RU2637813C1 - Quasi-resonant voltage converter with high coefficient of efficiency - Google Patents
Quasi-resonant voltage converter with high coefficient of efficiency Download PDFInfo
- Publication number
- RU2637813C1 RU2637813C1 RU2016123630A RU2016123630A RU2637813C1 RU 2637813 C1 RU2637813 C1 RU 2637813C1 RU 2016123630 A RU2016123630 A RU 2016123630A RU 2016123630 A RU2016123630 A RU 2016123630A RU 2637813 C1 RU2637813 C1 RU 2637813C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- transformer
- secondary winding
- output
- rectifier
- resonant
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Abstract
Description
Изобретение относится к преобразовательной технике и может найти применение во вторичных источниках электропитания с гальванической развязкой для бытовой электронной техники, светодиодных осветительных приборов большой мощности и других электронных устройств.The invention relates to a conversion technique and may find application in secondary power supplies with galvanic isolation for household electronic equipment, high-power LED lighting devices and other electronic devices.
Технический результат - снижение потерь в выходном выпрямителе и повышение КПД преобразователя в целом.EFFECT: reduced losses in the output rectifier and increased efficiency of the converter as a whole.
Известны устройства аналогичного назначения - преобразователи напряжения (ПН) с резонансным режимом работы [Волович Г. Резонансные преобразователи напряжения / Г. Волович // Схемотехника. - 2003. - Вып. №8. - С. 10-12.; Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника / В.И. Мелешин. М.: Техносфера, 2005. - 632 с.]. Наиболее близким по своей технической сущности к заявляемому является квазирезонансный ПН [Chen Р.Т. Design and Implementation of a ZCS Two-Switch Forward Converter with Viriable Inductor / P.T. Chen, T.J. Liang, L.S. Yang, M.Y. Cheng, S.M. Chen // IEEE Energy Conversion Congression and Exposition. - 2010. - PP. 4035-4040], принятый за прототип. Этот ПН содержит первичный однотактный инвертор, собранный по схеме, известной как "косой" мост, импульсный трансформатор, выходной однофазный однополупериодный выпрямитель, резонансный контур, выходной фильтр. К недостаткам аналогов и прототипа следует отнести невозможность снижения потерь в диодном выпрямителе при увеличении рабочих токов вслед за увеличением мощности нагрузки.Known devices for a similar purpose - voltage converters (PN) with a resonant mode of operation [Volovich G. Resonant voltage converters / G. Volovich // Circuitry. - 2003. - Issue. No. 8. - S. 10-12 .; Meleshin V.I. Transistor Converter Technology / V.I. Meleshin. M .: Technosphere, 2005. - 632 p.]. The closest in its technical essence to the claimed is a quasi-resonant PN [Chen R.T. Design and Implementation of a ZCS Two-Switch Forward Converter with Viriable Inductor / P.T. Chen, T.J. Liang, L.S. Yang, M.Y. Cheng, S.M. Chen // IEEE Energy Conversion Congression and Exposition. - 2010. - PP. 4035-4040], adopted as a prototype. This PN contains a primary single-phase inverter assembled according to a scheme known as a slanting bridge, a pulse transformer, an output single-phase half-wave rectifier, a resonant circuit, an output filter. The disadvantages of analogues and prototype include the impossibility of reducing losses in the diode rectifier with an increase in operating currents following an increase in load power.
Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, - снижение потерь в выходном выпрямителе и, как следствие, повышение КПД преобразователя в целом.The problem to which the invention is directed is to reduce losses in the output rectifier and, as a result, increase the efficiency of the converter as a whole.
Поставленная задача решается за счет того, что в преобразователе напряжения, содержащем входной однотактный инвертор, импульсный трансформатор, выходной выпрямитель, резонансный контур и выходной индуктивно-емкостной фильтр, вместо одного из диодов выходного выпрямителя используется ключ на МДП-транзисторе, называемый синхронным выпрямителем с разработанным алгоритмом управления. Применение синхронных выпрямителей на основе МДП-транзисторов в импульсных блоках питания вместо выпрямительных диодов позволяет существенно снизить статические потери во вторичной части преобразователя. В традиционных преобразователях напряжения с широтно-импульсной модуляцией управление синхронными выпрямителями осуществляется импульсными сигналами, соответствующими по длительности импульсам управления коммутирующими ключами в первичной цепи преобразователя. В этом случае не приходится специально формировать импульсы управления. В случае использования резонансного режима переключения при нулевых значениях тока, как в представленном прототипе, сигнал управления синхронным выпрямителем не может быть сформирован с использованием только сигналов управления ключами первичного инвертора. Этот сигнал должен формироваться с учетом сигналов резонансного цикла. The problem is solved due to the fact that in a voltage converter containing an input single-cycle inverter, a pulse transformer, an output rectifier, a resonant circuit and an output inductive-capacitive filter, instead of one of the diodes of the output rectifier, a key on the MIS transistor is used, called a synchronous rectifier with a developed control algorithm. The use of synchronous rectifiers based on MOS transistors in switching power supplies instead of rectifier diodes can significantly reduce static losses in the secondary part of the converter. In traditional pulse-width modulated voltage converters, the synchronous rectifiers are controlled by pulse signals corresponding in duration to the switching pulses of the switching keys in the primary circuit of the converter. In this case, it is not necessary to specially form control pulses. In the case of using the resonant switching mode at zero current values, as in the presented prototype, the control signal of the synchronous rectifier cannot be generated using only the control signals of the keys of the primary inverter. This signal should be formed taking into account the signals of the resonance cycle.
На фиг. 1 показана структурная схема квазирезонансного преобразователя напряжения с гальванической развязкой и синхронным выпрямителем во вторичной части. In FIG. 1 shows a block diagram of a quasi-resonant voltage converter with galvanic isolation and a synchronous rectifier in the secondary part.
Преобразователь состоит из первичного однотактного инвертора 1, собранного по схеме "косой" мост, со схемой управления 2, импульсного высокочастотного трансформатора 7, выпрямительного диода 9, датчика напряжения 8, резонансного контура, состоящего из индуктивного элемента 12 и конденсатора 16, датчика тока 14, МДП-транзистора 13 и его схемы управления, состоящей из преобразователя уровней 15, логического формирователя импульсов 11, драйвера МДП-транзистора 10 и выходного фильтра, состоящего из индуктивного элемента 17 и конденсатора 18. В качестве однотактного инвертора может быть использована схема не только "косой" мост, как указано в прототипе, но и любая другая схема, аналогичная по своей физической сущности и используемая в традиционных прямоходовых преобразователях напряжения с гальванической развязкой.The converter consists of a primary single-
Преобразователь, схема которого приведена на фиг. 1, работает следующим образом.The converter, the circuit of which is shown in FIG. 1, works as follows.
В первичной цепи преобразователь построен по известной схеме - "косой" мост. Коммутация транзисторных ключей при нулевом токе достигается за счет того, что в силовом тракте добавлен резонансный контур, образованный индуктивным компонентом 12 и резонансным конденсатором 16. Индуктивность рассеяния реального трансформатора суммируется с индуктивностью 12 по известному закону и принимает участие в резонансном цикле. Используемый резонансный режим известен как режим коммутации при нулевых значениях тока с половиной волны резонансного цикла и реализован в прототипе. При появлении отпирающего сигнала управления на транзисторных ключах 3 и 4 ток через них и ток во вторичной цепи пропорционально коэффициенту трансформации импульсного трансформатора 7 будут нарастать линейно до тех пор, пока ток во вторичной цепи через индуктивный элемент 12 и выпрямительный диод 9 не станет равным текущему значению тока дросселя выходного фильтра 17. В этот момент транзисторный ключ 13 выключен и встроенный в него диод, являющийся неотъемлемой частью силовых МДП-транзисторов, запирается, а токи в первичной и вторичной цепях будут изменяться по гармоническому закону за счет резонансного процесса до тех пор, пока их значение не станет равным нулю. В этот момент транзисторные ключи в первичной части преобразователя запираются. Как только это произойдет, в тот же момент времени выпрямительный диод 9 запирается и оставшаяся энергия, запасенная в конденсаторе резонансного контура 16, будет расходоваться в нагрузку через выходной фильтр, состоящий из дросселя 17 и конденсатора 18. Регулирование выходного напряжения или тока осуществляется по известному закону путем изменения частоты следования импульсов управления транзисторными ключами в первичной части преобразователя. Управление синхронным выпрямителем 13 осуществляется с использованием сигналов тока в его цепи, снимаемого датчиком тока 14, и напряжения на вторичной обмотке, снимаемого датчиком напряжения 8. Как правило, в качестве датчика тока используется трансформатор тока, а в качестве датчика напряжения - резистивный делитель. Могут быть использованы и другие способы снятия сигналов по току и напряжению при условии, что информативным параметром в обоих случаях является длительность этих сигналов. Сигналы с датчиков тока и напряжения поступают на преобразователь уровня 15, задача которого формировать на выходе сигналы, соответствующие по длительности импульсу тока в цепи синхронного выпрямителя и положительной части импульса напряжения на выходной обмотке трансформатора 7, а по амплитуде соответствующие стандартным уровням логических схем. Данное устройство на практике может быть построено на двух компараторах или триггерах Шмитта. Далее сформированные логические сигналы поступают на вход логического формирователя импульса 11, алгоритм работы которого описывается представленной таблицей истинности, где Id - логический сигнал, соответствующий состоянию тока, протекающего через синхронный ключ, Ut2 - логический сигнал, соответствующий состоянию напряжения на вторичной обмотке трансформатора (здесь логической единице соответствует уровень напряжения выше нуля, отрицательный уровень напряжения и равный нулю соответствуют логическому нулю), Uупр - логический сигнал управления синхронным ключом. С выхода логического формирователя импульса сигнал управления подается на затвор МДП-транзистора 13 через драйвер 10. Назначение последнего - согласование уровня напряжения и импеданса для управления затвором МДП-транзистора.In the primary circuit, the converter is built according to the well-known scheme - the "oblique" bridge. Switching transistor switches at zero current is achieved due to the fact that the resonant circuit formed by the
Вариант реализации формирователя импульса 10 представлен на фиг. 2. На фиг. 3 показаны идеализированные временные диаграммы, поясняющие режимы работы квазирезонансного преобразователя, показанного на фиг. 1. Из диаграмм видно, что фронт запирания сигнала управления синхронного ключа формируется по переднему фронту импульса напряжения вторичной обмотки трансформатора 7. При этом ввиду особенностей данного резонансного режима существует задержка между началом нарастания напряжения на конденсаторе резонансного контура и началом импульса тока через индуктивный элемент 12, что на временной оси диаграммы отмечено как t1. Данная естественная задержка используется для того, чтобы гарантировать запирание синхронного ключа при нулевом напряжении. При этом, после запирания ключа на интервале tз.выкл небольшую часть времени будет работать встроенный в МДП-транзистор диод, однако его диффузионная и барьерная емкости не будут оказывать негативного влияния на данный резонансный режим, т.к. они будут участвовать в резонансном цикле вместе с конденсатором 16, поскольку включены с ним параллельно.An embodiment of the
Из диаграмм также видно, что для данного ПН длительность открытого состояния синхронного выпрямителя или диода, как в исходной схеме прототипа, всегда будет больше, чем длительность открытого состояния выпрямительного диода 9. Таким образом, несмотря на то, что ток, протекающий через выпрямительный диод 9, имеет амплитуду большую, чем ток нагрузки или ток, протекающий через синхронный выпрямитель, его среднее значение в большинстве случаев будет меньше, чем среднее значение тока через синхронный выпрямитель. Как известно, приближенная оценка статических потерь в диоде при прохождении импульсного тока определяется формулой Рст=Iср*Ud+Iэф*Iэф*Rd, где Iср - усредненное по времени значение тока, протекающего через диод, Iэф - эффективное или среднеквадратичное значение тока, Ud - прямое падение напряжения на диоде при малом протекающем токе, Rd - сопротивления омических областей диода при прямом смещении. Учитывая, что амплитудное напряжение на конденсаторе резонансного контура 16 равно удвоенному значению положительной части полуволны напряжения на вторичной обмотке трансформатора, в случае исходной схемы, принятой за прототип, необходимо применять диод с повышенным блокирующим напряжением. При этом известно, что у диодов с одинаковым предельным рабочим током, чем выше рабочее напряжение, тем выше прямое падение напряжения и сопротивление омических областей. В случае применения синхронного выпрямителя возможно применение высоковольтных МДП-транзисторов с малым сопротивлением открытого канала. Таким образом, снижение потерь во вторичной части за счет применения одного синхронного выпрямителя 13 будет существенным. Применение синхронного выпрямителя вместо диода 9 является затруднительным, т.к. этот диод выполняет функцию блокировки отрицательной полуволны тока резонансного цикла за счет продолжающегося резонансного процесса, а, как известно, МДП-транзистор имеет встроенный обратный диод параллельно выводам сток-исток, обладающий большой диффузионной емкостью и, следовательно, большим временем обратного восстановления, что в случае его применения вызовет паразитные процессы, резко снижающие эффективность преобразователя. Таким образом, в качестве диода 9 необходимо использовать быстродействующий импульсный диод.The diagrams also show that for this PN the duration of the open state of the synchronous rectifier or diode, as in the original circuit of the prototype, will always be longer than the duration of the open state of the
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2016123630A RU2637813C1 (en) | 2016-06-14 | 2016-06-14 | Quasi-resonant voltage converter with high coefficient of efficiency |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2016123630A RU2637813C1 (en) | 2016-06-14 | 2016-06-14 | Quasi-resonant voltage converter with high coefficient of efficiency |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2637813C1 true RU2637813C1 (en) | 2017-12-07 |
Family
ID=60581375
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2016123630A RU2637813C1 (en) | 2016-06-14 | 2016-06-14 | Quasi-resonant voltage converter with high coefficient of efficiency |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2637813C1 (en) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4415960A (en) * | 1982-03-29 | 1983-11-15 | Sperry Corporation | Line variable overcurrent protection for a voltage conversion circuit |
RU2107983C1 (en) * | 1994-06-09 | 1998-03-27 | Акционерное общество закрытого типа Малое многопрофильное предприятие "ИРБИС" | Quasiresonant dc voltage changer incorporating zero-voltage change-over provision |
RU2278459C2 (en) * | 2004-12-08 | 2006-06-20 | Николай Николаевич Горяшин | Quasi-resonance high-frequency voltage transformer |
RU161056U1 (en) * | 2015-11-02 | 2016-04-10 | Открытое акционерное общество "Научно-производственный комплекс "ЭЛАРА" им. Г.А. Ильенко" (ОАО "ЭЛАРА") | QUASI-RESONANT DC VOLTAGE CONVERTER |
-
2016
- 2016-06-14 RU RU2016123630A patent/RU2637813C1/en active IP Right Revival
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4415960A (en) * | 1982-03-29 | 1983-11-15 | Sperry Corporation | Line variable overcurrent protection for a voltage conversion circuit |
RU2107983C1 (en) * | 1994-06-09 | 1998-03-27 | Акционерное общество закрытого типа Малое многопрофильное предприятие "ИРБИС" | Quasiresonant dc voltage changer incorporating zero-voltage change-over provision |
RU2278459C2 (en) * | 2004-12-08 | 2006-06-20 | Николай Николаевич Горяшин | Quasi-resonance high-frequency voltage transformer |
RU161056U1 (en) * | 2015-11-02 | 2016-04-10 | Открытое акционерное общество "Научно-производственный комплекс "ЭЛАРА" им. Г.А. Ильенко" (ОАО "ЭЛАРА") | QUASI-RESONANT DC VOLTAGE CONVERTER |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9515562B2 (en) | LLC resonant converters | |
US9190911B2 (en) | Auxiliary resonant apparatus for LLC converters | |
CN103066855B (en) | System and method used for no-voltage switch in power source transformation system | |
US20130063985A1 (en) | Adaptive Dead Time Control Apparatus and Method for Switching Power Converters | |
US9362827B2 (en) | Soft-switching bi-directional power converter and method of operating the same | |
CN111654193A (en) | Drive control method and circuit thereof | |
KR101793341B1 (en) | System and method for zero voltage switching in continuous conductance mode(ccm) flyback converters | |
CN108448902B (en) | Synchronous rectification flyback DC-DC power supply conversion device and control method | |
EP3340450B1 (en) | Switch-mode power supply having active clamp circuit | |
CN115021544A (en) | Clamping module and switching power supply | |
Dwane et al. | An assessment of resonant gate drive techniques for use in modern low power dc-dc converters | |
RU2637813C1 (en) | Quasi-resonant voltage converter with high coefficient of efficiency | |
CN107154727B (en) | Active absorption self-driving circuit | |
Garcia et al. | High-frequency modulated secondary-side self-powered isolated gate driver for full range PWM operation of SiC power MOSFETs | |
Xue et al. | A 130 W 95%-efficiency 1 MHz non-isolated boost converter using PWM zero-voltage switching and enhancement-mode GaN FETs | |
Chakraborty et al. | An improved asymmetric half-bridge converter with zero DC offset of magnetizing current | |
Garcia et al. | Impulse transformer based secondary-side self-powered gate-driver for wide-range PWM operation of SiC power MOSFETs | |
Avellaned et al. | Half-bridge resonant inverter with SiC cascode applied to domestic induction heating | |
Davari et al. | Parallel and series configurations of flyback converter for pulsed power applications | |
Berzan et al. | Zero-voltage and Zero-current-switching of Half-bridge PWM Converter for High Power Applications | |
TW201507336A (en) | High voltage ratio interleaved converter with soft-switching using single auxiliary switch | |
TWI465020B (en) | Can produce three times the input voltage of the gate driver and drive method | |
Lin et al. | Analysis and implementation of ZVS forward converter with centre-tapped rectifier | |
Zhou et al. | A gate driver with a negative turn off bias voltage for GaN HEMTs | |
Saha et al. | An improved active zero voltage switching assisting circuit with lower dv/dt for DC-DC series resonant converter with constant input current |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20200615 |
|
NF4A | Reinstatement of patent |
Effective date: 20210810 |
|
PC41 | Official registration of the transfer of exclusive right |
Effective date: 20211004 |