RU2767317C1 - Фильтр сигнала с v-образной частотной модуляцией - Google Patents

Фильтр сигнала с v-образной частотной модуляцией Download PDF

Info

Publication number
RU2767317C1
RU2767317C1 RU2021112631A RU2021112631A RU2767317C1 RU 2767317 C1 RU2767317 C1 RU 2767317C1 RU 2021112631 A RU2021112631 A RU 2021112631A RU 2021112631 A RU2021112631 A RU 2021112631A RU 2767317 C1 RU2767317 C1 RU 2767317C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
filter
signal
input
output
compression
Prior art date
Application number
RU2021112631A
Other languages
English (en)
Inventor
Евгений Владимирович Кравцов
Руслан Иванович Рюмшин
Михаил Олегович Лихоманов
Олег Николаевич Дудариков
Борис Максимович Яценко
Original Assignee
Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации filed Critical Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации
Priority to RU2021112631A priority Critical patent/RU2767317C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2767317C1 publication Critical patent/RU2767317C1/ru

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
    • H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying

Abstract

Изобретение относится к области радиолокации, в частности к способам и технике обработки радиолокационных сигналов, и может использоваться для построения радиолокационных устройств обработки сигналов. Техническим результатом изобретения является уменьшение количества и снижение уровня боковых пиков автокорреляционной функции и относительного уровня шумов и помех на выходе фильтра. Фильтр сигнала с V-образной частотной модуляцией содержит блок разделения сигналов, первый и второй фильтры сжатия, сумматор, блок вычитания, первый и второй ограничители снизу на нулевом уровне и блок пересечения. Вход блока разделения сигнала является входом фильтра. Первый выход блока разделения сигнала соединен со входом первого фильтра сжатия, а второй выход - со вторым входом сумматора через второй фильтр сжатия. Вход уменьшаемого блока вычитания соединен с выходом первого фильтра сжатия и первым входом сумматора, а вход вычитаемого - со вторым входом сумматора. Входы первого и второго ограничителей снизу на нулевом уровне соединены с выходами сумматора и блока вычитания соответственно. Первый и второй входы блока пересечения соединены с выходами первого и второго ограничителей снизу на нулевом уровне соответственно. Выход блока пересечения является выходом фильтра. Импульсная характеристика первого фильтра сжатия согласована со всем сигналом. Одна половина импульсной характеристики второго фильтра сжатия противофазна соответствующей половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия, вторая же половина синфазна второй половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия. 8 ил.

Description

Изобретение относится к области радиолокации, в частности, к способам и технике обработки радиолокационных сигналов и может использоваться для построения радиолокационных устройств обработки сигналов.
Известны согласованные фильтры (СФ) сигналов с частотной модуляцией (ЧМ), например, [Справочник по теоретическим основам радиоэлектроники / Под ред. Б.X. Кривицкого. В 2-х т.Т. 2, М.: «Энергия», 1977. 472 с. ил., с. 153, рис. 7-39, рис. 7-40 - Оптимальный фильтр для частотно-модулированного радиоимпульса], см. также [Каринский С.С. Устройства обработки сигналов на ультразвуковых поверхностных волнах. - М.: Сов. радио, 1975. - 176 с. ил., с. 78-83, рис. 3.6 - Фильтр для ЛЧМ-сигнала].
К недостаткам известных фильтров следует отнести относительно высокий уровень боковых лепестков автокорреляционной функции (АКФ) и недостаточную помехоустойчивость в условиях действия шумов и помех, особенно при ограниченной базе сигнала.
Из известных устройств наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к заявляемому (прототипом) является СФ для сигнала с V-образной ЧМ [Ч. Кук, М. Бернфельд. Радиолокационные сигналы. Пер. с английского под ред. В.С. Кельзона. - М.: Сов. радио, 1971. - 568 с., ил., с. 115, рис. 4.17 - Блок-схема СФ для сигнала с V-образной ЧМ].
Известный фильтр-прототип содержит блок разделения сигналов, вход которого является входом фильтра, первый выход блока разделения связан с первым входом сумматора через первый фильтр сжатия и блок задержки, а второй выход блока разделения связан через второй фильтр сжатия со вторым входом сумматора, выход которого является выходом устройства.
Каждый фильтр сжатия согласован с соответствующим сегментом функции ЧМ (с соответствующей половиной сигнала).
Блок разделения сигналов выполняет функцию делителя мощности или разветвителя, разделяя входной сигнал на два канала.
Первый и второй фильтры сжатия производят временное сжатие каждый своей половины сигнала, с которой фильтр согласован. В результате на выходах фильтров сжатые сигналы оказываются разнесенными по времени на величину длительности сигнала (импульса). Блок задержки с фиксированной задержкой, равной длительности импульса, задерживает сжатый импульс с выхода первого фильтра сжатия, обеспечивая временное совпадение этого импульса со сжатым импульсом с выхода второго фильтра сжатия. Сумматор суммирует эти импульсы, удваивая амплитуду выходного сигнала.
К недостаткам известного фильтра-прототипа относятся следующие.
Прежде всего это наличие и относительно высокий уровень боковых лепестков результирующей АКФ на выходе фильтра. Этот недостаток потенциально присущ прототипу в силу двухсегментной функции ЧМ, когда сжимается только согласованная половина, а другая формирует взаимокорреляционную функцию (ВКФ) в виде некоторого равномерного пьедестала. В результате на выходе фильтра появляется на интервале удвоенной длительности импульса пьедестал примерно одинаковых боковых лепестков АКФ с уровнем
Figure 00000001
где В=Δƒ⋅τи - база сигнала,Δƒ - ширина спектра, τи - длительность сигнала.
Поскольку база всегда ограничена, наличие боковых лепестков приводит к маскированию слабых полезных сигналов. При этом, что весьма важно, ухудшается разрешение сигналов из-за наличия лепестков одинакового уровня на всем интервале существования АКФ.
Кроме того, следует отметить недостаточную помехоустойчивость известного фильтра в условиях действия шумов и помех. Это связано с тем, что значение базы сигнала B, а, следовательно, и возможности накопления полезного сигнала в СФ всегда ограничены. В то время, как реальные условия работы радиолокационной станции (РЛС) часто характеризуются сложной электромагнитной обстановкой с высокими уровнями шумов и помех при относительно слабом полезном сигнале в силу различных причин. При этом степень накопления помехи любого вида в СФ определяется коэффициентом взаимной корреляции полезного сигнала и помехи, значение которого всегда больше нуля. Поэтому необходимость снижения уровня шумов и помех при сохранении уровня полезного сигнала и повышения выходного отношения сигнал/помеха остается актуальной.
Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, состоит в организации структуры обработки сигнала с V-образной ЧМ, обеспечивающей ортогонализацию боковых пиков АКФ, ВКФ, шумов и помех в каналах обработки, их взаимную частичную или полную компенсацию, что приводит к повышению помехоустойчивости.
Техническим результатом изобретения является уменьшение количества и снижение уровня боковых пиков АКФ и относительного уровня шумов и помех на выходе фильтра.
Технический результат достигается тем, что в известный фильтр сигнала с V-образной частотной модуляцией, содержащий блок разделения сигналов, вход которого является входом фильтра, первый выход блока разделения соединен со входом первого фильтра сжатия, а второй выход соединен через второй фильтр сжатия со вторым входом сумматора, введены блок вычитания, соединенный входом уменьшаемого с выходом первого фильтра сжатия и первым входом сумматора, а входом вычитаемого - со вторым входом сумматора, первый и второй ограничители снизу на нулевом уровне, соединенные входами с выходами сумматора и блока вычитания соответственно, блок пересечения, соединенный первым и вторым входами с выходами первого и второго ограничителя снизу на нулевом уровне соответственно, выход блока пересечения является выходом фильтра, при этом импульсная характеристика первого фильтра сжатия согласована со всем сигналом, а одна половина импульсной характеристики второго фильтра сжатия противофазна соответствующей половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия, вторая же половина синфазна второй половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия.
Сущность заявляемого изобретения состоит в использовании частотной симметрии сигнала с V-образной ЧМ с добавлением к ней фазовой асимметрии таким образом, чтобы реализовать принцип дополнительности (или парности), присущий классу фазоманипулированных сигналов, называемых D-кодами [2]. Когда половины сигналов одинаковы, а половины противоположны. В данном случае при одном входном сигнале это относится к импульсным характеристикам (ИХ) фильтров сжатия. На основе этого удается обеспечить заявляемые преимущества в обработке сигнала.
Организация согласованности ИХ первого фильтра сжатия со всем сигналом, а не с половиной сигнала, как в фильтре-прототипе, позволяет получить полную АКФ на выходе, полностью совпадающую по времени с ВКФ второго фильтра сжатия. Что исключает необходимость фиксированной задержки в первом канале и обеспечивает декорреляцию подлежащих исключению фрагментов АКФ, шумов и помех.
Организация ИХ второго фильтра сжатия в виде двух половин, соответствующих сегментам ЧМ, одна из которых противофазна соответствующей половине ИХ первого фильтра сжатия, а другая половина синфазна соответствующей половине ИХ первого фильтра сжатия, дает возможность получить на выходе ВКФ с нулевым значением в области, где у АКФ находится основной лепесток (максимум АКФ). В области же, где у АКФ боковые лепестки в виде пьедестала, ВКФ имеет такую же форму и уровень. Причем одна половина ВКФ противофазна боковым лепесткам АКФ. Это является основой их компенсации, а также уменьшения шумов и помех.
Введение блока вычитания и соответствующее его подключение, как указано в формуле изобретения, реализует совместно с сумматором суммарно-разностную обработку и формирование из выходных сигналов фильтров сжатия сигналов с максимальным количеством взаимно противофазных пиков АКФ и ВКФ, обеспечивая использование указанного свойства дополнительности.
Введение ограничителей снизу на нулевом уровне обеспечивает исключение отрицательных боковых лепестков, шумов и помех.
Введение блока пересечения обеспечивает взаимную компенсацию боковых пиков АКФ, ВКФ, шумов и помех за счет использования свойства выбора меньшего из сопоставляемых входных значений, присущего процедуре пересечения [3].
Предлагаемое изобретение поясняется фигурами графического материала. На фиг. 1 представлена структурная схема заявляемого фильтра. На фиг. 2-8 изображены полученные в результате моделирования эпюры напряжений в различных точках схемы и для различных случаев, иллюстрирующие процесс и результаты обработки сигналов.
На фиг. 1 показаны: 1 - блок разделения сигналов; 2, 3 - первый и второй фильтры сжатия; 4 - сумматор; 5 - блок вычитания; 6, 7 - первый и второй ограничители снизу на нулевом уровне; 8 - блок пересечения.
Сущность, работоспособность и эффективность заявляемого фильтра поясняются путем имитационного моделирования работы структурной схемы, изображенной на фиг. 1, которое проведено на частоте ƒ0=8 МГц при частоте дискретизации 96 МГц.
Импульс с V-образной ЧМ в пределах длительности τи можно представить как сумму двух линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) импульсов в виде [1]
Figure 00000002
где слагаемые соответствуют выражениям
Figure 00000003
Figure 00000004
где А - амплитуда сигнала, μ=Δƒ/τи - скорость изменения частоты.
АКФ для такого сигнала состоит из четырех частей: двух автокорреляционных слагаемых, соответствующих
Figure 00000005
и двух взаимокорреляционных слагаемых, соответствующих двум взаимным произведениям
Figure 00000006
Выраженная через эти слагаемые полная АКФ имеет вид
Figure 00000007
Основной вклад в функцию (4) вносят автокорреляционные слагаемые, связанные соотношением
Figure 00000008
где
Figure 00000009
Сумма основных слагаемых быстро спадает до уровня пьедестала, определяемого взаимокорреляционными членами, относительное значение которого определяет уровень боковых лепестков и составляет [1]:
Figure 00000010
Как будет показано далее, пьедестал существует на всем интервале, равном удвоенной длительности импульса, и задача обработки будет заключаться в его практически полной компенсации в сочетании с ослаблением шумов и помех.
Временные и частотные параметры радиоимпульса с V-образной ЧМ, синтезированного в соответствии с (1…(3), приняты следующими: длительность импульса τи≈5,2 мкс; ширина спектра на уровне 0,1 - Δƒ≈10,8 МГц; база сигнала - В ≈ 56.
Полученные для исследования сигнал и ИХ фильтров сжатия приведены на фиг.2, где обозначены: 9 - входной импульс с V-образной ЧМ; 10 - ИХ первого фильтра сжатия, согласованная со всем сигналом; 11 - ИХ второго фильтра сжатия, половина которой противофазна соответствующей половине ИХ первого фильтра, а вторая половина синфазна второй половине ИХ первого фильтра.
Процесс обработки входного сигнала в схеме на фиг.1 иллюстрируется эпюрами в характерных точках схемы, показанными на фиг.3.
Сигнал с V-образной ЧМ (фиг.2, эпюра 9) uс(t) поступает на вход блока разделения сигналов 1 (фиг. 1). Блок разделения, работающий как делитель мощности, обеспечивает подачу двух одинаковых сигналов на первый и второй фильтры сжатия.
Поскольку ИХ первого фильтра сжатия согласована с сигналом uс(t), этот сигнал сжимается, и на выходе блока 2 имеет место АКФ u2{t) с максимумом в момент окончания входного сигнала (фиг. 3, эпюра 12) и боковыми лепестками в виде пьедестала на протяжении 2τи.
В то же время из-за указанной рассогласованности ИХ второго фильтра сжатия относительно сигнала, на выходе блока 3 имеет место ВКФ u3(t) с нулевым значением в момент окончания входного сигнала (фиг. 3, эпюра 13) и однородным уровнем, примерно равным пьедесталу АКФ на протяжении 2τи. Различаются фазы боковых пиков АКФ и пиков ВКФ. Слева от основного пика АКФ они противофазны, а справа синфазны. Принятый при моделировании масштаб не позволяет это обнаружить на эпюрах.
Далее сигнал АКФ u2(t) поступает на первый вход сумматора 4, а сигнал ВКФ u3(t) - на второй вход сумматора 4. Сумматор когерентно суммирует мгновенные значения АКФ и ВКФ, и на его выходе будет когерентная сумма: u4(t)=u2(t)+u3(t) (фиг. 3, эпюра 14). При этом из-за противофазности боковых лепестков АКФ и ВКФ слева от максимума АКФ они взаимно компенсируются. А из-за синфазности справа от максимума АКФ - суммируясь, удваиваются.
Одновременно сигнал u2(t) поступает на вход уменьшаемого блока вычитания 5, а сигнал u3(t) - на вход вычитаемого блока 5. На выходе блока вычитания 5 будет когерентная разность поступивших сигналов в виде: u5(t)=u2(t)-u3(t) (фиг. 3, эпюра 15). Наблюдается картина, обратная выходному сигналу сумматора. Скомпенсированными оказываются боковые лепестки АКФ справа от максимума и удвоенными - слева.
Сигнал с выхода блока 4 подвергается ограничению снизу в первом ограничителе снизу на нулевом уровне 6, и на его выходе будет сигнал u6(t) (фиг. 3, эпюра 16). Одновременно сигнал с выхода блока 5 подвергается ограничению снизу во втором ограничителе снизу на нулевом уровне 7, и на его выходе будет сигнал u7(t) (фиг. 3, эпюра 17). Ограничители 6 и 7 «прореживают» боковые лепестки АКФ, исключая их отрицательные значения.
Далее сигналы и6(t) и u7(t) с выхода первого и второго ограничителей снизу одновременно поступают на первый и второй входы блока пересечения 8, где подвергаются операции пересечения, свойства и структурная реализация которой приведены, например, в [3, с. 13-17, рис. 1] и, которая применительно к указанным сигналам имеет вид
Figure 00000011
Выражение (6) может быть представлено в ином виде:
Figure 00000012
Оба выражения эквивалентны, но физический смысл процедуры лучше выясняется из последнего соотношения (7).
Из него следует, что процедура пересечения обеспечивает выбор меньшего по модулю из двух сопоставляемых значений (сигналов) со знаком, равным произведению знаков этих значений. Применение этой операции, позволяет исключать или минимизировать боковые пики АКФ и ВКФ, а также существенно уменьшать уровень шумов и помех, что будет показано далее.
Сигнал u8(t) с выхода блока пересечения 8 (фиг. 1), представленный на фиг. 3 эпюрой 18, и является выходным сигналом заявляемого фильтра.
Как следует из эпюры 18 (фиг. 3), боковые лепестки АКФ оказываются скомпенсированными практически на всей длительности. Имеют место «остатки» в области, непосредственно примыкающей к основному лепестку.
Для сравнения на фиг. 4 в более крупном масштабе показаны нормированные выходные сигналы первого фильтра сжатия (эпюра 19), характерного для фильтра-прототипа; и заявляемого фильтра (эпюра 20).
Необходимо заметить, что АКФ на выходе первого фильтра сжатия заявляемого фильтра, в силу согласованности ИХ этого фильтра со всем сигналом, одинакова с АКФ фильтра-прототипа, в котором каждый из фильтров сжатия согласован со своей половиной сегмента сигнала и АКФ сегментов выравниваются по задержке и суммируются. Поэтому сравнение эпюр 19 и 20, как результатов обработки в известном и заявляемом устройствах, вполне правомерно. Этот же вывод справедлив и для последующих сравнений. Правомерность такого сравнения подтверждается как теоретической оценкой АКФ на основании анализа (1)…(7), так и сопоставлением результатов моделирования, представленных в настоящем описании изобретения, и экспериментальных результатов, приведенных, например, в [1, с. 141, рис. 4.16,а] для базы сигнала В=50 (при моделировании база принята В ≈ 56).
Как следует из сравниваемых эпюр 19 и 20, на качественном уровне оценки выигрыш по боковым лепесткам АКФ для заявляемого фильтра очевиден.
Количественная оценка выигрыша в уровне боковых лепестков АКФ найдена в виде отношения нормированных средних уровней боковых лепестков для фильтра-прототипа
Figure 00000013
и заявляемого фильтра
Figure 00000014
а также отношения дисперсий боковых лепестков DБ пр и DБ з соответственно:
Figure 00000015
DБ пр/DБ з = 7,6.
Таки образом, «плохая» АКФ фильтра-прототипа (фиг. 4, эпюра 19) преобразуется в заявляемом фильтре в АКФ с уменьшенным на порядок уровнем боковых лепестков (фиг. 4, эпюра 20).
Работу схемы в шумах иллюстрируют эпюры на фиг. 5, где показаны: 21 - входной сигнал в виде смеси импульса с V-образной ЧМ и нормально распределенного шума с нулевым средним и среднеквадратическим отклонением (СКО) σш=1 В при отношении сигнал/шум Uc/σш=1; 22 - нормированная к полезному сигналу смесь на выходе первого фильтра сжатия, показанного на фиг. 1, блоком 2 (то же на выходе фильтра-прототипа); 23 - нормированная к полезному сигналу смесь на выходе заявляемого фильтра.
Сравнение работы в шумах на качественном уровне (фиг. 5, эпюры 22 и 23) свидетельствует о преимуществе предлагаемого фильтра по сравнению с фильтром-прототипом. Об этом также свидетельствуют эпюры на фиг. 6, где показаны более крупным планом только шумы: эпюра 24 - на входе фильтра-прототипа и заявляемого фильтра, эпюра 25 - на выходе первого фильтра сжатия заявляемого фильтра (или то же самое - на выходе прототипа), эпюра 26 - на выходе заявляемого фильтра.
Количественная оценка работы в шумах найдена путем осреднения по множеству реализаций в виде отношения нормированных средних уровней шумовых выбросов для фильтра-прототипа
Figure 00000016
и заявляемого фильтра
Figure 00000017
а также отношения дисперсий шумовых выбросов Dш пр и Dш з соответственно:
Figure 00000018
Dш пр/Dш з=2,23.
Сравнительные результаты количественной оценки работы в шумах свидетельствуют о пятикратном снижении среднего уровня и не менее чем двукратном снижении дисперсии шумов в заявляемом фильтре относительно прототипа. Поскольку сравнивались шумы, нормированные к полезному сигналу, выигрыш в отношении дисперсий по сути представляет собой выигрыш в отношении сигнал/шум заявляемым фильтром по сравнению с прототипом. Этот выигрыш обусловлен компенсацией шума в заявляемом фильтре.
Для оценки компенсации помех заявляемым фильтром входной сигнал uвх(t) можно сформировать в виде суммы полезного сигнала uc(t), шума n(t), распределенного по нормальному закону с нулевым средним значением и СКО σш=1 В, и совокупности произвольных типовых помех
Figure 00000019
действующих на частоте полезного сигнала, в виде: uвх(t)=uc(t)+n(t)+uп(t). Помехи на полезный сигнал не накладываются и раздельны во времени.
Вид входного сигнала иллюстрируется фиг. 7, эпюрой 27, где полезный сигнал скрыт в шуме (Uc/σш=1), а помехи обозначены римскими цифрами.
В качестве помех приняты: I - широкополосная импульсная помеха в виде фазокодоманипулированного импульса (ФКМ) с произвольной манипуляцией начальных фаз парциальных импульсов в виде {0, 0, π, π, 0, π} и шириной спектра примерно 3 МГц; II - помеха типа «шумовая вспышка», «накрывающая» спектр полезного сигнала; III - помеха в виде короткого радиоимпульса, примерно совпадающая по длительности со сжатым полезным сигналом; IV - помеха в виде длинного радиоимпульса.
Амплитуды всех помех, как видно на фиг. 7, эпюре 27, существенно превышают полезный сигнал Uпi max>>Uc. Длительности помех I, II и IV примерно совпадают с длительностью полезного сигнала. По времени воздействия помехи разнесены незначительно так, что, «растягиваясь» в фильтрах сжатия, накладываются друг на друга, образуя некоторую «интегральную» помеху. Что позволяет получить приближенную обобщенную оценку помехоустойчивости сравниваемых фильтров, в целом представляя достаточно сложный вариант воздействия.
Процесс обработки входной смеси полезного сигнала, шума и помех аналогичен подробно рассмотренной ранее обработке полезного сигнала (фиг. 3). Поэтому на фиг. 7 показаны лишь результаты обработки в виде эпюр выходных напряжений 28 и 29, приведенных для возможности сравнения к единому амплитудному масштабу путем нормировки к амплитуде полезного сигнала. То есть полезный сигнал на выходах схем имеет единичную амплитуду, а помехи представляют собой отношения помеха/сигнал, шум/сигнал.
На фиг. 7 эпюра 28 представляет собой выходной сигнал фильтра-прототипа, а эпюра 29 - выходной сигнал заявляемого фильтра. Сравнение эпюр выходных сигналов на качественном уровне позволяет сделать вывод о существенном выигрыше заявляемого фильтра в помехоустойчивости в условиях воздействия «интегральной» помехи.
Эпюра 29 в сравнении с эпюрой 28 иллюстрирует на качественном уровне все преимущества заявляемого фильтра:
- исключение боковых пиков АКФ;
- снижение среднего и максимального уровня шума;
- существенная компенсация воздействующих видов помех.
Количественная оценка помехоустойчивости найдена в виде отношения средних уровней нормированной интегральной помехи на выходе для фильтра-прототипа
Figure 00000020
и заявляемого фильтра
Figure 00000021
а также отношения дисперсий помехи Dп пр и Dп з соответственно:
Figure 00000022
Dп пр/Dп з=4,9.
Имеет место шестикратный по напряжению выигрыш в помехоустойчивости заявляемого фильтра относительно известного.
Следует подчеркнуть, что все количественные оценки найдены для нормированных к полезному сигналу шумов и помех, поэтому сравнения представляются вполне корректными, а относительный характер сравнения и обобщенное представление помех в виде «интегральной помехи» позволяет считать полученные оценки помехоустойчивости достаточно общими для вывода об эффективности заявляемого фильтра.
Сравнительная оценка возможностей заявляемого и известного фильтров по разрешающей способности представлена на фиг.8, где иллюстрируется разрешение двух накладывающихся друг на друга сигналов с V-образной ЧМ указанными фильтрами.
Эпюра 30 на фиг. 8 представляет первый сигнал с V-образной ЧМ единичной амплитуды. Эпюра 31 представляет второй сигнал с V-образной ЧМ с амплитудой 0,7 относительно первого, задержанный на некоторый интервал t3<<τи. Эпюра 32 представляет входной сигнал, являющийся результатом суммы сигналов 30 и 31.
Результат обработки суммарного сигнала известным фильтром представляет эпюра 33, а результат обработки суммарного сигнала заявляемым фильтром - эпюра 34.
Как следует из результатов моделирования, в обоих случаях сигналы разрешаются. Однако, исключение боковых лепестков АКФ в заявляемом фильтре на большей части их существования и уменьшение оставшихся (эпюра 34) в области, непосредственно прилегающей к основному лепестку, существенно улучшают процесс разрешения по сравнению с фильтром-прототипом (эпюра 33), особенно в случае соизмеримости амплитуды «слабого» сигнала с боковыми лепестками более «сильного» сигнала.
Таким образом, реализация заявляемого фильтра сигнала с V-образной ЧМ по сравнению с известным фильтром обеспечивает:
- уменьшение количества и снижение на порядок относительного уровня боковых пиков АКФ;
- пятикратное снижение среднего уровня и не менее чем двукратное снижении дисперсии шумов;
- шестикратный выигрыш в помехоустойчивости в условиях воздействия «интегральной» помехи.
Предлагаемое техническое решение промышленно применимо.
Блок разделения сигналов 1 может быть выполнен в виде простого трехполюсника из четырех узлов и трех ветвей, например, на основе структуры, приведенной в [4, с. 138, рис. 3.3,а].
Первый 2 и второй 3 фильтры сжатия могут быть реализованы в виде широко распространенных устройств на поверхностных акустических волнах (ПАВ), например, как согласованные фильтры ЛЧМ-сигнала на ПАВ, описанные в [5, с. 250, рис. 12.22, 12.23], либо как конвольверы на ПАВ [5, с. 251, рис. 12.26].
Сумматор 4 и блок вычитания 5 могут быть выполнены по обычной схеме усилителей на два входа или с прямым и инверсным входами по типу описанных в [6, с. 77, рис. 3.2].
Первый 6 и второй 7 ограничители снизу на нулевом уровне могут быть выполнены по простой схеме диодного детектора [7, с. 140, рис. 5.12].
Блок пересечения 8 может быть реализован на базе сумматоров, вычитающих устройств и устройств вычисления модуля [3, с. 14, рис. 1; 6, с. 77, рис. 2, 3; 8, с. 211, рис. 12.4].
Анализ известных технических решений в области радиолокации показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных элементов и связей, определившим путь достижения технического результата, заключающегося в уменьшении количества и снижении уровня боковых пиков АКФ, снижении относительного уровня шумов и помех на выходе фильтра, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».
Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что позволяет считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».
Для реализации предложенного технического решения могут быть использованы типовые радиотехнические элементы и устройства, применяемые в технике радиолокации и связи [1, 5, 7, 9].
Источники информации:
1. Ч. Кук, М. Бернфельд. Радиолокационные сигналы. Пер. с английского под ред. В.С. Кельзона. - М.: Сов. радио, 1971. - 568 с, ил.
2. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с, ил.
3. Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации // Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов, №3. - 1998. - С. 13-17.
4. Зиновьев А.Л., Филиппов Л.И. Введение в теорию сигналов и цепей. - М., Высшая школа, 1975, - 263 с, ил.
5. Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С, Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. профессора А.П. Жуковского М.: «Высшая школа», 1989. - 342 с., ил.
6. А.Г. Алексеенко. Применение прецезионных аналоговых интегральных микросхем. - М.: Радио и связь, 1981. - 354 с., ил.
7. А.П. Голубков, А.Д. Далматов, А.П. Лукошкин и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высш. шк., 1984. - 335 с.
8. Боровский В.П., Костенко В.И., Михайленко В.М. и др. Справочник по схемотехнике для радиолюбителя. Под ред. Бобровского А.П. - К.: Техника, 1989. - 456 с, ил.
9. Каринский С.С. Устройства обработки сигналов на ультразвуковых поверхностных волнах. - М.: Сов. радио, 1975. - 176 с.

Claims (1)

  1. Фильтр сигнала с V-образной частотной модуляцией, содержащий блок разделения сигналов, вход которого является входом фильтра, первый выход блока разделения соединен со входом первого фильтра сжатия, а второй выход соединен через второй фильтр сжатия со вторым входом сумматора, отличающийся тем, что введены блок вычитания, соединенный входом уменьшаемого с выходом первого фильтра сжатия и первым входом сумматора, а входом вычитаемого - со вторым входом сумматора, первый и второй ограничители снизу на нулевом уровне, соединенные входами с выходами сумматора и блока вычитания соответственно, блок пересечения, соединенный первым и вторым входами с выходами первого и второго ограничителей снизу на нулевом уровне соответственно, выход блока пересечения является выходом фильтра, при этом импульсная характеристика первого фильтра сжатия согласована со всем сигналом, а одна половина импульсной характеристики второго фильтра сжатия противофазна соответствующей половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия, вторая же половина синфазна второй половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия.
RU2021112631A 2021-04-29 2021-04-29 Фильтр сигнала с v-образной частотной модуляцией RU2767317C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2021112631A RU2767317C1 (ru) 2021-04-29 2021-04-29 Фильтр сигнала с v-образной частотной модуляцией

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2021112631A RU2767317C1 (ru) 2021-04-29 2021-04-29 Фильтр сигнала с v-образной частотной модуляцией

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2767317C1 true RU2767317C1 (ru) 2022-03-17

Family

ID=80737184

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2021112631A RU2767317C1 (ru) 2021-04-29 2021-04-29 Фильтр сигнала с v-образной частотной модуляцией

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2767317C1 (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2808450C1 (ru) * 2023-04-04 2023-11-28 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации Фильтр сигнала с v-образной частотной модуляцией

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4404562A (en) * 1980-08-25 1983-09-13 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Low sidelobe linear FM chirp system
US5191344A (en) * 1990-11-27 1993-03-02 Deutsche Forschungsanstalt Fur Luft- Und Raumfahrt Method for digital generation of sar images and apparatus for carrying out said method
US6614853B1 (en) * 1996-11-01 2003-09-02 Nanotron Gesellschaft Fur Mikrotechnik Mbh Method of transmission and device to carry out said method
RU2288539C1 (ru) * 2005-06-02 2006-11-27 Федеральное государственное учреждение "Федеральный государственный научно-исследовательский испытательный центр радиоэлектронной борьбы и оценки эффективности снижения заметности" Министерства обороны Российской Федерации Устройство для передачи и приема модулированных по фазе и частоте сигналов
RU2328820C2 (ru) * 2002-01-07 2008-07-10 Квэлкомм Инкорпорейтед Способ многочисленных начальных поисков для систем мдкр и гсп
RU2337373C1 (ru) * 2007-04-18 2008-10-27 Федеральное Государственное Унитарное Предприятие "Нижегородский Научно-Исследовательский Институт Радиотехники" Способ азимутального разрешения движущихся целей, способ функционирования обзорной импульсной радиолокационной станции в режиме азимутального разрешения движущихся целей и радиолокационная система для его осуществления
RU2589036C1 (ru) * 2015-04-01 2016-07-10 Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" Радиолокатор с непрерывным шумовым сигналом и способ расширения диапазона измеряемых дальностей в радиолокаторе с непрерывным сигналом

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4404562A (en) * 1980-08-25 1983-09-13 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Low sidelobe linear FM chirp system
US5191344A (en) * 1990-11-27 1993-03-02 Deutsche Forschungsanstalt Fur Luft- Und Raumfahrt Method for digital generation of sar images and apparatus for carrying out said method
US6614853B1 (en) * 1996-11-01 2003-09-02 Nanotron Gesellschaft Fur Mikrotechnik Mbh Method of transmission and device to carry out said method
RU2328820C2 (ru) * 2002-01-07 2008-07-10 Квэлкомм Инкорпорейтед Способ многочисленных начальных поисков для систем мдкр и гсп
RU2288539C1 (ru) * 2005-06-02 2006-11-27 Федеральное государственное учреждение "Федеральный государственный научно-исследовательский испытательный центр радиоэлектронной борьбы и оценки эффективности снижения заметности" Министерства обороны Российской Федерации Устройство для передачи и приема модулированных по фазе и частоте сигналов
RU2337373C1 (ru) * 2007-04-18 2008-10-27 Федеральное Государственное Унитарное Предприятие "Нижегородский Научно-Исследовательский Институт Радиотехники" Способ азимутального разрешения движущихся целей, способ функционирования обзорной импульсной радиолокационной станции в режиме азимутального разрешения движущихся целей и радиолокационная система для его осуществления
RU2589036C1 (ru) * 2015-04-01 2016-07-10 Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" Радиолокатор с непрерывным шумовым сигналом и способ расширения диапазона измеряемых дальностей в радиолокаторе с непрерывным сигналом

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ЗАВАЛИЙ В.Н., ОКОНЕШНИКОВ В.С. О преобразовании сигнала с V-образной ЧМ и схемы параллельной обработки многобазового ЛЧМ импульса // Вестник воздушно-космической обороны. 2018. N 1 (17). С.70-77. *
КУК Ч., БЕРНФЕЛЬД М. Радиолокационные сигналы. Пер. с английского под ред. В.А. Кельзона. М.: Изд-во "Советское радио". 1971. 568 с., с.115, рис. 4.17. *
КУК Ч., БЕРНФЕЛЬД М. Радиолокационные сигналы. Пер. с английского под ред. В.А. Кельзона. М.: Изд-во "Советское радио". 1971. 568 с., с.115, рис. 4.17. ЗАВАЛИЙ В.Н., ОКОНЕШНИКОВ В.С. О преобразовании сигнала с V-образной ЧМ и схемы параллельной обработки многобазового ЛЧМ импульса // Вестник воздушно-космической обороны. 2018. N 1 (17). С.70-77. *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2808450C1 (ru) * 2023-04-04 2023-11-28 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации Фильтр сигнала с v-образной частотной модуляцией

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Ivanov et al. Propagation of broadband HF signals in a medium with nonlinear dispersion
Thakur et al. A novel pulse compression technique for side-lobe reduction using woo filter concepts
EP1521097A2 (en) Pulse compression processor
Parwana et al. Analysis of LFM and NLFM radar waveforms and their performance analysis
Gashinova et al. Signal detection in multi-frequency forward scatter radar
RU2767317C1 (ru) Фильтр сигнала с v-образной частотной модуляцией
Chukka et al. Peak Side Lobe Reduction analysis of NLFM and Improved NLFM Radar signal
Intyas et al. Improvement of radar performance using LFM pulse compression technique
Hague Target resolution properties of the multi-tone sinusoidal frequency modulatedwaveform
RU179509U1 (ru) Корреляционно-фильтровой обнаружитель
Liou et al. Digital wideband phased array calibration and beamforming using time reversal technique
RU2797257C1 (ru) Приемник радиоимпульсного сигнала
Kostyria et al. Mathematical Model of Two-Fragment Signal with Non-Linear Frequency Modulation in Current Period of Time
Kostyria et al. Improvement of Mathematical Models with Time-Shift of Two-and Tri-Fragment Signals with Non-Linear Frequency Modulation
Zhang et al. Range-velocity jamming suppression algorithm based on adaptive iterative filtering
RU2504798C1 (ru) Способ спектральной обработки дополнительных сигналов
RU2808450C1 (ru) Фильтр сигнала с v-образной частотной модуляцией
RU2813560C1 (ru) Приемник импульсного сигнала
CN113514798A (zh) 基于傅里叶梅林变换的宽带非线性调频信号时差/尺度差估计方法
RU2804395C1 (ru) Способ радиолокации
Luszczyk Numerical evaluation of ambiguity function for stepped non-linear FM radar waveform
RU2642846C2 (ru) Способ определения координат источника радиоизлучения
Karimov et al. Multiband and wideband chaotic waveforms for hydroacoustics
EP2201403A1 (en) Determination of time shift of a band-pass signal
Li et al. Pulse jamming suppression for airborne radar based on joint time-frequency analysis