RU2786159C1 - Цифровой демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией - Google Patents

Abstract

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в цифровых устройствах приема информационных сигналов с многопозиционной амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМ или APSK). Техническим результатом изобретения является реализация цифровой когерентной демодуляции сигнала с АФМ, не требующей фазовой синхронизации устройства, с минимальными аппаратными затратами. Цифровой демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией дополнительно содержит аналого-цифровой преобразователь, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов, нормирующее устройство, цифровой формирователь арктангенса, генератор тактовых импульсов, первый и второй блоки формирования решения, формирователь кода, квадратичный преобразователь, блок тактовой синхронизации и формирователь порогов. 9 ил.

Description

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в цифровых устройствах приема информационных сигналов с многопозиционной амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМ или APSK).

Известно устройство приема сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией [1], содержащее фазовый демодулятор, амплитудный компаратор, коммутатор, управляемый аттенюатор, усилитель и фильтр нижних частот. Его недостатком является сложная аналоговая обработка сигнала и сопутствующие ей погрешности преобразований сигнала.

Известно устройство адаптивного приема дискретных сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией [2], содержащее автоматический регулятор уровня, фазовращатель, аналого-цифровой преобразователь (АЦП), демодулятор, решающий блок, адаптивный корректор, декодер и блок фазовой автоподстройки частоты. Его недостатками являются значительные вычислительные затраты и сложность реализации, особенно корректора и демодулятора, а также аналоговое формирование квадратурных каналов, погрешности которого существенно влияют на помехоустойчивость многопозиционных значений фазы.

Известны способ и устройство демодуляции сигнала [3], содержащее последовательно соединенные блок аналоговой обработки, блок АЦП и программируемую логическую интегральную схему (ПЛИС), где ПЛИС выполнена с возможностью обмена данными с буферной памятью и микроконтроллером, а микроконтроллер и ПЛИС связаны с интерфейсами, обеспечивающими взаимодействие с компьютером и внешними устройствами. При этом устройство выполнено с возможностью последовательности обработки сигнала, включающей преобразование аналогового сигнала в цифровой вид на промежуточной частоте, выделение огибающей и разложение на квадратуры, символьную синхронизацию, адаптивную фильтрацию, синхронизацию по несущей, демаппинг с использованием данных в буферной памяти, кадровую синхронизацию и декодирование. Его недостатком является сложность реализации.

Наиболее близким по технической сущности и внутренней структуре к предлагаемому устройству является цифровой фазовый детектор [4], содержащий АЦП, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов, генератор тактовых импульсов, нормирующее устройство, цифровой формирователь арктангенса и блок коррекции фазы. Его недостатком является отсутствие возможности демодуляции сигналов с многопозиционной амплитудно-фазовой манипуляцией.

Задачей предлагаемого технического решения является высокоскоростная оптимальная цифровая демодуляция сигналов с многопозиционной амплитудно-фазовой манипуляцией с минимальными аппаратными затратами.

Технический результат цифрового демодулятора заключается в реализации цифровой когерентной демодуляции сигнала с АФМ, не требующей фазовой синхронизации устройства, с минимальными аппаратными затратами.

Поставленная задача решается тем, что цифровой демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией, содержащий каскадно соединенные аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), первый и второй п-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов (ККО), первый и второй входы которых подключены к нечетным и четным выходам РС4, нормирующее устройство (НУ), первый и второй входы которого соединены с выходами первого и второго ККО соответственно, цифровой формирователь арктангенса (ЦФ), вход которого подключен к выходу НУ и генератор тактовых импульсов (ГТИ) дополнительно содержит первый блок формирования решения (БФР1), вход которого соединен с выходом ЦФ, формирователь кода (ФК), первый вход которого подключен к выходу БФР1, квадратичный преобразователь (КП), первый вход которого соединен с выходом первого ККО, второй вход - с выходом второго ККО, блок тактовой синхронизации (БТС), формирователь порогов (ФП), второй блок формирования решения (БФР2), второй вход которого подключен к выходу ФП, выход КП подключен к общей точке, образованной соединением входа БТС, первого входа ФП и первого входа БФР2, выход БТС подключен к общей точке, образованной соединением второго входа ФП, третьего входа БФР2 и третьего входа ФК, выход БФР2 соединен со вторым входом БФР1 и вторым входом ФК, тактовые входы АЦП, первого и второго ККО, БТС и ФК подключены к выходам ГТИ, выход ФК является выходом устройства.

Предлагаемое техническое решение поясняется чертежами.

На фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого устройства, на фиг. 2 и фиг. 3 - созвездия сигнала с 16АФМ (16APSK), на фиг.4 показан процесс квантования входного сигнала (по 4 отсчета на период), на фиг. 5 - временные диаграммы откликов квадратурных каналов, на фиг. 6 - реализация отсчетов сдвига фаз, на фиг. 7 реализация оценки амплитуды символов, на фиг. 8 и фиг. 9 - зависимость вероятности ошибки от отношения сигнал/шум.

Устройство содержит АЦП 1, на вход которого поступает принимаемый сигнал от приемного устройства (ПРМ) 2. Выход АЦП 1 соединен с входом регистра 3 сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета РС4, четные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя В1 4 первого ККО 5, а нечетные выходы - с соответствующими входами вычитателя В2 6 второго ККО 7. Каждый ККО помимо вычитателя содержит n каскадно соединенных блоков накопления отсчетов (БНО). Количество БНО bn зависит от числа N периодов накопления сигнала и определяется двоичным логарифмом N (n=log₂N). Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БНО. При этом число обрабатываемых периодов сигнала соответствует N=2ⁿ, а длительность обрабатываемого информационного символа определится как NT₀, где Т₀=1/f₀ - период принимаемого сигнала с несущей частотой f₀.

Первый ККО 5 содержит последовательно соединенные БНО 8-1, …, 8-n, а второй ККО 7 - последовательно соединенные БНО 9-1, …, 9-n. Каждый из БНО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов MP и сумматора СУМ. Блоки 8-1, …, 8-n накопления отсчетов содержат регистры 10-1, …, 10-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 11-1, …, 11-n соответственно, а БНО 9-1, …, 9-n содержат регистры 12-1, …, 12-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 13-1, …, 13-n. В каждом блоке 8 (9) накопления отсчетов вход регистра 10 (12) сдвига является входом блока 8 (9) накопления отсчетов и соединен с первым входом сумматора 12 (13). Второй вход сумматора 11 (13) соединен с выходом регистра 10 (12) сдвига. Выход сумматора 11 (13) является выходом блока 8 (9) накопления отсчетов, а тактовый вход регистра 10 (12) сдвига является управляющим входом блока 8 (9) накопления отсчетов.

Выход вычитателя 4 соединен с входом блока 8-1 накопления отсчетов ККО 5, а выход блока 8-n накопления отсчетов ККО 5 - с первым входом НУ 14. Выход вычитателя 6 соединен с входом блока 9-1 накопления отсчетов ККО 7, а выход блока 9-n накопления отсчетов ККО 7 - с вторым входом НУ 14. Выход НУ 14 соединен с входом ЦФ 15, выход ЦФ 15 подключен к первому входу БФР1 16, выход которого подключен к первому входу формирователя кода ФК 22.

Выходы первого и второго ККО подключены к первому и второму входам КП 18, выход которого соединен с входом БТС 19, первым входом ФП 20 и первым входом БФР2 21. Выход БТС 19 соединен с вторым входом ФП 20, третьим входом БФР2 21 и третьим входом ФК 22. Выход ФП 20 подключен к второму входу БФР2 21, а выход БФР2 21 - к второму входу БФР1 16 и второму входу ФК 22. Тактовые входы АЦП 1, первого 5 и второго 7 ККО, БТС 19 и ФК 22 подключены к выходам ГТИ 23, выход ФК 22 является выходом демодулятора.

Устройство работает следующим образом.

Сигнал с амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМ или APSK) является многопозиционным и несущая одновременно модулируется по амплитуде и фазе передаваемым двоичным кодом.

Сигнал с амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМ или APSK) представляется созвездием - диаграммой на плоскости, точки которой отображают значения амплитуды и начальной фазы передаваемого 2ⁿ-позиционного информационного символа, представляемого n-разрядным двоичным кодом. Пример созвездия сигнала 16АФМ, применяемого в цифровом телевидении, при n=4 (число позиций равно 16) показан на фиг. 2. Точка в квадратурной плоскости (I, Q) соответствует позиции сигнала, угол наклона вектора из начала координат соответствует начальной фазе ψ_k k-го передаваемого информационного символа со значениями 0÷2π, а длина вектора - его амплитуде S_k. Тем самым реализуется полярная система координат. Точки кодируются четырехразрядными комбинациями кода Грея (для рассматриваемого примера передаются 12 значений начальной фазы и 2 значения амплитуды). Для демодуляции сигнала с АФМ на приемной стороне необходима фазовая синхронизация опорного генератора, что существенно усложняет аппаратуру. Кроме того, может иметь место явление обратной работы демодулятора.

На выходе приемника 2 k-й принимаемый символ сигнала s(t) с АФМ можно записать в виде

где S - минимальная амплитуда символа (фиг. 2), f₀ - несущая частота, a_k=2_k+1,

- символы, модулирующие амплитуду (на фиг. 2 M₁=2),

- символы, модулирующие фазу (на фиг. 2 М₂=4 при a_k=1 и М₂=12 при a_k=3). При этом общее число позиций сигнала с АФМ (1), описываемого созвездием, представленным на фиг. 2, определится как М=4+12=16.

На фиг. 3 показан другой вариант созвездия с М₁=2 и М₂= 8 для каждого возможного значения a_k (М=8+8=16). Его особенностью является возможность независимой модуляции амплитуды (1 бит) и фазы (3 бита) сигнала.

Сигнал с АФМ поступает на вход АЦП 1, который формирует по четыре отсчета входного сигнала на период повторения T₀=1/f₀ в соответствии с тактовыми импульсами ГТИ, следующими с частотой 4f₀. Процесс дискретизации входного сигнала для /-го периода показан на фиг. 4.

После обработки j-го периода (заполнения многоразрядного регистра сдвига на четыре отсчета РС4 3) на вход вычитателя 4 поступают отсчеты s_2j и s_4j, а на его выходе формируется разность s_2j-s_4j=S sinψ-(-S sinψ)=2S sinψ (где S - амплитуда текущего элемента), которая запоминается в многоразрядном регистре сдвига 10-1. В следующем периоде сигнала на выходе вычитателя 4 получим величину s_2(j+l)-s_4(j+i)=2Ssinψ, а на выходе сумматора 11-1 - s_2j-s_4j+s_2(j+l)-s_4(j+1)=4S sin ψ. После поступления N=2ⁿ периодов входного сигнала (n - число БНО в каждом ККО) при отсутствии помех и в предположении, что за время NT₀ начальная фаза входного сигнала меняется незначительно, на выходе сумматора 11-n ККО 5 получим результат обработки 2N отсчетов принятого сигнала вида

y_1j=s_2j-s_4j+s_2(j+1)-s_4(j+1)+…+s_2(j+N-1)-s_4(j+N-l)=2NS sinψ.

Аналогично на вход вычитателя В2 6 сначала поступают отсчеты s_ij и s_3j (сдвинутые относительно пары s_2j и s4j- по времени на T₀/4 или по фазе на 90°), и на выходе вычитателя В2 6 формируется разность s_1j-s_3j=Scosψ-(-(-Scosψ)=2S cosψ, которая запоминается в регистре 12-1. После поступления N периодов входного сигнала на выходе сумматора 13-n ККО 7 имеем

y_2j=s_1j-s_3j+s_1(j+1)-s_3(j+i)+…+s_1(j+N-1)-s_3(j+N-1)=2NS cosψ.

Изменив для удобства нумерацию поступивших периодов посредством преобразования i=N-1 для y_1i и y_2i можно записать

где i - номер текущего (последнего поступившего) обрабатываемого периода сигнала по окончании приема текущего символа. Примеры нормированных к 2NS зависимостей y_1i и y_2i от номера текущего периода i для созвездия, представленного на фиг. 3, в отсутствии помех показаны на фиг. 5. Линейный характер изменения этих величин свидетельствует об оптимальности обработки сигнала.

Двоичные коды величин y_1i и y_2i поступают в нормирующее устройство 14 (на основе регистров сдвига), обеспечивающее путем совместного сдвига кодов полное заполнение разрядной сетки наибольшего по модулю из них. Далее результаты поступают в цифровой формирователь арктангенса 15, в котором определяется величина

принимающая значения в интервале от -3π/2 до π/2 и равная сдвигу фаз между принимаемым и опорным (от ГТИ 23) сигналами. Процедуру вычисления выражения (3) в ЦФ 15 целесообразно реализовать на базе постоянного запоминающего устройства (ПЗУ), в котором коды величин y_1i и y_2i образуют адрес ячейки памяти, содержащей двоичный код ψ_i (3). Если выбрать разрядность нормированных кодов y_1i и y_2i, равной 10 (20-ти разрядная шина адреса ПЗУ), и разрядность кода ψ_i (шины данных) равной 16, то потребуется ПЗУ общей емкостью 2 Мбайт.

На фиг. 6 показан пример зависимости ψ_i (3) от i/N для созвездия, представленного на фиг. 3, при отсутствии помех. Решение о фазе принятого символа выносится при целых значениях i/N. С выхода ЦФ 15 двоичный код c_i начальной фазы ψ_i передается на первый вход БФР1 16.

Отклики первого и второго ККО y_1i и y_2i поступают в КП 18, на выходе которого формируется величина

Согласно (2) в момент окончания приема k-го символа с амплитудой S_k

z_i=2NS_k

и является оценкой амплитуды элемента сигнала с АФМ. Пример зависимости z_i от значения i/N для созвездия, представленного на фиг. 3, в условиях отсутствия помех показан на фиг. 7.

Отклик КП 18 z_i поступает в БТС 19, в котором формируются синхроимпульсы символьной синхронизации, отмечающие момент окончания приема очередного элемента сигнала. По сигналу БТС 19 значения z_i от КП 18 поступают в формирователь порогов ФП 20, с выхода которого сформированные пороги передаются в БФР2 21 (для созвездий, представленных на фиг. 2 и фиг. 3, требуется один нормированный порог, равный 2). Далее значения z_i от КП 18 подаются в БФР2 21, где сравниваются с порогами от ФП 20, и на выходе БФР2 21 формируется решение об амплитуде принятого элемента сигнала. Для созвездий, представленных на фиг. 2 и фиг. 3, это решение может быть бинарным (0 -амплитуда меньше 2S или 1 - амплитуда больше 25) или двоичным кодом d_i, определяющим амплитуду принятого элемента сигнала. Сигнал от БФР2 поступает на второй вход БФР1, управляя выбором значений начальной фазы для созвездия типа представленного на фиг. 2. Для созвездия типа представленного на фиг. 3 в указанной операции нет необходимости, поскольку амплитуда и фаза в этом случае кодируются независимо.

Коды c_i и d_i поступают в формирователь кода ФК 22, на выход которого выдается код принятого информационного символа (для сигналов 16АФМ четырехразрядный двоичный код). Пара значений c_i, d_i отображает точку на диаграмме (I, Q) созвездия (в полярных координатах), по положению которой формируется выходной код. Для созвездия, представленного на фиг. 3, обеспечивается раздельная модуляция и демодуляция амплитуды и сдвига фаз. Для других вариантов созвездий, в том числе и квадратных, решения об амплитуде и сдвиге фаз принимаются совместно по паре значений c_i, d_i. Блок ФК 20 может быть реализован с помощью постоянного запоминающего устройства, на шину адреса которого подаются коды c_i, d_i, а в соответствующей ячейке записан код информационного символа.

Проведем оценку помехоустойчивости демодулятора. Положим, что полезный сигнал (1) искажается центрированным гауссовским случайным шумом, отсчеты которого не коррелированы и имеют дисперсию

Тогда шумовые компоненты величин y_1i и y_2i (2) являются приближенно статистически независимыми и описываются нормальным распределением вероятностей с нулевым средним значением и дисперсией, равной сумме дисперсий отсчетов:

Минимальное отношение сигнал/шум на выходе квадратурных каналов обработки сигнала (отношение мощности сигнальной компоненты последовательности отсчетов к мощности шумовой составляющей) определится как

где S - минимальная амплитуда элемента сигнала с АФМ.

Помехоустойчивость сигнала с АФМ зависит от вида созвездия. Для расположения сигнальных точек, показанного на фиг. 3, число позиций амплитуды М₁=2 (два значения S и 3S), а число позиций фазы равно М₂=8 и одинаково для каждой из амплитуд элементов сигнала. Для элементов с амплитудой 3S отношение сигнал/шум больше минимального (4) на 9,5 дБ, т.е. вероятности ошибочного приема элементов с амплитудой 3S пренебрежимо малы по сравнению с вероятностями ошибочного приема элементов с амплитудой S.

В [5] приведено выражение для вероятности ошибки оптимальной когерентной демодуляции сигнала с МФМ (MPSK) с числом позиций М₂ в виде

где

Тогда при равновероятных амплитудах символов для вероятности ошибки демодуляции сигнала с АОФМ с созвездием на фиг. 3 получим

На фиг. 8 сплошной линией показана зависимость Р_ошАФМ (h₀) (6) от (4), выраженного в децибелах, для созвездия, представленного на фиг. 3, при М₂=8. Здесь же точками нанесены соответствующие экспериментальные значения вероятности Р_ошАФМ, полученные в ходе статистического имитационного моделирования работы цифрового демодулятора сигнала с АФМ при N=256. Из фиг. 8 следует, что теоретические и экспериментальные данные хорошо согласуются между собой в широком диапазоне значений отношения сигнал/шум. Достоинством данного созвездия является возможность независимой модуляции амплитуды и фазы, что важно, например, в оптических линиях связи.

На фиг. 9 приведены аналогичные зависимости Р_ошАФМ (h₀)) (8) от h₀ (4) для созвездия, представленного на фиг. 2, при М₂=4. Точками отмечены экспериментальные значения вероятности Р_ошАФМ, полученные в ходе статистического имитационного моделирования работы демодулятора. Отметим, что в данном случае влияние символов с амплитудой 3S на качество демодуляции существенно выше, поскольку для них число позиций фазы равно 12, что снижает помехоустойчивость. С другой стороны, для символов с меньшей амплитудой S число позиций фазы равно 4, что повышает помехоустойчивость. В результате в целом сигналы, описываемые созвездием, представленным на фиг. 2, обладают значительно более высокой помехоустойчивостью по сравнению с сигналами, описываемыми созвездием, представленным на фиг. 3.

Технически устройство наиболее целесообразно реализовать на базе программируемых логических интегральных схем (ПЛИС).

Литература

1. Мартиросов В.Е., Гуськов А.П., Белов Г.Ю., Березин С.В. Устройство приема сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией // Авторское свидетельство SU 1356247, МПК H04L 5/12, от 30.11.87, Бюл. №44.

2. Астапкович К.Ф., Буянов В.Ф., Захаров И.И., Калмыков Б.П., Лопатин С.И., Нейман А.А., Перфильев Э.П., Сивов О.Т. Устройство адаптивного приема дискретных сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией // Авторское свидетельство SU 1309319 А1, МПК Н04В 1/10, от 07.05.87, Бюл. №17.

3. Лабутин В.В., Чулков Д.О., Петров И.А., Ронжин A.M. Способ и устройство демодуляции сигнала // Патент №2713206 С1, МПК H04L 27/34, от 04.02.2020 (Бюл. №4); заявка №2019109357 от 29.03.2019.

4. Чернояров О.В., Глушков А.Н., Литвиненко В.П., Литвиненко Ю.В., Матвеев Б.В., Демина Т.И. Цифровой фазовый детектор // Патент №2723445 С2, МПК H04L 27/22, от 11.06.2020 (Бюл. №17); заявка №2018134812 от 01.10.2018.

5. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. - М.: Вильяме, 2016. - 1104 с.

Claims (1)

1. Цифровой демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией, содержащий каскадно соединенные аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов (ККО), первый и второй входы которых подключены к нечетным и четным выходам РС4, нормирующее устройство (НУ), первый и второй входы которого соединены с выходами первого и второго ККО соответственно, цифровой формирователь арктангенса (ЦФ), вход которого подключен к выходу НУ, и генератор тактовых импульсов (ГТИ), дополнительно содержит первый блок формирования решения (БФР1), вход которого соединен с выходом ЦФ, формирователь кода (ФК), первый вход которого подключен к выходу БФР1, квадратичный преобразователь (КП), первый вход которого соединен с выходом первого ККО, второй вход - с выходом второго ККО, блок тактовой синхронизации (БТС), формирователь порогов (ФП), второй блок формирования решения (БФР2), второй вход которого подключен к выходу ФП, выход КП подключен к общей точке, образованной соединением входа БТС, первого входа ФП и первого входа БФР2, выход БТС подключен к общей точке, образованной соединением второго входа ФП, третьего входа БФР2 и третьего входа ФК, выход БФР2 соединен со вторым входом БФР1 и вторым входом ФК, тактовые входы АЦП, первого и второго ККО, БТС и ФК подключены к выходам ГТИ, выход ФК является выходом устройства.

Images