shows graphs of compressed chirp pulse signals on an enlarged scale.
Способ формирования и обработки импульсных радиолокационных сигналов с линейной частотной модуляцией может быть реализован, например, в радиолокационной станции, состоящей из управляющей ЭВМ (1), цифрового вычислительного синтезатора (ЦВС) (2), запоминающего устройства (ЗУ) (3), передатчика (4), антенны (5), приемника (6), АЦП (7), сигнального процессора (8). Первый вход-выход управляющей ЭВМ (1) является внешним входом-выходом радиолокационной станции. Первый выход управляющей ЭВМ (1) соединен с первым входом ЦВС (1), второй выход управляющей ЭВМ (1) соединен со вторым входом ЦВС (2), а к ее второму входу-выходу подключен вход-выход ЗУ (3). Первый выход ЦВС (1) подключен к входу передатчика (4), выход которого подключен к входу антенны (5). Выход антенны (5) подключен к входу приемника (6). Выход приемника (6) подключен к входу АЦП (7), выход которого подключен к первому входу сигнального процессора (8). Второй вход сигнального процессора (8) подключен ко второму выходу ЦВС (2). Выход сигнального процессора (8) является внешним выходом радиолокационной станции.A method for generating and processing pulsed radar signals with linear frequency modulation can be implemented, for example, in a radar station consisting of a control computer (1), a digital computer synthesizer (DCS) (2), a storage device (3), a transmitter ( 4), antenna (5), receiver (6), ADC (7), signal processor (8). The first input-output of the control computer (1) is an external input-output of the radar station. The first output of the control computer (1) is connected to the first input of the digital computer (1), the second output of the control computer (1) is connected to the second input of the digital computer (2), and the input-output of the memory (3) is connected to its second input-output. The first output of the DDS (1) is connected to the input of the transmitter (4), the output of which is connected to the input of the antenna (5). The antenna output (5) is connected to the receiver input (6). The output of the receiver (6) is connected to the input of the ADC (7), the output of which is connected to the first input of the signal processor (8). The second input of the signal processor (8) is connected to the second output of the DDS (2). The output of the signal processor (8) is an external output of the radar station.
Способ формирования и обработки импульсного радиолокационного сигнала с линейной частотной модуляцией осуществляется следующим образом.The method of generating and processing a pulsed radar signal with linear frequency modulation is carried out as follows.
В процессе работы радиолокационной станции управляющая ЭВМ (1) со своего первого выхода выдает команду цифровому вычислительному синтезатору (2), по которой он начинает формировать последовательность из М ЛЧМ импульсных сигналов, где М целое число. Количество импульсных сигналов подбирается заранее экспериментально или путем математического моделирования для различных режимов работы радиолокационной станции. Для дальнейшего описания возьмем М=4096. Так же управляющая ЭВМ (1) со своего второго выхода, задает цифровому вычислительному синтезатору (2) значение девиации частоты Δƒ ЛЧМ импульсных сигналов и набор из М значений средней частоты ƒCP ЛЧМ импульсных сигналов, считывая их из запоминающего устройства (ЗУ) (3). Набор из М значений средней частоты ƒCP ЛЧМ импульсных сигналов формируют заранее по заданному случайному закону, например закону с равномерным распределением, и записывают через управляющую ЭВМ (1) в ЗУ (3), которое может быть отдельным функциональным блоком, как в схеме, представленной на Фиг. 1, или входить в состав управляющей ЭВМ (1). Значение средней частоты ƒCP выбирают в диапазоне [ƒ0-δƒ, ƒ0+δƒ], где , ƒ0 - среднее значение диапазона частот, соответствующее средней частоте полосы приемо-передающего тракта РЛС, ΔƒC - ширина спектра ЛЧМ импульсного сигнала. Также управляющая ЭВМ (1) задает ЦВС (2) другие параметры сигналов - длительность импульсного сигнала ТИ, период повторения импульсного сигнала ТП. Графики изменения частоты ЛЧМ импульсных сигналов для первых трех сигналов последовательности представлены на Фигуре 2.During the operation of the radar station, the control computer (1) from its first output issues a command to the digital computer synthesizer (2), according to which it begins to generate a sequence of M chirp pulse signals, where M is an integer. The number of pulse signals is selected in advance experimentally or by mathematical modeling for various operating modes of the radar station. For further description, let's take M=4096. Also, the control computer (1), from its second output, sets the digital computer synthesizer (2) the frequency deviation value Δƒ chirp pulse signals and a set of M values of the average frequency ƒ CP chirp pulse signals, reading them from the memory device (3) . A set of M values of the average frequency ƒ CP chirp pulse signals are formed in advance according to a given random law, for example a law with uniform distribution, and are written through the control computer (1) into the memory (3), which can be a separate functional block, as in the circuit presented in Fig. 1, or be part of the control computer (1). The value of the average frequency ƒ CP is selected in the range [ƒ 0 -δƒ, ƒ 0 +δƒ], where , ƒ 0 - the average value of the frequency range corresponding to the average frequency of the radar transmitting path band, Δƒ C - the chirp spectrum width of the pulse signal. Also, the control computer (1) sets the digital computer (2) other signal parameters - the duration of the pulse signal T I , the repetition period of the pulse signal T P. Graphs of changes in the frequency of chirp pulse signals for the first three signals of the sequence are presented in Figure 2.
ЦВС (2) формирует последовательность когерентных ЛЧМ импульсных сигналов с периодом повторения ТП путем прямого цифрового синтеза сигнала и со своего выхода передает их на вход передатчика (4). В передатчике (4) осуществляют усиление и повышение частоты ЛЧМ импульсных сигналов, а затем осуществляют когерентное излучение ЛЧМ импульсных сигналов антенной (5). В излучаемой последовательности ЛЧМ импульсных сигналов девиация частоты Δƒ и ширина спектра отдельного ЛЧМ импульсного сигнала ΔƒC неизменны, а от периода к периоду повторения ТП случайным образом изменяется среднее значение частоты ƒCP импульсного сигнала.The DDS (2) generates a sequence of coherent chirp pulse signals with a repetition period T P by direct digital signal synthesis and transmits them from its output to the input of the transmitter (4). In the transmitter (4), the chirp pulse signals are amplified and increased in frequency, and then the chirp pulse signals are coherently emitted by the antenna (5). In the emitted sequence of chirp pulse signals, the frequency deviation Δƒ and the spectrum width of an individual chirp pulse signal Δƒ C are unchanged, and from period to repetition period TP the average value of the frequency ƒ CP of the pulse signal changes randomly.
Отраженные сигналы последовательно когерентно принимают приемником (6). При приеме отраженного сигнала происходит прием не только сигнала, соответствующего излученному, но и сигналов отраженных с кратных дальностей, соответствующих предыдущим излученным импульсным сигналам, и являющихся помеховыми по отношению к сигналу, принятому с основной дальности. При приеме таких сигналов центральным лепестком диаграммы направленности антенны их амплитуда сопоставима с амплитудой полезного сигнала, даже при модуляции диаграммой направленности антенны. В прототипе эти побочные составляющие снижают вероятность обнаружения сигналов, отраженных от целей, и приводят к обнаружению ложных сигналов. Далее будет показано подавление этих побочных составляющих в процессе обработки сигнала.The reflected signals are sequentially and coherently received by the receiver (6). When receiving a reflected signal, not only the signal corresponding to the emitted one is received, but also signals reflected from multiple ranges, corresponding to the previous emitted pulse signals, and which interfere with the signal received from the main range. When such signals are received by the central lobe of the antenna's radiation pattern, their amplitude is comparable to the amplitude of the useful signal, even when modulated by the antenna's radiation pattern. In the prototype, these spurious components reduce the likelihood of detecting signals reflected from targets and lead to the detection of false signals. The suppression of these side components during signal processing will be shown below.
В АЦП (7) осуществляют аналого-цифровое преобразование сигнала с частотой дискретизации FД≥2Δƒ со стробированием по элементам дальности. А в сигнальном процессоре (8) когерентно накапливают принятые отраженные ЛЧМ импульсные сигналы в цифровом виде и далее осуществляют их сжатие по дальности. Цифровые сигналы формируют в виде массива комплексных амплитуд , где m - номер импульсного сигнала из М, k - номер элемента дальности.The ADC (7) carries out analog-to-digital conversion of the signal with a sampling frequency F D ≥2Δƒ with gating by range elements. And in the signal processor (8) the received reflected chirp pulse signals are coherently accumulated in digital form and then they are compressed in range. Digital signals are formed as an array of complex amplitudes , where m is the number of the pulse signal from M, k is the number of the range element.
В сигнальном процессоре (8) осуществляют сжатие каждого из М ЛЧМ импульсных сигналов по дальности и формируют массив сжатого сигнала . Сжатие можно осуществить прямой сверткой принятых импульсных сигналов с опорной функцией для каждого периода повторения ТП (корреляционной обработкой), описанной в источниках [Многофункциональные радиолокационные системы / под ред. Б.Г. Татарского, М.: «Дрофа», 2007 г., стр. 41-68] или [Радио/технические цепи и сигналы, С.И. Баскаков, М.: «Высшая школа», 2010 г., стр. 423-430].In the signal processor (8), each of the M chirp pulse signals is compressed along the range and an array of the compressed signal is formed . Compression can be carried out by direct convolution of received pulse signals with a reference function for each repetition period T P (correlation processing), described in the sources [Multifunctional radar systems / ed. B.G. Tatarsky, M.: “Drofa”, 2007, pp. 41-68] or [Radio/technical circuits and signals, S.I. Baskakov, M.: “Higher School”, 2010, pp. 423-430].
Опорной функцией является соответствующий принятому сигналу -импульсный сигнал, сформированный ЦВС (2), и поступающий с его второго выхода на второй вход сигнального процессора (8).The reference function is the pulse signal corresponding to the received signal, generated by the DDS (2), and coming from its second output to the second input of the signal processor (8).
Далее осуществляют согласованную обработку М накопленных ЛЧМ импульсных сигналов. Согласованная обработка может быть реализована различными способами: прямой сверткой, быстрой сверткой, гармоническим анализом и другими способами, описанными в литературе, например, в монографии [Многофункциональные радиолокационные системы / под ред. Б.Г. Татарского. М.: ООО «Дрофа», 2007 г., стр. 263-272]. Далее поясним согласованную обработку на примере гармонического анализа.Next, coordinated processing of M accumulated chirp pulse signals is carried out. Matched processing can be implemented in various ways: direct convolution, fast convolution, harmonic analysis and other methods described in the literature, for example, in the monograph [Multifunctional radar systems / ed. B.G. Tatarsky. M.: Bustard LLC, 2007, pp. 263-272]. Next, we will explain coordinated processing using the example of harmonic analysis.
Согласованная обработка сигнала заключается в следующем. Поскольку ранее было осуществлено аналого-цифровое преобразование сигнала сжатые в процессоре сигналов (8) ЛЧМ импульсные сигналы представлены в виде массивацифровых отсчетов по элементам дальности (столбцов) для каждого периода повторения ТП (строки). В сигнальном процессоре (8) считывают М отсчетов для каждого элемента дальности по периодам повторения. Отсчеты умножают на опорную функцию, необходимую для компенсации траекторных нестабильностей в случае движения радиолокационной станции, например по соотношениям, приведенным в источнике [Многофункциональные радиолокационные системы / под ред. Б.Г. Татарского. М.: ООО «Дрофа», 2007 г., стр. 269], а затем осуществляют М-точечное преобразование Фурье отсчетов сигнала. При выполнении преобразования Фурье, например Быстрого преобразования Фурье, осуществляется когерентное суммирование М отсчетов сжатых сигналов , при этом ширина главного лепестка сжатого сигнала неизменна для всех импульсов, а его амплитуда при суммировании растет линейно, при этом боковые лепестки формируются за счет суммирования со случайной фазой, что обусловлено случайным изменением средней частоты каждого ЛЧМ импульсного сигнала от периода к периоду повторения ΤП. При согласованной обработке аналогичным образом происходит суммирование сигналов, принятых с кратных дальностей со случайной фазой, что приводит к их подавлению.Coordinated signal processing is as follows. Since analog-to-digital signal conversion was previously carried out, the chirp pulse signals compressed in the signal processor (8) are presented in the form of an array digital samples by range elements (columns) for each repetition period T P (rows). In the signal processor (8), M samples are read for each range element over repetition periods. The counts are multiplied by the reference function necessary to compensate for trajectory instabilities in the case of movement of the radar station, for example, according to the relationships given in the source [Multifunctional radar systems / ed. B.G. Tatarsky. M.: LLC "Drofa", 2007, p. 269], and then carry out the M-point Fourier transform of the signal samples. When performing a Fourier transform, for example the Fast Fourier transform, a coherent summation of M samples of compressed signals is carried out , while the width of the main lobe of the compressed signal is constant for all pulses, and its amplitude during summation increases linearly, while the side lobes are formed due to summation with a random phase, which is caused by a random change in the average frequency of each chirp pulse signal from period to repetition period T P . With coordinated processing, signals received from multiple ranges with a random phase are summed in a similar way, which leads to their suppression.
Таким образом, осуществляется уменьшение уровня боковых лепестков сжатого ЛЧМ импульсного сигнала и подавление сигналов, принятых с кратных дальностей до уровня 50 дБ. На Фигуре 3 приведены четыре графика (9), (10), (И), (12) обработанной последовательности ЛЧМ сигналов. На графике (9) представлен обработанный сигнал при формировании без изменения средней частоты ƒСР для всех М=4096 сигналов. На графике виден высокий уровень боковых лепестков и сигналы, принятые с кратных дальностей, имеющие одинаковую амплитуду с основным сигналом. На графике (10) представлен сигнал, при формировании которого значения ƒCP повторяются через 256 импульсных сигналов, на графике (11) представлен сигнал, при формировании которого значения ƒCP повторяются через 1024 импульсных сигналов, и на графике (12) представлен сигнал при формировании которого значения ƒСР не повторяются для всех М=4096 импульсных сигналов. На графиках видно, что уровни боковых лепестков сжатого сигнала и сигналов, принятых с кратных дальностей, достигают минимальных значений при изменении значения частоты ƒCP случайным образом для каждого ЛЧМ импульсного сигнала.Thus, the level of the side lobes of the compressed chirp pulse signal is reduced and signals received from multiple ranges are suppressed to a level of 50 dB. Figure 3 shows four graphs (9), (10), (I), (12) of the processed chirp signal sequence. Graph (9) shows the processed signal when generated without changing the average frequency ƒ CP for all M=4096 signals. The graph shows a high level of side lobes and signals received from multiple ranges that have the same amplitude as the main signal. Graph (10) shows a signal during the formation of which the values of ƒ CP are repeated through 256 pulse signals, graph (11) shows a signal during the formation of which the values of ƒ CP are repeated through 1024 pulse signals, and graph (12) shows the signal during the formation which the values of ƒ CP are not repeated for all M=4096 pulse signals. The graphs show that the levels of the side lobes of the compressed signal and signals received from multiple ranges reach minimum values when the frequency value ƒ CP changes randomly for each chirp pulse signal.
На Фиг. 4 представлены графики (13), (14) обработанных сигналов в увеличенном масштабе (центральный лепесток и два боковых) для последовательностей сигналов (М=4096) без изменения частоты ƒCP (13) и с изменением частоты ƒСР по заявляемому способу (14). На графике (14) видно значительное снижение ближних боковых лепестков: первого бокового лепестка с -13 дБ до -27 дБ, а второго бокового лепестка с -20 дБ до -40 дБ по сравнению с графиком (13). Подавление следующих (дальних) боковых лепестков происходит до уровня -50…-60 дБ, что видно на графике (12) Фиг. 3. Таким образом, побочные составляющие сжатого ЛЧМ импульсного сигнала не будут перекрывать сигналы с малой амплитудой и их можно обнаруживать с высокой вероятностью.In FIG. 4 shows graphs (13), (14) of processed signals on an enlarged scale (central lobe and two side lobes) for sequences of signals (M = 4096) without changing the frequency ƒ CP (13) and with changing the frequency ƒ CP according to the claimed method (14) . Graph (14) shows a significant decrease in the near side lobes: the first side lobe from -13 dB to -27 dB, and the second side lobe from -20 dB to -40 dB compared to graph (13). Suppression of the next (distant) side lobes occurs to a level of -50...-60 dB, as can be seen in graph (12) of Fig. 3. Thus, the spurious components of the compressed chirp pulse signal will not overlap signals with low amplitude and they can be detected with high probability.
Так же при сравнении графиков (13) и (14) видно, что при снижении уровня боковых лепестков не происходит расширения центрального лепестка, а наоборот происходит его обужение.Also, when comparing graphs (13) and (14), it is clear that when the level of the side lobes decreases, the central lobe does not expand, but on the contrary, it narrows.
Таким образом, излучение, прием и совместная согласованная обработка принятых (накопленных) ЛЧМ импульсных сигналов с изменяемой случайным образом средней частотой от периода к периоду повторения позволяет подавить сигналы, принимаемые с кратных (неоднозначных) дальностей, снизить уровень боковых лепестков сжатого ЛЧМ сигнала и обузить главный лепесток сжатого импульсного сигнала, что позволяет обнаруживать отраженные сигналы от целей с высокой вероятностью обнаружения и низким уровнем ложных тревог.Thus, emission, reception and joint coordinated processing of received (accumulated) chirp pulse signals with a randomly varying average frequency from period to repetition period makes it possible to suppress signals received from multiple (ambiguous) ranges, reduce the level of the side lobes of the compressed chirp signal and reduce the main compressed pulse signal lobe, which allows you to detect reflected signals from targets with a high detection probability and a low false alarm rate.
Claims (4)
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2806652C1 true RU2806652C1 (en) | 2023-11-02 |
Family
ID=
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5719580A (en) * | 1996-06-06 | 1998-02-17 | Trw Inc. | Method and apparatus for digital compensation of VCO nonlinearity in a radar system |
| JP2000227471A (en) * | 1999-02-03 | 2000-08-15 | Nec Corp | Radar device |
| RU2447455C1 (en) * | 2010-10-20 | 2012-04-10 | Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г.Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Reduction method for side-lobe level of lfm signal |
| CN102778674A (en) * | 2012-05-25 | 2012-11-14 | 安徽理工大学 | Chirp pulse time delay estimation method for non-uniform sampling |
| RU2491572C1 (en) * | 2011-12-28 | 2013-08-27 | Дмитрий Львович Сабаев | Method of providing constant range resolution in pulse radar station with quasirandom phase modulation |
| RU2553272C1 (en) * | 2014-04-18 | 2015-06-10 | Открытое акционерное общество "Научно-производственный комплекс "Научно-исследовательский институт дальней радиосвязи" | Method of measuring range and radial velocity in radar station with probing composite pseudorandom chirp pulse |
| RU2624769C1 (en) * | 2016-07-18 | 2017-07-06 | Акционерное общество "Научно-исследовательский институт Приборостроения имени В.В. Тихомирова" | Method of side lobe suppression of lfm signal with interference extension of the spectrum |
| RU2688921C2 (en) * | 2017-06-27 | 2019-05-23 | Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство обороны Российской Федерации | Method of measuring range and radial velocity in radar with probing composite pseudorandom lfm pulse |
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5719580A (en) * | 1996-06-06 | 1998-02-17 | Trw Inc. | Method and apparatus for digital compensation of VCO nonlinearity in a radar system |
| JP2000227471A (en) * | 1999-02-03 | 2000-08-15 | Nec Corp | Radar device |
| RU2447455C1 (en) * | 2010-10-20 | 2012-04-10 | Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г.Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Reduction method for side-lobe level of lfm signal |
| RU2491572C1 (en) * | 2011-12-28 | 2013-08-27 | Дмитрий Львович Сабаев | Method of providing constant range resolution in pulse radar station with quasirandom phase modulation |
| CN102778674A (en) * | 2012-05-25 | 2012-11-14 | 安徽理工大学 | Chirp pulse time delay estimation method for non-uniform sampling |
| RU2553272C1 (en) * | 2014-04-18 | 2015-06-10 | Открытое акционерное общество "Научно-производственный комплекс "Научно-исследовательский институт дальней радиосвязи" | Method of measuring range and radial velocity in radar station with probing composite pseudorandom chirp pulse |
| RU2624769C1 (en) * | 2016-07-18 | 2017-07-06 | Акционерное общество "Научно-исследовательский институт Приборостроения имени В.В. Тихомирова" | Method of side lobe suppression of lfm signal with interference extension of the spectrum |
| RU2688921C2 (en) * | 2017-06-27 | 2019-05-23 | Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство обороны Российской Федерации | Method of measuring range and radial velocity in radar with probing composite pseudorandom lfm pulse |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5808580A (en) | Radar/sonar system concept for extended range-doppler coverage | |
| US6646587B2 (en) | Doppler radar apparatus | |
| US9075138B2 (en) | Efficient pulse Doppler radar with no blind ranges, range ambiguities, blind speeds, or Doppler ambiguities | |
| JP2016151425A (en) | Radar system | |
| CN113759321B (en) | Sectional pulse pressure intermittent sampling forwarding interference resisting method based on agile radar | |
| RU2553272C1 (en) | Method of measuring range and radial velocity in radar station with probing composite pseudorandom chirp pulse | |
| JP5460290B2 (en) | Radar equipment | |
| US20210190903A1 (en) | Radar apparatus and signal processing method | |
| EP0897544A1 (en) | Radar/sonar system concept for extended range-doppler coverage | |
| CN112881982B (en) | Method for restraining dense forwarding interference by frequency agile radar | |
| RU2806652C1 (en) | Method for generating and processing pulsed radar signals with linear frequency modulation | |
| RU2688921C2 (en) | Method of measuring range and radial velocity in radar with probing composite pseudorandom lfm pulse | |
| RU2724116C1 (en) | Method for operation of a pulse-doppler onboard radar station of a fighter, when the main lobe of antenna pattern is exposed with drfm-type interference | |
| Galati et al. | Interception of continuous-emission noise radars transmitting different waveform configurations | |
| RU2293997C1 (en) | Method for correlation processing of signals, reflected from fast-moving targets | |
| RU2411537C1 (en) | Method of selecting targets on background of velocity deflecting noise | |
| RU2596229C1 (en) | Method for increasing range resolution of radar station | |
| RU2740782C1 (en) | Method of radar surveying of earth and near-earth space by radar with synthesized antenna aperture in band with ambiguous range with selection of moving targets on background of reflections from underlying surface and radar with synthesized antenna aperture for implementation thereof | |
| Marszal et al. | Application of maximum length sequence in silent sonar | |
| RU2806651C1 (en) | Method for forming radar image of the earth's surface by airborne radar station | |
| RU2755518C1 (en) | Radar station | |
| RU2360265C1 (en) | Method of radar detection of mobile targets with phase selection on range and device to this end | |
| Abdul-Atty et al. | Hardware Implementation of a Human Movement Detection FMCW Radar | |
| RU2624005C1 (en) | Method of processing super-wide-band signals | |
| RU2503971C1 (en) | Method to suppress side tabs of autocorrelation function of wideband signal |