RU2747108C1 - Способ измерения взаимной задержки минимального частотного сдвига (msk) сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения - Google Patents

Способ измерения взаимной задержки минимального частотного сдвига (msk) сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения Download PDF

Info

Publication number
RU2747108C1
RU2747108C1 RU2020121265A RU2020121265A RU2747108C1 RU 2747108 C1 RU2747108 C1 RU 2747108C1 RU 2020121265 A RU2020121265 A RU 2020121265A RU 2020121265 A RU2020121265 A RU 2020121265A RU 2747108 C1 RU2747108 C1 RU 2747108C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
signals
ccf
msk
received
Prior art date
Application number
RU2020121265A
Other languages
English (en)
Inventor
Анатолий Исполитович Вагин
Руслан Александрович Волков
Евгения Анатольевна Волкова
Дмитрий Александрович Лукичев
Сергей Геннадьевич Тамбиев
Владимир Анатольевич Шашлов
Original Assignee
Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный ордена Жукова университет радиоэлектроники" Министерства обороны Российской Федерации (ФГКВОУВО "ВУРЭ" МО РФ)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный ордена Жукова университет радиоэлектроники" Министерства обороны Российской Федерации (ФГКВОУВО "ВУРЭ" МО РФ) filed Critical Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный ордена Жукова университет радиоэлектроники" Министерства обороны Российской Федерации (ФГКВОУВО "ВУРЭ" МО РФ)
Priority to RU2020121265A priority Critical patent/RU2747108C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2747108C1 publication Critical patent/RU2747108C1/ru

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
    • G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
    • G01S3/72—Diversity systems specially adapted for direction-finding
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S5/00—Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations
    • G01S5/02—Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations using radio waves
    • G01S5/06—Position of source determined by co-ordinating a plurality of position lines defined by path-difference measurements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/364—Delay profiles

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)

Abstract

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в разностно-дальномерных системах определения координат источников радиоизлучений. Техническим результатом является повышение скорости вычислений при измерении взаимной задержки минимального частотного сдвига (MSK) сигналов пакетных радиосетей при неизвестном законе первичной модуляции в разностно-дальномерных системах местоопределения за счет использования той особенности MSK сигналов, что прирост фазы на длительности одного элементарного импульса модулирующей последовательности составляетСуть способа заключается в том, что время прихода сигнала в пункт приема измеряется по временному положению максимума апостериорной плотности вероятности, построенной через модуль результирующей взаимнокорреляционной функции (ВКФ), вычисляемой с помощью модулей парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с четырьмя гармоническими колебаниями двух частотдлительностью, равной длительности принимаемого сигнала (пакета) Тр. При этом модуль ВКФ формируется элементарными импульсами модулирующей последовательности, что позволяет получить узкий пик апостериорной плотности вероятности даже при неизвестном законе первичной модуляции. 7 ил.

Description

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в разностно-дальномерных системах определения координат источников радиоизлучений (ИРИ), использующих в качестве координатно-информативного параметра взаимную задержку принятых радиосигналов.
Известны:
1. Способ измерения взаимной задержки сигналов с программной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ) [1].
2. Разностно-дальномерный способ определения координат источника радиоизлучения [2].
3. Разностно-дальномерные многопозиционные радиотехнические системы [3, с. 228…241].
4. Оценка разности моментов прихода сигналов группировкой пространственно-разнесенных малых космических аппаратов [4].
5. Определение времени задержки приема сигнала пространственно-разнесенными сверхмалыми космическими аппаратами [5].
6. Определение местоположения источника шумоподобного сигнала с использованием корреляционной функции [7].
7. Способ измерения взаимной задержки MSK сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения [8].
Основным недостатком почти всех вышеперечисленных способов является то, что они требуют ретрансляции сигналов, принятых на периферийных пунктах приема (ППП), на центральный пункт приема и обработки (ЦППО), где производится их совместная взаимно-корреляционная обработка. При этом взаимная задержка сигналов (ВЗС) соответствует положению максимума модуля взаимно-корреляционной функции этих сигналов. Ретрансляция может осуществляться как в аналоговом, так и в цифровом виде. При этом для цифровой ретрансляции необходимо наличие шкалы единого времени на всех пунктах приема [7]. Необходимость ретрансляции сигналов с периферийных пунктов на центральный требует наличия высокоскоростных каналов передачи данных. А именно их отсутствие и является основным сдерживающим фактором широкого применения разностно-дальномерных систем местоопределения (РДС МО) на практике, так как при таком способе реализации РДС МО их пропускная способность очень низка.
Наиболее близким к заявляемому способу по совокупности совпадающих существенных признаков является способ [8], который выбран в качестве прототипа. Суть данного способа заключается в измерении взаимной задержки сигналов неизвестной формы, основанный на измерении времени прихода сигналов (ВПС) [8, 9] в каждом ППП РДС МО, оснащенной подсистемой единого времени (ПСЕВ), и передачей на ЦППО только результатов измерения. Данный способ применим к сигналам пакетных радиосетей (в том числе с ППРЧ) использующих частотную манипуляцию с минимальным частотным сдвигом (Minimum Shift Keying - MSK). Такой подход резко увеличивает пропускную способность РДС МО. Измеренные значения ВПС передаются на ЦППО, где производится вычисление разностей времени приема этих сигналов в ППП и ЦППО как разностей соответствующих ВПС, после чего вычисляются координаты ИРИ. Структурная схема РДС МО, содержащей три ППП, один ЦППО и ПСЕВ приведена на фиг. 1.
Каждый периферийный пункт приема сигнала ИРИ (ППП,), представляющий совокупность устройств, выделяющих радиосигналы от ИРИ на фоне помех, устройств, измеряющих ВПСi относительно шкалы единого времени, а также устройств, организующих линии передачи измеренных ВПСi, включает в себя:
- антенное и цифровое радиоприемное (ЦРПУi) устройства для приема сигналов ИРИ;
- устройство измерения времени прихода сигнала (УИВПСi) для измерения временного положения сигнального пакета по шкале единого времени (ВПСi);
- радиопередающее (РПдУi) и антенное устройства для передачи измеренных значений ВПСi на ЦППО, где i=1, 2, 3.
Центральный пункт приема и обработки, представляющий совокупность устройств, выделяющих радиосигналы от ИРИ на фоне помех, устройства, измеряющего ВПС0 относительно шкалы единого времени, а также устройств, предназначенных для выделения полезной информации о параметрах ИРИ (взаимной задержки сигналов) путем вычисления разностей ВПСi в ПППi и ЦППО, включает в себя:
- антенные и радиоприемные устройства (РПрУ) для приема информационных сигналов о ВПСi;
- антенное и радиоприемное (РПрУ0) устройства для приема сигналов ИРИ;
- центральный пункт обработки (ЦПО).
В ЦПО производится оценка величины взаимных задержек сигналов ИРИ в приемных пунктах путем вычисления разностей ВПСi в ПППi и ЦППО.
Подсистема единого времени представляет собой совокупность устройств, служащих для формирования шкалы единого времени на всех пунктах приема.
Вычисление ВПСi в ПППi в прототипе производится в УИВПС, путем определения временного положения максимума апостериорной плотности вероятности (АПВ) Pps(τ) параметра τ на основе анализа принятой реализации ξ(t, λ)=s (t, λ)+n(t), 0≤t≤T с учетом априорных сведений о сигнале s(t, λ), зависящем от нескольких параметров λ={λl , λ2, …, λn} и шуме n(t), где Т - время наблюдения.
Figure 00000001
где Ppr(τ) - априорная плотность вероятности;
k - коэффициент, выбираемый из условия нормировки;
L(τ) - функция правдоподобия.
Figure 00000002
где I0(⋅) - модифицированная функция Бесселя нулевого порядка;
Z(τ) - функция взаимной корреляции между принимаемым сигналом и его копией;
Nш - спектральная плотность мощности собственных шумов приемника;
Um - амплитуда сигнала.
В прототипе используется та особенность MSK сигналов, что прирост фазы на элементарном импульсе модулирующей последовательности MSK сигнала составляет
Figure 00000003
[11, стр. 177-181]. Эта особенность позволяет сначала вычислить парциальные взаимнокорреляционные функции Al(τ), A0(τ), В1(τ), В0(τ) входного действительного сигнала
ξ(t, λ)=s(t, λ)+n(t), 0≤t≤T, представляющего собой сумму полезного сигнала s(t, λ), зависящего от нескольких параметров λ={λ1, λ2, …, λn}и шума n(t), где Т - время наблюдения, с четырьмя гармоническими колебаниями (опорными колебаниями) двух частот
Figure 00000004
длительностью равной длительности принимаемого сигнала (пакета) Tp. Здесь ƒH - частота несущей, Тс - длительность элементарного импульса модулирующей последовательности.
Figure 00000005
Figure 00000006
Figure 00000007
Figure 00000008
где ω1=2πƒ1, ω0=2πƒ0;
D[⋅] - оператор выпрямления корреляционного интеграла (КИ).
После чего, вычисляется полная взаимнокорреляционная функция, ее модуль и апостериорная плотность вероятности [8] в соответствиями с выражениями
Figure 00000009
Figure 00000010
Figure 00000011
Полученная в прототипе АПВ имеет многомодальную структуру. При оценивании ВПС, используется центральный пик АПВ, который аппроксимируется полиномом четвертой степени. Оценка времени прихода сигнала находится из решения уравнения
Figure 00000012
где Ppsm(τ) - аппроксимация центрального пика апостериорной плотности вероятности Pps(τ).
Искомая ВЗС
Figure 00000013
вычисляется по формуле
Figure 00000014
Где
Figure 00000015
и
Figure 00000016
- оценки ВПС в i-м и j-м пространственно-разнесенных пунктах приема соответственно, i≠j.
Если априорная плотность вероятности неизвестна, то оценка по максимуму апостериорной плотности вероятности совпадает с максимально правдоподобной оценкой.
Осциллограммы сигналов в характерных точках УИВПС прототипа приведены на фиг. 2.
Главным недостатком прототипа является низкая скорость вычислений, так как обработка сигналов производится во временной области. Это вызвано необходимостью поиска точек "перелома" КИ и его коррекции, что делает невозможным применение алгоритма быстрого преобразования Фурье (БПФ).
Цель изобретения - повышение скорости вычислений при измерении взаимной задержки MSK сигналов пакетных радиосетей при неизвестном законе первичной модуляции в РДС МО.
Указанный технический результат при осуществлении предлагаемого способа достигается тем, что в предлагаемом способе изменяются действия при оценивании ВПС в ППП. Суть этих изменений заключается в замене операций поиска точек перелома и выпрямления КИ D[⋅], вычислением КИ от произведения модулей входного сигнала и опорных колебаний (ОК). В этом случае процесс вычисления КИ, для сигнала со всеми четырьмя ОК показан на фиг. 3. В положительной полуплоскости приведены изображения хода вычислений КИ для косинусных ОК с частотами ƒ1 и ƒ0, в отрицательной полуплоскости - для синусных ОК с частотами ƒ1 и ƒ0.
Тогда, алгоритм построения апостериорной плотности вероятности предлагаемого способа будет следующий:
1. Прямое преобразование Фурье модуля сигнала
Figure 00000017
2. Прямое преобразование Фурье модулей ОК
Figure 00000018
Figure 00000019
Где
Figure 00000020
- действительные и мнимые части Фурье образов модулей ОК; ω1=2πƒ1, ω0=2πƒ0; ϕ0 - начальная фаза ОК.
3. Умножение спектральных плотностей модулей ОК на комплексно-сопряженную спектральную плотность модуля сигнала
Figure 00000021
Figure 00000022
где * - знак комплексного сопряжения.
4. Обратное преобразование Фурье результатов перемножений спектральных
плотностей и получение модулей парциальных ВКФ (БПФ)
Figure 00000023
Figure 00000024
5. Нахождение результирующей ВКФ, как суммы модулей парциальных ВКФ
Figure 00000025
6. Преобразование Гильберта ВКФ и нахождение огибающей (модуля) ВКФ
Figure 00000026
7. Нахождение апостериорной плотности вероятности
Figure 00000027
где А1(τ), A0(τ), B1(τ), В0(τ), - модули парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с ОК;
Im(⋅), Re(⋅) - мнимая и действительная части ОК;
Т - время наблюдения;
Ppr(τ) - априорная плотность распределения вероятности τ;
I0 (⋅) - модифицированная функция Бесселя нулевого порядка;
Figure 00000028
- результирующая ВКФ;
Um - амплитуда сигнала;
Nш - спектральная плотность мощности шума.
Полученная АПВ, как и в прототипе, имеет многомодальную структуру. Также, как и в прототипе при оценивании ВПС, используется центральный пик АПВ. Аппроксимация центрального пика АПВ Ppsm(τ), оценивание
Figure 00000029
и
Figure 00000030
производится так же как и в прототипе в соответствии с выражениями (10-11). На фиг. 4 показан процесс аппроксимации центрального пика АПВ и оценивания времени прихода сигнала. Аппроксимация пика произведена полиномом четвертой степени.
Если априорная плотность вероятности неизвестна, то оценка по максимуму апостериорной плотности вероятности совпадает с максимально правдоподобной оценкой. Осциллограммы в характерных точках алгоритма приведены на фиг. 5.
Сравнивая алгоритмы построения АПВ прототипа и предлагаемого способа, видно, что в предлагаемом способе в отличие от прототипа используется алгоритм БПФ, чем и объясняется выигрыш в скорости вычислений при обработке сигналов. Применение БПФ в прототипе в принципе невозможно, т.к. поиск точек "перелома" КИ и его коррекция возможны только во временной области.
Предлагаемое изобретение иллюстрируются чертежами, на которых изображены:
на фиг. 1 - структурная схема РДС МО;
на фиг. 2 - осциллограммы сигналов в характерных точках прототипа;
на фиг. 3 - иллюстрация процесса вычисления модулей КИ, для сигнала со всеми четырьмя опорными колебаниями;
на фиг. 4 - иллюстрация процесса аппроксимации центрального пика апостериорной плотности вероятности и оценивания времени прихода сигнала;
на фиг. 5 - осциллограммы сигналов в характерных точках предлагаемого способа;
на фиг. 6 - графики зависимости погрешности оценивания взаимной задержки сигналов от отношения сигнал/шум для прототипа - 1 и предлагаемого способа - 2.
на фиг. 7 - график выигрыша в скорости вычисления предлагаемым способом по сравнению с прототипом.
Для исследования характеристик предлагаемого способа и сравнения его с прототипом создана имитационная модель УИВПС. При моделировании использовались следующие параметры сигнала: несущая частота - 100 МГц, длительность пакета - 6.4 мкс, число импульсов модулирующей псевдослучайной последовательности (ПСП) - 32, тактовая частота ПСП - 5 МГц, вид модуляции - MSK. Результаты моделирования приведены на фиг. 6 и 7. На фиг. 6 изображены графики зависимости погрешности оценивания взаимной задержки сигналов от отношения сигнал/шум на входе УИВПС. Цифрами обозначены: 1 - график для прототипа; 2 - для предлагаемого способа. Как видно из рисунка точностные характеристики прототипа и предлагаемого способа практически совпадают во всем исследуемом диапазоне отношений сигнал/шум.
На фиг. 7 изображен график выигрыша (G) в скорости вычисления предлагаемым способом по сравнению с прототипом за счет использования алгоритма БПФ. Известно, что максимальный выигрыш при вычислении свертки с использованием БПФ достигается, когда длина выборки L является степенью 2, т.е. L=2Р. Из графика видно, что с увеличением показателя степени р выигрыш возрастает. Так для L=2048 (р=11) выигрыш составляет более 30 раз, для L=16384 (р=14) - более 215 раз. Таким образом, поставленная цель достигнута.
Сопоставительный анализ предлагаемого технического решения с прототипом показывает, что предлагаемый способ отличается от известного действиями при построении АПВ, а именно тем, что вместо парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с четырьмя гармоническими колебаниями двух частот
Figure 00000031
длительностью равной длительности принимаемого сигнала (пакета) Тр, вычисляются модули парциальных ВКФ входного сигнала и опорных колебаний, что до сих пор нигде не применялось. Таким образом, заявляемый способ соответствует критерию "новизна".
Источники информации:
1. Патент RU: №2335781, опубл. 10.10.2008 г.
2. Патент RU: №2539968, опубл. 27.01.2015 г.
3. Кондратьев B.C. и др. Многопозиционные радиотехнические системы. / Под редакцией проф. В.В. Цветнова - М.: Радио и связь, 1986. - 264 с.
4. Громов В.А., Ворошилин Е.П., Миронов М.В. Оценка разности моментов прихода сигналов группировкой пространственно-разнесенных малых космических аппаратов. - Томск.: ТУСУР. // Доклады ТУСУРа, №2 (22), часть 2, декабрь 2010. С. 7-13.
5. Вознюк В.В, Зайцев С.А., Толстоухов Д.А., Булаев О.А., Гусаков Н.В. Определение времени задержки приема сигнала пространственно-разнесенными сверхмалыми космическими аппаратами. // Изв. Вузов. Приборостроение. 2008. Т. 51, №3. С. 13-17.
6. Радзиевский В.Г., Сирота А.А. Теоретические основы радиоэлектронной разведки. 2-е изд., испр. и доп. - М.: Радиотехника, 2004. - 432 с.
7. Файт А.В. Определение местоположения источника шумоподобного сигнала с использованием корреляционной функции. // Материалы конференции "Научно-технические проблемы в промышленности". - СПб.: НИИ "Вектор", 2012, 29 - 31 мая. С. 21-22.
8. Патент RU: №2623094, опубл. 22.06.2017 г.
9. Ипатов В.П. и др. Поиск, обнаружение и измерение параметров сигналов в радионавигационных системах. Под редакцией Ю.М. Казаринова. - М.: Сов радио, 1975. - 296 с.
10. Бендат Дж., Пирсол А. Прикладной анализ случайных данных: Пер. с англ. - М.: Мир, 1989. - 540 с.
11. Григорьев В.А. Сигналы зарубежных систем электросвязи. - СПб.: ВАС, 2007, 2007. - 368 с.

Claims (7)

  1. Способ измерения взаимной задержки MSK (minimum shift keying) сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения, заключающийся в том, что в периферийных пунктах приема разностно-дальномерной системы местоопределения осуществляют прием MSK сигналов пакетных радиосетей, измеряют время прихода сигналов (ВПС) относительно единой шкалы времени по положению максимума апостериорной плотности вероятности, построенной через модуль взаимнокорреляционной функции (ВКФ) принимаемого сигнала и опорного колебания, и по линиям связи передают измеренные значения на центральный пункт приема и обработки, где вычисляется взаимная задержка сигналов
    Figure 00000032
    где
    Figure 00000033
    и
    Figure 00000034
    - оценки ВПС в i-м и j-м пространственно-разнесенных пунктах приема соответственно, i≠j, отличающийся тем, что модуль результирующей ВКФ
    Figure 00000035
    вычисляется с помощью модулей парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала и четырех гармонических колебаний двух частот
    Figure 00000036
    и
    Figure 00000037
    длительностью, равной длительности принимаемого сигнала (пакета) Tp
  2. Figure 00000038
    Figure 00000039
    Figure 00000040
    Figure 00000041
    Figure 00000042
    Figure 00000043
  3. Figure 00000044
  4. А(τ)=A1(τ)+А0(τ); В(τ)=В1(τ)+В0(τ); Z(τ)=А(τ)+В(τ);
  5. Figure 00000045
  6. Figure 00000046
  7. где ξ(t) - принимаемый сигнал; Fξ(ω) - прямое преобразование Фурье модуля сигнала
    Figure 00000047
    Um - амплитуда сигнала; ƒн - частота несущей;
    Figure 00000048
    Figure 00000049
    - действительные и мнимые части Фурье образов модулей опорных колебаний (ОК);
    Figure 00000050
    - взаимные энергетические спектры принимаемого сигнала и ОК; Тс - длительность элементарного импульса модулирующей последовательности; ω1=2πƒ1, ω0=2πƒ0; ϕ0 - начальная фаза ОК; * - знак комплексного сопряжения; А1(τ), A0(τ), В1(τ), В0(τ) - модули парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с ОК; А(τ), В(τ) - суммарные значения модулей мнимой и действительной частей парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с ОК; Z(τ) - результирующая ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с ОК;
    Figure 00000051
    - мнимая и действительная части ОК; Т - время наблюдения;
    Figure 00000052
    - результирующая комплексная ВКФ;
    Figure 00000053
    - мнимая часть результирующей комплексной ВКФ;
    Figure 00000054
    - огибающая (модуль) комплексной ВКФ; Ppr(τ) - априорная плотность распределения вероятности τ;
    Figure 00000055
    - модифицированная функция Бесселя нулевого порядка; Nш - спектральная плотность мощности шума; Pps(τ) - апостериорная плотность распределения вероятности τ; Ppsm(τ) - аппроксимация центрального пика апостериорной плотности вероятности Pps(τ).
RU2020121265A 2020-06-22 2020-06-22 Способ измерения взаимной задержки минимального частотного сдвига (msk) сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения RU2747108C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2020121265A RU2747108C1 (ru) 2020-06-22 2020-06-22 Способ измерения взаимной задержки минимального частотного сдвига (msk) сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2020121265A RU2747108C1 (ru) 2020-06-22 2020-06-22 Способ измерения взаимной задержки минимального частотного сдвига (msk) сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2747108C1 true RU2747108C1 (ru) 2021-04-27

Family

ID=75584903

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2020121265A RU2747108C1 (ru) 2020-06-22 2020-06-22 Способ измерения взаимной задержки минимального частотного сдвига (msk) сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2747108C1 (ru)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040189521A1 (en) * 1999-03-05 2004-09-30 Smith Alexander E. Method and apparatus for accurate aircraft and vehicle tracking
RU2335781C1 (ru) * 2006-12-06 2008-10-10 Зуфар Фаатович Шайдулин Способ измерения взаимной задержки сигналов с программной перестройкой рабочей частоты (ппрч)
RU2623094C1 (ru) * 2016-05-04 2017-06-22 Анатолий Исполитович Вагин Способ измерения взаимной задержки msk сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения
US20190178981A1 (en) * 2014-06-05 2019-06-13 Zebra Technologies Corporation Method for iterative target location in a multiple receiver target location system
RU2717231C1 (ru) * 2019-10-08 2020-03-19 федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военная академия связи имени Маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации Разностно-дальномерный способ определения координат источника радиоизлучения

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040189521A1 (en) * 1999-03-05 2004-09-30 Smith Alexander E. Method and apparatus for accurate aircraft and vehicle tracking
RU2335781C1 (ru) * 2006-12-06 2008-10-10 Зуфар Фаатович Шайдулин Способ измерения взаимной задержки сигналов с программной перестройкой рабочей частоты (ппрч)
US20190178981A1 (en) * 2014-06-05 2019-06-13 Zebra Technologies Corporation Method for iterative target location in a multiple receiver target location system
RU2623094C1 (ru) * 2016-05-04 2017-06-22 Анатолий Исполитович Вагин Способ измерения взаимной задержки msk сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения
RU2717231C1 (ru) * 2019-10-08 2020-03-19 федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военная академия связи имени Маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации Разностно-дальномерный способ определения координат источника радиоизлучения

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
RU 2623094 C1 - 2017.06.22. RU 2335781 C1 - 2008.10.10. RU 2717231 C1 - 2020.03.19. US 2004189521 A1 - 2004-09-30. US 2019178981 A1 - 2019-06-13. *

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6123974B2 (ja) レーダ装置
Huang et al. Radar high speed small target detection based on keystone transform and linear canonical transform
CN110320490A (zh) 一种无直达信号条件下的无线电波达方向估计方法
US11555881B2 (en) Locating method for localizing at least one object using wave-based signals and locating system
RU2623094C1 (ru) Способ измерения взаимной задержки msk сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения
RU2380719C2 (ru) Способ пеленгации источников радиоизлучения на одной частоте
CN113064147A (zh) 一种低信噪比下新型匹配场被动定位方法
JP2010175457A (ja) レーダ装置
CN106569180A (zh) 一种基于Prony方法的方位估计算法
CN107300694A (zh) 一种基于电磁波透射系数的未知墙体参数估计方法
RU2747108C1 (ru) Способ измерения взаимной задержки минимального частотного сдвига (msk) сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения
US20230022613A1 (en) Method for Distance Determination
CN115932824A (zh) 一种基于多天线的fmcw雷达测距方法及系统
JP2000266863A (ja) 短波海洋レーダによる波浪方向スペクトル抽出法
US7545325B1 (en) Method of signal processing
Karpova et al. Synthesis of ambiguity functions for complex radar signal processing
Kim et al. Fine Doppler frequency estimation of windowed complex sinusoidal signals for radar systems
RU2371736C2 (ru) Способ формирования текущего энергетического спектра выходного сигнала приемника, устройство для его осуществления и способ измерения дальности
Ryu et al. Phase difference compensation method for range estimation in an MFCW–CW radar
Burdinskiy et al. Processing of phase-shift keyed pseudo noise signals of underwater acoustic systems with the Doppler effect
RU2321014C2 (ru) Способ пеленгования радиосигналов и многоканальный пеленгатор
Graff et al. Ziv-Zakai-Optimal OFDM Resource Allocation for Time-of-Arrival Estimation
US7755536B1 (en) Method of signal processing for determining range and velocity of an object
Kostenko et al. Design of pseudo-random discrete signals with fractional power-law angular modulation
RU2542347C1 (ru) Способ адаптивной настройки каналов ускорения в многоканальном обнаружителе маневрирующей цели