RU2631494C1 - Universal module of frequency integration developing transducer for sensors of physical value sensors - Google Patents

Universal module of frequency integration developing transducer for sensors of physical value sensors Download PDF

Info

Publication number
RU2631494C1
RU2631494C1 RU2016128447A RU2016128447A RU2631494C1 RU 2631494 C1 RU2631494 C1 RU 2631494C1 RU 2016128447 A RU2016128447 A RU 2016128447A RU 2016128447 A RU2016128447 A RU 2016128447A RU 2631494 C1 RU2631494 C1 RU 2631494C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
operational amplifier
electrical contact
electrical
output
inverting input
Prior art date
Application number
RU2016128447A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Валерий Анатольевич Васильев
Николай Валентинович Громков
Андрей Жозеевич Жоао
Original Assignee
Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Пензенский государственный университет" (ФГБОУ ВПО "Пензенский государственный университет")
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Пензенский государственный университет" (ФГБОУ ВПО "Пензенский государственный университет") filed Critical Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Пензенский государственный университет" (ФГБОУ ВПО "Пензенский государственный университет")
Priority to RU2016128447A priority Critical patent/RU2631494C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2631494C1 publication Critical patent/RU2631494C1/en

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D7/00—Indicating measured values
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
    • G01R23/06—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by converting frequency into an amplitude of current or voltage
    • G01R23/09—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by converting frequency into an amplitude of current or voltage using analogue integrators, e.g. capacitors establishing a mean value by balance of input signals and defined discharge signals or leakage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
    • H02M5/273—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency with digital control

Landscapes

  • Measuring Fluid Pressure (AREA)

Abstract

FIELD: measuring equipment.
SUBSTANCE: proposed universal module of the integration developing transducer for physical quantity sensors contains a housing, electrical contact pins mounted in the housing, operational amplifiers, resistors and capacitors. The first electrical contact terminal is connected through the first resistor to the inverting input of the first operational amplifier, the second input of which is connected to the second electrical contact terminal. The third electrical contact terminal is connected through the second resistor with an inverting input of the first operational amplifier. The fourth electrical contact terminal is connected to the non-inverting input of the second operational amplifier. The fifth electrical contact terminal is connected to the inverting input of the third operational amplifier. The sixth electrical contact terminal is connected to the non-inverting input of the third operational amplifier. The seventh electrical terminal is connected to the electrical terminals of the electrical supply minus of the first, the second and the third operational amplifiers. The eighth electrical contact terminal is connected to the output of the first operational amplifier. The ninth electrical contact terminal is connected to the inverting input of the first operational amplifier. The tenth electrical contact terminal is connected to the output of the second operational amplifier. The eleventh electrical contact terminal is connected to the output of the third operational amplifier, and the twelfth electrical contact terminal is connected to the electrical terminals of the electric power supply of the first, the second and the third operational amplifiers. The inverting input of the first operational amplifier is connected through the first capacitor to the output of the first operational amplifier, the inverting input of the second operational amplifier and the eighth electrical contact terminal, and is connected directly to the ninth electrical contact terminal, which, via the second capacitor, is connected to the output of the second operational amplifier and the tenth electrical terminal connected through the third resistor to the inverting input of the third operational amplifier, the output of which through the fourth resistor is connected to the inverting input of the third operational amplifier.
EFFECT: increasing the functionality of the device, increasing the versatility and simplifying the design.
17 dwg

Description

Предлагаемое изобретение относятся к измерительной технике и может быть использовано при создании вторичных измерительных частотных преобразователей, работающих совместно с датчиками физических величин (температуры, давления, силы и др.) резистивного и емкостного типов.The present invention relates to measuring technique and can be used to create secondary measuring frequency converters that work in conjunction with sensors of physical quantities (temperature, pressure, force, etc.) of resistive and capacitive types.

Известны различные частотные интегрирующие развертывающие преобразователи [1-4], однако все они содержат различное количество дискретных элементов для получения тех или иных технических характеристик. Отсутствует универсальный модуль частотного интегрирующего развертывающего преобразователя, размещенный в одном корпусе, который позволял бы достаточно просто реализовывать не одну, а несколько различных электрических схем.Various frequency integrating deploying converters are known [1-4], however, they all contain a different number of discrete elements to obtain certain technical characteristics. There is no universal module of the frequency integrating deploying converter located in one housing, which would make it quite simple to implement not one, but several different electrical circuits.

Применение частотных интегрирующих развертывающих преобразователей (ЧИРП) для работы с датчиками резистивного и емкостного типов, в силу их простоты в схемотехническом решении, представляет практический интерес. Они не требуют дополнительных настроек и программирования, имеют малое энергопотребление, частотный выходной сигнал. ЧИРП обладают большей помехозащищенностью по сравнению с аналоговыми преобразователями при передаче сигнала на большие расстояния. Кроме того, при работе с резистивными и емкостными датчиками ЧИРП не требуют стабилизированных источников питания измерительной цепи и при несложных схемотехнических решениях позволяют снизить температурную погрешность преобразователей.The use of frequency integrating deploying converters (CHIRP) for working with sensors of resistive and capacitive types, due to their simplicity in circuit design, is of practical interest. They do not require additional settings and programming, have low power consumption, frequency output signal. CHIRP have greater noise immunity compared to analog converters when transmitting a signal over long distances. In addition, when working with resistive and capacitive sensors, CIRPs do not require stabilized power sources for the measuring circuit and, with simple circuitry solutions, can reduce the temperature error of the converters.

Известны различные универсальные модули для различных целей. К примеру, известен универсальный присоединительный модуль [5], содержащий корпус, входящие в него электрические контактные выводы и другие элементы.Various universal modules are known for various purposes. For example, a universal connection module [5] is known, comprising a housing, electrical contact terminals included in it, and other elements.

Известен также универсальный модуль информационно-измерительной системы, содержащий корпус, электрические контактные выводы, источник питания, процессор (содержащий операционные усилители, резисторы и конденсаторы), соединенный через порты с интерфейсным устройством, соединенным с системой управления [6]. Особенность изобретения состоит в том, что в нем имеется таймер, который соединен со входами коммутатора, процессора, формирователя сигнала и интерфейсного устройства, а выход коммутатора через процессор и формирователь сигналов соединен со входом интерфейсного устройства. Однако такой универсальный модуль для решения задачи вторичного измерительного преобразователя датчика физических величин имеет сложную структуру: он состоит из коммутатора, процессора, таймера, формирователя сигналов, интерфейсного устройства, блока памяти, стабилизированного источника питания. В нем сигналы от датчиков должны поступать в аналоговой форме и преобразуются аналого-цифровым процессором, после чего сигнал в цифровой форме подается на вход интерфейсного устройства. При передаче от датчиков сигналов в аналоговой форме линии связи, как правило, подвержены воздействию электромагнитных помех, которые накладываются на полезный сигнал и вносят погрешность в результаты измерения. Известный универсальный модуль не позволяет подключать к нему емкостные датчики, он является аналого-цифровым преобразователем сигнала. В связи с этим, он имеет ограниченные функциональные возможности и недостаточно универсален.Also known is a universal module of an information-measuring system, comprising a housing, electrical contact leads, a power source, a processor (containing operational amplifiers, resistors, and capacitors) connected through ports to an interface device connected to a control system [6]. A feature of the invention is that it has a timer that is connected to the inputs of the switch, processor, signal conditioner and interface device, and the output of the switch through the processor and signal conditioner is connected to the input of the interface device. However, such a universal module for solving the problem of a secondary measuring transducer of a physical quantity sensor has a complex structure: it consists of a switch, a processor, a timer, a signal conditioner, an interface device, a memory unit, and a stabilized power source. In it, the signals from the sensors must come in analog form and are converted by an analog-to-digital processor, after which the signal in digital form is fed to the input of the interface device. When transmitting signals from sensors in analog form, communication lines are usually exposed to electromagnetic interference, which are superimposed on the useful signal and introduce an error into the measurement results. The well-known universal module does not allow capacitive sensors to be connected to it; it is an analog-to-digital signal converter. In this regard, it has limited functionality and is not universal enough.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому решению является, выбранный в качестве прототипа универсальный (интерфейсный) модуль для контроля физической величины (температуры) [7]. Он содержит корпус, электрические контактные выводы, канал контроля измеряемого параметра, генератор стабильного тока, контроллер интерфейсов, схему управления и последовательно соединенные инструментальный усилитель, масштабирующий усилитель, аналого-цифровой преобразователь и буферное устройство (выполненные с использованием операционных усилителей, резисторов и конденсаторов). Этому устройству присущи такие же недостатки, как и предыдущему: ограниченные функциональные возможности, сложность конструкции, недостаточная универсальность.The closest in technical essence to the proposed solution is the universal (interface) module selected as a prototype for controlling the physical quantity (temperature) [7]. It contains a housing, electrical contact leads, a channel for monitoring the measured parameter, a stable current generator, an interface controller, a control circuit, and a series-connected instrumentation amplifier, a scaling amplifier, an analog-to-digital converter, and a buffer device (made using operational amplifiers, resistors, and capacitors). This device has the same disadvantages as the previous one: limited functionality, design complexity, lack of versatility.

Известные универсальные модули не в полной мере эффективны и применимы для реализации комплексных задач измерения физических величин (температуры, давления, силы и др.) резистивными и емкостными датчиками в системах измерения, контроля и управления.Known universal modules are not fully effective and applicable for the implementation of complex tasks of measuring physical quantities (temperature, pressure, force, etc.) by resistive and capacitive sensors in measurement, control, and control systems.

Задачей предлагаемого изобретения является создание универсального модуля частотного интегрирующего развертывающего преобразователя (ЧИРП) для реализации комплексных задач измерения физических величин (температуры, давления, силы и др.) резистивными и емкостными датчиками в системах измерения, контроля и управления, позволяющего реализовывать не одну, а несколько различных электрических схем ЧИРП с минимальным количеством дополнительных радиоэлементов.The objective of the invention is the creation of a universal module of a frequency integrating deploying converter (CIRP) for the implementation of complex tasks of measuring physical quantities (temperature, pressure, force, etc.) by resistive and capacitive sensors in measurement, control and control systems, which allows implementing not one but several various electrical circuits CHIRP with a minimum number of additional radioelements.

Техническим результатом изобретений является расширение функциональных возможностей, повышение универсальности, упрощение конструкции, повышение эффективности реализации в задачах измерения физических величин (температуры, давления, силы и др.) резистивными и емкостными датчиками систем измерения, контроля и управления.The technical result of the inventions is to expand the functionality, increase versatility, simplify the design, increase the implementation efficiency in the tasks of measuring physical quantities (temperature, pressure, force, etc.) by resistive and capacitive sensors of measurement, control and control systems.

Это достигается тем, что в известном универсальном модуле, содержащем корпус, электрические контактные выводы, вмонтированные в корпус, операционные усилители, резисторы и конденсаторы, в соответствии с предлагаемым изобретением первый электрический контактный вывод соединен через первый резистор с инвертирующим входом первого операционного усилителя, второй вход которого соединен со вторым электрическим контактным выводом, третий электрический контактный вывод соединен через второй резистор с инвертирующим входом первого операционного усилителя, четвертый электрический контактный вывод соединен с неинвертирующим входом второго операционного усилителя, пятый электрический контактный вывод соединен с инвертирующим входом третьего операционного усилителя, шестой электрический контактный вывод соединен с неинвертирующим входом третьего операционного усилителя, седьмой электрический вывод соединен с электрическими выводами минуса электрического питания первого, второго и третьего операционных усилителей, восьмой электрический контактный вывод соединен с выходом первого операционного усилителя, девятый электрический контактный вывод соединен с инвертирующим входом первого операционного усилителя, десятый электрический контактный вывод соединен с выходом второго операционного усилителя, одиннадцатый электрический контактный вывод соединен с выходом третьего операционного усилителя, а двенадцатый электрический контактный вывод соединен с электрическими выводами плюса электрического питания первого, второго и третьего операционных усилителей, инвертирующий вход первого операционного усилителя соединен через первый конденсатор с выходом первого операционного усилителя, с инвертирующим входом второго операционного усилителя и с восьмым электрическим контактным выводом, а также соединен непосредственно с девятым электрическим контактным выводом, который через второй конденсатор соединен с выходом второго операционного усилителя и с десятым электрическим контактным выводом, соединенным через третий резистор с инвертирующим входом третьего операционного усилителя, выход которого через четвертый резистор соединен с инвертирующим входом третьего операционного усилителя, при этом три перечисленных операционных усилителя, четыре резистора и два конденсатора с установленными между ними электрическими соединениями размещены и выполнены внутри герметичного корпуса, причем электрическое сопротивление второго резистора R2 равно отношению

Figure 00000001
или превышает его, но не более чем в 9 раз, где R1 - электрическое сопротивление первого резистора, εном - номинальный разбаланс измерительной цепи (в относительных единицах), а электрическая емкость второго конденсатора С2 равна половине (0,5) емкости первого конденсатора С1 или меньше, но не менее одной десятой (0,1) емкости первого конденсатора С1 (не менее 0,1 С1).This is achieved by the fact that in the well-known universal module containing the housing, electrical contact leads mounted in the housing, operational amplifiers, resistors and capacitors, in accordance with the invention, the first electrical contact terminal is connected through the first resistor to the inverting input of the first operational amplifier, the second input which is connected to the second electrical contact terminal, the third electrical contact terminal is connected through the second resistor to the inverting input of the first operation amplifier, the fourth electrical contact is connected to the non-inverting input of the second operational amplifier, the fifth electrical contact is connected to the inverting input of the third operational amplifier, the sixth electrical contact is connected to the non-inverting input of the third operational amplifier, the seventh electrical output is connected to the electrical terminals of the minus electrical power of the first the second and third operational amplifiers, the eighth electrical contact terminal is connected to the output of the first operational amplifier, the ninth electrical terminal is connected to the inverting input of the first operational amplifier, the tenth electrical terminal is connected to the output of the second operational amplifier, the eleventh electrical terminal is connected to the output of the third operational amplifier, and the twelfth electrical terminal is connected to the electrical terminals of the plus electric power supply of the first, second and third operational amplifiers, inverting the input of the first operating of the first amplifier is connected through the first capacitor to the output of the first operational amplifier, with the inverting input of the second operational amplifier and with the eighth electrical contact terminal, and also connected directly to the ninth electrical contact terminal, which through the second capacitor is connected to the output of the second operational amplifier and with the tenth electrical contact an output connected through a third resistor to an inverting input of a third operational amplifier, the output of which is through a fourth resistor Inonii to the inverting input of the third operational amplifier, wherein three of these operational amplifier, four resistors and two capacitors defined therebetween electrical connections are made and placed inside a sealed housing, wherein the electrical resistance of the second resistor R2 equal to the ratio
Figure 00000001
or exceeds it, but not more than 9 times, where R1 is the electrical resistance of the first resistor, ε nom is the nominal imbalance of the measuring circuit (in relative units), and the electric capacitance of the second capacitor C2 is half (0.5) of the capacitance of the first capacitor C1 or less, but not less than one tenth (0.1) of the capacitance of the first capacitor C1 (not less than 0.1 C1).

На фиг. 1 показана обобщенная структурная схема ЧИРП с измерительной цепью (ИЦ) первичного преобразователя (датчика). Измерительная цепь (ИЦ) 1 имеет одну из схем включения: мостовая или в виде делителя напряжения (из резисторов или конденсаторов, конденсаторов с резисторами). В состав ЧИРП входит интегратор (ИНТ) 2, сравнивающее устройство (компаратор) 3 (СУ) и инвертирующий усилитель (ИУ) (с переменным коэффициентом передачи) 4, который может быть использован как инвертор (с коэффициентом передачи, равным единице), либо как второй компаратор. Отрицательные обратные связи, показанные пунктиром, используются для питания датчиков в зависимости от их типов и схем включения в ИЦ 1.In FIG. 1 shows a generalized block diagram of the CIRP with a measuring circuit (IC) of the primary transducer (sensor). The measuring circuit (IC) 1 has one of the switching circuits: bridge or in the form of a voltage divider (from resistors or capacitors, capacitors with resistors). The CHIRP includes an integrator (INT) 2, a comparator (comparator) 3 (SU) and an inverting amplifier (IU) (with a variable transmission coefficient) 4, which can be used as an inverter (with a transmission coefficient equal to unity), or as second comparator. The negative feedbacks shown by the dotted line are used to power the sensors, depending on their types and switching schemes in IC 1.

Анализ обобщенной структурной схемы и известных схемотехнических решений показал, что возможно создание универсального модуля ЧИРП с определенным, оптимальным набором элементов и связей между ними, на основе которого могут быть реализованы различные электрические схемы ЧИРП для резистивных и емкостных датчиков физических величин.The analysis of the generalized block diagram and the known circuitry solutions showed that it is possible to create a universal module of the frequency converter with a specific, optimal set of elements and the connections between them, on the basis of which various electric circuits of the frequency converter for resistive and capacitive sensors of physical quantities can be implemented.

На фиг. 2 показан предлагаемый универсальный модуль частотного интегрирующего развертывающего преобразователя для датчиков физических величин. Он содержит корпус 5, электрические контактные выводы 6, вмонтированные в корпус. Операционные усилители, резисторы и конденсаторы установлены внутри корпуса 5.In FIG. 2 shows the proposed universal module of the frequency integrating scatter transducer for sensors of physical quantities. It contains a housing 5, electrical contact terminals 6, mounted in the housing. Operational amplifiers, resistors and capacitors are installed inside the housing 5.

Электрическая схема предлагаемого универсального модуля частотного интегрирующего развертывающего преобразователя (универсальный модуль) для датчиков физических величин изображена на фиг. 3. Первый электрический контактный вывод 7 соединен через первый резистор 8 (R1) (к примеру R1=10 кОм), с инвертирующим входом 9 первого операционного усилителя 10 (ОУ1), второй вход 11 которого соединен со вторым электрическим контактным выводом 12. Третий электрический контактный вывод 13 соединен через второй резистор 14 (R2) (к примеру, R2=500 кОм) с инвертирующим входом 9 первого операционного усилителя 10 (ОУ1). Четвертый электрический контактный вывод 15 соединен с неинвертирующим входом 16 второго операционного усилителя 17 (ОУ2). Пятый электрический контактный вывод 18 соединен с инвертирующим входом 19 третьего операционного усилителя 20 (ОУ3). Шестой электрический контактный вывод 21 соединен с неинвертирующим входом 22 третьего операционного усилителя 20. Седьмой электрический вывод 23 соединен с электрическими выводами 24, 25 и 26 минуса электрического питания первого 10 (ОУ1), второго 17 (ОУ2) и третьего 20 (ОУ3) операционных усилителей. Восьмой электрический контактный вывод 27 соединен с выходом 28 первого операционного усилителя 10 (ОУ1). Девятый электрический контактный вывод 29 соединен с инвертирующим входом 9 первого операционного усилителя 10 (ОУ1). Десятый электрический контактный вывод 30 соединен с выходом 31 второго операционного усилителя 17 (ОУ2). Одиннадцатый электрический контактный вывод 32 соединен с выходом 33 третьего операционного усилителя 20 (ОУ3), а двенадцатый электрический контактный вывод 34 соединен с электрическими выводами 35, 36 и 37 плюса электрического питания первого 10 (ОУ1), второго 17 (ОУ2) и третьего 20 (ОУ3) операционных усилителей. Инвертирующий вход 9 первого операционного усилителя 10 (ОУ1) соединен через первый конденсатор 38 (С1) (к примеру, С1=20 пФ) с выходом 28 первого операционного усилителя 10 (ОУ1), с инвертирующим входом 39 второго операционного усилителя 17 (ОУ2) и с восьмым электрическим контактным выводом 27, а также соединен непосредственно с девятым электрическим контактным выводом 29, который через второй конденсатор 39 (С2) (к примеру, С2=5 пФ) соединен с выходом 31 второго операционного усилителя 17 (ОУ2) и с десятым электрическим контактным выводом 30, соединенным через третий резистор 40 (R3) (к примеру, R3=10 кОм) с инвертирующим входом 19 третьего операционного усилителя 20 (ОУ3). Выход 33 третьего операционного усилителя 20 (ОУ3) через четвертый резистор 41 (R4) (к примеру, R4=10 кОм) соединен с инвертирующим входом 19 этого же операционного усилителя 20 (ОУ3). При этом три перечисленных операционных усилителя 10, 17 и 20 (ОУ1, ОУ2, ОУ3), четыре резистора 8, 14, 40, 41 (R1-R4) и два конденсатора 38, 39 (C1, С2) с установленными между ними электрическими соединениями (связями) размещены и выполнены внутри герметичного корпуса 5. Причем электрическое сопротивление второго резистора 14 (R2) равно отношению:The electric circuit of the proposed universal module of the frequency integrating deploying converter (universal module) for sensors of physical quantities is shown in FIG. 3. The first electrical contact terminal 7 is connected through the first resistor 8 (R1) (for example, R1 = 10 kOhm), with the inverting input 9 of the first operational amplifier 10 (OS1), the second input 11 of which is connected to the second electrical contact terminal 12. The third electrical pin 13 is connected through a second resistor 14 (R2) (for example, R2 = 500 kOhm) with an inverting input 9 of the first operational amplifier 10 (OS1). The fourth electrical contact terminal 15 is connected to a non-inverting input 16 of the second operational amplifier 17 (OS2). The fifth electrical contact terminal 18 is connected to the inverting input 19 of the third operational amplifier 20 (OS3). The sixth electrical terminal 21 is connected to the non-inverting input 22 of the third operational amplifier 20. The seventh electrical terminal 23 is connected to the electrical terminals 24, 25 and 26 of the minus electrical power of the first 10 (OU1), second 17 (OU2) and the third 20 (OU3) operational amplifiers . The eighth electrical contact terminal 27 is connected to the output 28 of the first operational amplifier 10 (OS1). The ninth electrical contact terminal 29 is connected to the inverting input 9 of the first operational amplifier 10 (OS1). The tenth electrical contact terminal 30 is connected to the output 31 of the second operational amplifier 17 (OS2). The eleventh electrical contact terminal 32 is connected to the output 33 of the third operational amplifier 20 (OS3), and the twelfth electrical contact terminal 34 is connected to the electrical terminals 35, 36 and 37 of the plus electric power supply of the first 10 (OS1), the second 17 (OS2) and the third 20 ( OU3) operational amplifiers. The inverting input 9 of the first operational amplifier 10 (OS1) is connected through the first capacitor 38 (C1) (for example, C1 = 20 pF) to the output 28 of the first operational amplifier 10 (OS1), with the inverting input 39 of the second operational amplifier 17 (OS2) and with the eighth electrical terminal 27, and is also directly connected to the ninth electrical terminal 29, which is connected through the second capacitor 39 (C2) (e.g. C2 = 5 pF) to the output 31 of the second operational amplifier 17 (O2) and to the tenth electrical terminal 30 connected via t a third resistor 40 (R3) (for example, R3 = 10 kOhm) with an inverting input 19 of the third operational amplifier 20 (OU3). The output 33 of the third operational amplifier 20 (OS3) through the fourth resistor 41 (R4) (for example, R4 = 10 kOhm) is connected to the inverting input 19 of the same operational amplifier 20 (OS3). At the same time, the three listed operational amplifiers 10, 17 and 20 (ОУ1, ОУ2, ОУ3), four resistors 8, 14, 40, 41 (R1-R4) and two capacitors 38, 39 (C1, С2) with electrical connections between them (connections) are placed and made inside the sealed housing 5. Moreover, the electrical resistance of the second resistor 14 (R2) is equal to the ratio:

Figure 00000002
Figure 00000002

или превышает это отношение, но не более чем в 9 раз, где R1 - электрическое сопротивление первого резистора 8 (R1), εном - номинальный разбаланс измерительной цепи (в относительных единицах, обычно равен 0,01) при номинальном значении измеряемого параметра физической величины.or exceeds this ratio, but no more than 9 times, where R1 is the electrical resistance of the first resistor 8 (R1), ε nom is the nominal imbalance of the measuring circuit (in relative units, usually equal to 0.01) at the nominal value of the measured parameter of the physical quantity .

Электрическая емкость второго конденсатора 39 (С2) равна половине (0,5) емкости первого конденсатора 38 (С1) или меньше, но не менее одной десятой (0,1) емкости первого конденсатора 38 C1 (не менее 0,1 C1).The electric capacitance of the second capacitor 39 (C2) is equal to half (0.5) of the capacitance of the first capacitor 38 (C1) or less, but not less than one tenth (0.1) of the capacitance of the first capacitor 38 C1 (not less than 0.1 C1).

Электрические сопротивления резисторов 40 (R3) и 41 (R4) определяют коэффициент передачи инвертирующего усилителя на операционном усилителе 20 (ОУ3), который (для примера) равен 1 при R3=R4.The electrical resistance of the resistors 40 (R3) and 41 (R4) determine the transfer coefficient of the inverting amplifier on the operational amplifier 20 (OU3), which (for example) is 1 at R3 = R4.

В большинстве случаев практического применения универсального модуля с резистивными датчиками, собранными по мостовой схеме включения, номинальная величина разбаланса измерительной цепи (тензомоста) εном не превышает ±0,01 (εном≤±0,01). Для того чтобы частота выходного сигнала изменялась от заданного среднего значения

Figure 00000003
(при ε=0) в одну и другую стороны
Figure 00000004
при отрицательном и положительном разбалансе тензомоста (±ε), необходимо выполнение соотношения
Figure 00000005
. Это соотношение определяет нижнюю границу частотного диапазона при отрицательном разбалансе тензомоста. Если же это соотношение не выполняется, то нижняя граница частотного диапазона будет усеченной и
Figure 00000006
не будет соответствовать -ε. Верхняя граница частотного диапазона, с учетом максимального положительного разбаланса тензомоста +ε, ограничена амплитудно-частотной характеристикой операционных усилителей (обычно максимальная частота
Figure 00000007
кГц, а начальная частота
Figure 00000008
при этом должна быть равной не более половины
Figure 00000009
). К примеру, сопротивление резистора 14 (R2) должно быть в 50 раз больше сопротивления резистора 8 (R1) при разбалансе тензомоста εном=0,01. (При R1=10 кОм, R2=500 кОм).In most cases of practical application of a universal module with resistive sensors assembled according to a bridge switching circuit, the nominal value of the imbalance of the measuring circuit (strain bridge) ε nom does not exceed ± 0.01 (ε nom ≤ ± 0.01). In order for the frequency of the output signal to change from a given average value
Figure 00000003
(at ε = 0) in one and the other direction
Figure 00000004
with a negative and positive imbalance of the strain bridge (± ε), it is necessary to fulfill the relation
Figure 00000005
. This ratio determines the lower boundary of the frequency range with a negative imbalance of the tensor bridge. If this relation is not satisfied, then the lower boundary of the frequency range will be truncated and
Figure 00000006
will not match -ε. The upper limit of the frequency range, taking into account the maximum positive imbalance of the strain bridge + ε, is limited by the amplitude-frequency characteristic of the operational amplifiers (usually the maximum frequency
Figure 00000007
kHz, and the initial frequency
Figure 00000008
at the same time should be equal to no more than half
Figure 00000009
) For example, the resistance of the resistor 14 (R2) should be 50 times greater than the resistance of the resistor 8 (R1) when the strain bridge is unbalanced ε nom = 0.01. (With R1 = 10 kOhm, R2 = 500 kOhm).

Следует отметить, что резистор 14 (R2) используется при подключении универсального модуля к дифференциальному тензорезистивному (емкостному) датчику, собранному по мостовой схеме включения, и служит для задания начальной частоты

Figure 00000010
выходного сигнала при нулевом разбалансе тензомоста (при ε=0) или при равенстве емкостей емкостного делителя измерительной цепи.It should be noted that the resistor 14 (R2) is used when connecting the universal module to a differential strain gauge (capacitive) sensor, assembled according to the bridge switching circuit, and serves to set the initial frequency
Figure 00000010
output signal at zero imbalance of the strain gage (at ε = 0) or with equal capacitance of the capacitive divider of the measuring circuit.

Соотношение емкостей конденсаторов С1 и С2 определяет величину скачка амплитуды выходного напряжения интегратора при смене полярности выходного сигнала универсального модуля (с -U0 на +U0). При

Figure 00000011
величина скачка амплитуды выходного напряжения интегратора равна 2U0. Если величина скачка амплитуды выходного напряжения интегратора будет больше, то операционный усилитель 10 (ОУ1) будет работать в режиме насыщения (ограничения сигнала по амплитуде) и увеличится погрешность нелинейности. Поэтому С2 должно быть
Figure 00000012
для устойчивой работы интегратора на операционном усилителе 10 (ОУ1). Наиболее оптимальное соотношение
Figure 00000013
, которое обеспечивает максимальную линейность преобразования. При увеличении емкости С2 (39) увеличивается чувствительность преобразователя, но уменьшается амплитуда выходного сигнала интегратора на операционном усилителе 10 (ОУ1), что может отрицательно сказываться на работе компаратора на операционном усилителе 17 (ОУ2). В общем случае отношение
Figure 00000014
должно быть в интервале от 2 до 10. То есть, электрическая емкость второго конденсатора 39 (С2) должна быть равна половине (0,5) емкости первого конденсатора 38 (С1) или меньше, но не менее одной десятой (0,1) емкости первого конденсатора 38 С1 (не менее 0,1 С1).The ratio of capacitances of capacitors C1 and C2 determines the magnitude of the jump in the amplitude of the output voltage of the integrator when changing the polarity of the output signal of the universal module (from -U 0 to + U 0 ). At
Figure 00000011
the magnitude of the jump in the amplitude of the output voltage of the integrator is 2U 0 . If the magnitude of the jump in the amplitude of the output voltage of the integrator is greater, then the operational amplifier 10 (OS1) will operate in saturation mode (signal limit by amplitude) and the nonlinearity error will increase. Therefore, C2 should be
Figure 00000012
for stable operation of the integrator on the operational amplifier 10 (OU1). The most optimal ratio
Figure 00000013
which provides maximum linearity of the transformation. With an increase in capacitance C2 (39), the sensitivity of the converter increases, but the amplitude of the output signal of the integrator on the operational amplifier 10 (OU1) decreases, which can adversely affect the operation of the comparator on the operational amplifier 17 (OU2). In general, the ratio
Figure 00000014
should be in the range from 2 to 10. That is, the electric capacitance of the second capacitor 39 (C2) should be equal to half (0.5) of the capacitance of the first capacitor 38 (C1) or less, but not less than one tenth (0.1) of the capacitance the first capacitor 38 C1 (not less than 0.1 C1).

В универсальном модуле для датчиков физических величин (фиг. 3) образован интегратор, собранный на операционном усилителе 10 (ОУ1) с конденсатором 38 (к примеру, С1=20 пФ) в отрицательной обратной связи, резисторами 8 и 14 (к примеру, R1=10 кОм и R2=500 кОм) с дозирующей емкостью 39 (к примеру, С2=5 пФ), включенной между инвертирующим входом 9 интегратора и выходом 31 компаратора, собранного на операционном усилителе 17 (ОУ 2); инвертирующий усилитель на операционном усилителе 20 (ОУ 3) с коэффициентом передачи, задаваемым отношением сопротивлений резисторов 40 и 41 (R4/R3) (к примеру, R4=R3=10 кОм). Электрическое питание универсального модуля осуществляется от двухполярного источника постоянного напряжения +U и -U (в диапазоне от 5 до 15В). В зависимости от схем подключения измерительной цепи (ИЦ) с датчиком физических величин и задания необходимых параметров диапазона изменения частоты выходного сигнала и чувствительности ЧИРП возможно подключение навесных элементов к электрическим контактным выводам универсального модуля с целью изменения номиналов конденсаторов 38, 39 (C1, С2) и резисторов 8, 14, 41 (R1, R2 и R4).In the universal module for physical quantity sensors (Fig. 3), an integrator is formed, assembled on an operational amplifier 10 (OS1) with a capacitor 38 (for example, C1 = 20 pF) in negative feedback, resistors 8 and 14 (for example, R1 = 10 kOhm and R2 = 500 kOhm) with a metering capacity of 39 (for example, C2 = 5 pF), connected between the inverting input 9 of the integrator and the output 31 of the comparator assembled on an operational amplifier 17 (OS 2); an inverting amplifier on an operational amplifier 20 (OS 3) with a transmission coefficient specified by the ratio of the resistances of the resistors 40 and 41 (R4 / R3) (for example, R4 = R3 = 10 kOhm). The universal module is powered by a bipolar DC voltage source + U and -U (in the range from 5 to 15V). Depending on the connection schemes of the measuring circuit (IC) with a physical quantity sensor and setting the necessary parameters for the range of the output signal frequency and sensitivity of the TIGI, it is possible to connect the mounted elements to the electrical contact terminals of the universal module in order to change the values of the capacitors 38, 39 (C1, C2) and resistors 8, 14, 41 (R1, R2, and R4).

На фиг. 4 представлена схема подключения универсального модуля к резистивному датчику температуры 42 (R7) через дополнительный резистор 43 (к примеру, R6=200 кОм, который может быть и больше). Следует отметить, что чем выше номинал данного резистора R6 (на несколько порядков выше сопротивления датчика R7), тем меньше погрешность нелинейности. Дополнительно к модулю подключены навесные элементы: конденсатор 44 (к примеру, С3=30 пФ, параллельно конденсатору С1=20 пФ) и резистор 45 (к примеру, R5=10 кОм, параллельно R4=10 кОм). На фиг. 5 показаны временные диаграммы, иллюстрирующие работу данной схемы. Верхняя строка временных диаграмм отражает форму сигнала на выходе интегратора, а вторая и третья - формы сигналов на выходе операционных усилителей 17 (ОУ2) и 20 (ОУ3), соответственно.In FIG. 4 shows the connection diagram of a universal module to a resistive temperature sensor 42 (R7) through an additional resistor 43 (for example, R6 = 200 kOhm, which can be more). It should be noted that the higher the value of this resistor R6 (several orders of magnitude higher than the resistance of the sensor R7), the smaller the non-linearity error. In addition to the module, attachments are connected: a capacitor 44 (for example, C3 = 30 pF, parallel to the capacitor C1 = 20 pF) and a resistor 45 (for example, R5 = 10 kOhm, parallel to R4 = 10 kOhm). In FIG. 5 shows timing diagrams illustrating the operation of this circuit. The upper line of the time diagrams reflects the waveform at the output of the integrator, and the second and third - waveforms at the output of the operational amplifiers 17 (OU2) and 20 (OU3), respectively.

Функция преобразования для данной схемы включения:Conversion function for this switching circuit:

Figure 00000015
Figure 00000015

Параллельно резистору 41 (R4) универсального модуля (см. фиг. 4) подключен навесной резистор 45 (R5) (к примеру, того же номинала, что и R4=10 кОм), в связи с чем напряжение на выходе инвертирующего усилителя 20 (ОУ 3), подаваемое на измерительную цепь из резисторов 42, 43 (R6, R7), равно половине напряжения с выхода компаратора 17 (ОУ 2) и в формуле (3) нужно считать сопротивление R4 как параллельное соединение R4||R5. К конденсатору 38 (С1) также подключен параллельно конденсатор 44 (к примеру, С3=30 пФ) и аналогично нужно считать C1 в формуле (3) как С1||С3 (С1||С3=50 пФ). При условии, что R6>>R1 (на несколько порядков), формулу (3) можно записать:In parallel with resistor 41 (R4) of the universal module (see Fig. 4), a mounted resistor 45 (R5) is connected (for example, of the same rating as R4 = 10 kOhm), and therefore the voltage at the output of the inverting amplifier 20 (op-amp 3) supplied to the measuring circuit from resistors 42, 43 (R6, R7), is equal to half the voltage from the output of the comparator 17 (OS 2) and in formula (3) it is necessary to consider the resistance R4 as a parallel connection R4 || R5. A capacitor 44 is also connected in parallel to the capacitor 38 (C1) (for example, C3 = 30 pF) and similarly, C1 should be considered in formula (3) as C1 || C3 (C1 || C3 = 50 pF). Provided that R6 >> R1 (by several orders of magnitude), formula (3) can be written:

Figure 00000016
Figure 00000016

где

Figure 00000017
- частота выходного сигнала ЧИРП, а K - коэффициент преобразования, имеющий размерность [1/Ом⋅с] и определяемый соотношением:Where
Figure 00000017
is the frequency of the CHIRP output signal, and K is the conversion coefficient having the dimension [1 / Ohm⋅s] and determined by the ratio:

Figure 00000018
Figure 00000018

Таким образом, подбирая номиналы резисторов и конденсаторов в функции преобразования (3), можно получить необходимые параметры выходного сигнала ЧИРП для разных типов датчиков в заданном диапазоне измеряемых температур.Thus, choosing the values of resistors and capacitors in the conversion function (3), it is possible to obtain the necessary parameters of the output signal of the chirp for different types of sensors in a given range of measured temperatures.

На фиг. 6 показан график изменения частоты

Figure 00000019
выходного сигнала (Гц) в зависимости от изменения сопротивления резистора 42 (R7) датчика температуры в диапазоне от 200 Ом до 1 кОм (при указанных номиналах элементов схемы ЧИРП).In FIG. 6 shows a graph of frequency changes
Figure 00000019
the output signal (Hz) depending on the change in the resistance of the temperature sensor resistor 42 (R7) in the range from 200 Ohms to 1 kOhm (at the indicated values of the elements of the CHIRP circuit).

Следующая схема подключения универсального модуля, представлена фиг. 7. Она предназначена для измерения давления с помощью резистивных тензодатчиков, собранных по мостовой схеме включения измерительной цепи. На фиг. 8 показаны временные диаграммы сигналов на выходах интегратора (28, 27), компаратора (31, 30) и инвертирующего усилителя (33, 32), иллюстрирующие работу универсального модуля в данной схеме.The following wiring diagram for the universal module is shown in FIG. 7. It is designed to measure pressure using resistive strain gauges assembled according to the bridge circuit of the measuring circuit. In FIG. Figure 8 shows the timing diagrams of the signals at the outputs of the integrator (28, 27), the comparator (31, 30) and the inverting amplifier (33, 32), illustrating the operation of the universal module in this circuit.

Питание тензомоста (фиг. 7) из резисторов 46 (R5), 47 (R6), 48 (R7) и 49 (R8) осуществляется двухполярным сигналом прямоугольной формы типа «меандр» с выхода 31 компаратора на операционном усилителе 17 (ОУ2). Инвертирующий усилитель на операционном усилителе 20 (ОУ3) в данной схеме можно использовать как дополнительный, выходной сигнал которого инвертирован по отношению к сигналу с выхода 31. Дополнительный навесной резистор 50 (R9) подключен последовательно к резистору 8 (R1) интегратора на операционном усилителе 10 (ОУ1), а конденсатор 51 (С3) - параллельно конденсатору 39 (параллельно дозирующей емкости конденсатора С2).The tensor bridge (Fig. 7) is powered from resistors 46 (R5), 47 (R6), 48 (R7) and 49 (R8) by a bipolar square wave signal of the meander type from the output of 31 comparators on operational amplifier 17 (OU2). The inverting amplifier on the operational amplifier 20 (ОУ3) in this circuit can be used as an additional one, the output signal of which is inverted with respect to the signal from the output 31. An additional mounted resistor 50 (R9) is connected in series to the integrator resistor 8 (R1) on the operational amplifier 10 ( ОУ1), and the capacitor 51 (С3) is parallel to the capacitor 39 (parallel to the dosing capacity of the capacitor C2).

Функция преобразования данной схемы ЧИРП (фиг. 7):The conversion function of this scheme CHIRP (Fig. 7):

Figure 00000020
Figure 00000020

где:

Figure 00000017
- частота выходного сигнала ЧИРП (Гц); ε=ΔR/R - относительное изменение сопротивления тензомоста (из резисторов 46-49); Rи - электрическое сопротивление интегратора (Rи = R1 + R9, Ом); Сд - емкость дозирующего конденсатора (Сд = С2 + С3, пФ). К примеру, Rи = R1 + R9 = 100 кОм + 10 кОм = 110 кОм; Сд = С2 + С3=5 пФ + 5 пФ = 10 пФ, а формулу (6) можно записать какWhere:
Figure 00000017
- frequency of the output signal CHIRP (Hz); ε = ΔR / R is the relative change in the resistance of the strain gage (from resistors 46-49); R and - electrical resistance of the integrator (R and = R1 + R9, Ohm); C d is the capacity of the metering capacitor (C d = C2 + C3, pF). For example, R and = R1 + R9 = 100 kOhm + 10 kOhm = 110 kOhm; C d = C2 + C3 = 5 pF + 5 pF = 10 pF, and formula (6) can be written as

Figure 00000021
Figure 00000021

При разбалансе тензомоста ε=(0,0014÷0,01) с указанными выше параметрами (для схемы фиг. 7), график изменения частоты выходного сигнала ЧИРП имеет вид, представленный на фиг. 9.When the strain bridge is unbalanced ε = (0.0014 ÷ 0.01) with the above parameters (for the circuit of FIG. 7), the graph of the frequency variation of the output signal of the TIGI has the form shown in FIG. 9.

Однако следует заметить, что данную схему (фиг. 7) можно использовать только при одностороннем разбалансе тензомоста, а при стремлении разбаланса к нулевому уровню частота выходного сигнала также стремится к нулю и схема перестает работать. К тому же, данная схема не учитывает влияние изменения температуры окружающей среды на погрешность преобразования. Поэтому данную схему включения можно применять для измерения абсолютного давления при нормальных условиях окружающей среды (например, при комнатной температуре).However, it should be noted that this circuit (Fig. 7) can be used only with one-sided unbalance of the strain gage, and when the imbalance tends to zero, the frequency of the output signal also tends to zero and the circuit stops working. In addition, this scheme does not take into account the effect of changes in ambient temperature on the conversion error. Therefore, this switching circuit can be used to measure absolute pressure under normal environmental conditions (for example, at room temperature).

Для измерения дифференциального давления в более широком диапазоне температур рекомендуется использовать схему подключения универсльного модуля к измерительной цепи с резистивным датчиком дифференциального давления, представленную на фиг. 10. На фиг. 11 показаны временные диаграммы сигналов на выходах интегратора (28), компаратора (31) и инвертирующего усилителя (33), а также частота выходного сигнала (при выбранных параметрах элементов).In order to measure differential pressure over a wider temperature range, it is recommended to use the scheme for connecting a universal module to a measuring circuit with a resistive differential pressure sensor, shown in FIG. 10. In FIG. 11 shows timing diagrams of signals at the outputs of an integrator (28), a comparator (31) and an inverting amplifier (33), as well as the frequency of the output signal (with selected parameters of the elements).

Измерительная цепь данной схемы (фиг. 10) содержит тензометрический мост из резисторов 52-55 (R5-R8) и резисторов 56 и 57 (R9 и R10), включенных последовательно с диагональю питания тензомоста к выходу 31 компаратора на ОУ2. Дополнительные навесные элементы - конденсаторы 58 (С3) и 59 (С4) (к примеру, С3=60 пФ и С4=25 пФ), включенные параллельно конденсаторам С1 и С2 универсального модуля, и резисторы 60 и 61 (R11 и R12) (к примеру R11=90 кОм и R12=800 кОм), включенные последовательно с резисторами 8 и 14 (R1 и R2) интегратора на ОУ1, соответственно.The measuring circuit of this circuit (Fig. 10) contains a strain gauge bridge of resistors 52-55 (R5-R8) and resistors 56 and 57 (R9 and R10), connected in series with the diagonal of the strain bridge supply to the output 31 of the comparator on OS2. Additional attachments - capacitors 58 (C3) and 59 (C4) (for example, C3 = 60 pF and C4 = 25 pF), connected in parallel to the capacitors C1 and C2 of the universal module, and resistors 60 and 61 (R11 and R12) (to For example, R11 = 90 kOhm and R12 = 800 kOhm), connected in series with resistors 8 and 14 (R1 and R2) of the integrator on OS1, respectively.

На фиг. 11 представлен график зависимости частоты выходного сигнала схемы (фиг. 10) от разбаланса тензомоста в диапазоне ε=(-0,01÷0,01) при выбранных параметрах элементов. Функция преобразования описываемой схемы включения в общем виде имеет вид:In FIG. 11 is a graph of the dependence of the frequency of the output signal of the circuit (Fig. 10) on the imbalance of the strain bridge in the range ε = (- 0.01 ÷ 0.01) for the selected parameters of the elements. The conversion function of the described switching circuit in general is:

Figure 00000022
Figure 00000022

где

Figure 00000017
- частота выходного сигнала (Гц); εR=ΔR/R - разбаланс тензомоста; R - сопротивление тензомоста (к примеру, R=700 Ом); Rи - сопротивление интегратора (к примеру, Rи = R11 + R1=90 кОм + 10 кОм=100 кОм); R0 - дополнительное электрическое сопротивление интегратора для задания начальной частоты выходного сигнала при нулевом разбалансе тензомоста (к примеру, R0 = R12 + R2 = 800 кОм + 500 кОм = 1,3 МОм); m=R9/R; n=R10/R (к примеру, R9=R10=700 Ом); Сд - емкость дозирующего конденсатора (к примеру, Сд=С2+С4=5 пФ + 25 пФ = 30 пФ).Where
Figure 00000017
- frequency of the output signal (Hz); ε R = ΔR / R - strain bridge imbalance; R is the resistance of the strain bridge (for example, R = 700 Ohms); R and - the resistance of the integrator (for example, R and = R11 + R1 = 90 kOhm + 10 kOhm = 100 kOhm); R 0 is the additional electrical resistance of the integrator to set the initial frequency of the output signal at zero imbalance of the strain bridge (for example, R0 = R12 + R2 = 800 kOhm + 500 kOhm = 1.3 MOhm); m is R9 / R; n = R10 / R (e.g., R9 = R10 = 700 Ohms); C d is the capacitance of the metering capacitor (for example, C d = C2 + C4 = 5 pF + 25 pF = 30 pF).

Из выражения (8) видно, что при нулевом разбалансе тензомоста (εR=0) и равенстве сопротивлений дополнительных резисторов R9 и R10 (n=m) начальная частота

Figure 00000023
выходного сигнала преобразователя может задаваться с помощью величин емкости дозирующего конденсатора Сд и сопротивления R0 интегратора и равнаFrom the expression (8) it can be seen that with zero imbalance of the tensor bridge (ε R = 0) and equality of the resistances of the additional resistors R9 and R10 (n = m), the initial frequency
Figure 00000023
the output signal of the converter can be set using the values of the capacitance of the metering capacitor C d and the resistance R 0 of the integrator and is equal to

Figure 00000024
Figure 00000024

а девиация частоты выходного сигналаand the deviation of the frequency of the output signal

Figure 00000025
Figure 00000025

Тогда формулу (8) можно представить в видеThen formula (8) can be represented as

Figure 00000026
Figure 00000026

На фиг. 12 представлена зависимость частоты выходного сигнала от разбаланса тензомоста. Частота изменяется в диапазоне от 2,5 кГц до 7,5 кГц при разбалансе тензомоста ε=(-0,01÷0,01) и равна 5 кГц при нулевом разбалансе тензомоста, когда R5=R6=R7=R8=R=700 Ом.In FIG. 12 shows the dependence of the frequency of the output signal on the imbalance of the strain gage. The frequency varies in the range from 2.5 kHz to 7.5 kHz with the strain gage unbalance ε = (- 0.01 ÷ 0.01) and equal to 5 kHz with zero strain gage imbalance, when R5 = R6 = R7 = R8 = R = 700 Ohm.

Соотношение резисторов R0 и Rи можно определить из условия равенства выражений (9) и (10), учитывая при этом (11) и, что m может принимать значения 0, 1, 2, 3 и т.д. (кратное сопротивлению тензомоста):The ratio of resistors R and R 0 and can be determined from the condition that expression (9) and (10), taking into account (11) and that m may take the values 0, 1, 2, 3, etc. (multiple of the resistance of the strain bridge):

Figure 00000027
Figure 00000027

откуда видно, что при разбалансе тензомоста ε=0,01 и m изменяющейся от 0 до 4-х, R0 должно быть в 50÷450 раз больше Rи. То есть электрическое сопротивление R0 соответствует отношении:

Figure 00000028
, или превышает его, но не более чем в 9 раз.from which it can be seen that when the strain bridge is unbalanced ε = 0.01 and m varies from 0 to 4, R 0 should be 50 ÷ 450 times greater than R and . That is, the electrical resistance R 0 corresponds to the ratio:
Figure 00000028
, or exceeds it, but not more than 9 times.

Следует подчеркнуть, что в данном случае резистор 14 (R2) универсального модуля использован совместно с резистором 71 (R10) для задания начальной частоты

Figure 00000023
выходного сигнала при нулевом разбалансе тензомоста (при ε=0). На фиг. 13 представлен график зависимостей частоты выходного сигнала
Figure 00000029
от разбаланса тензомоста ε для различных соотношений R0 и Rи, который наглядно показывает, что только при определенном соотношении
Figure 00000030
возможно получение соответствия частоты
Figure 00000031
выходного сигнала разбалансу тензомоста ε, как при положительном, так и при отрицательном его значении (±ε).It should be emphasized that in this case, the resistor 14 (R2) of the universal module is used together with the resistor 71 (R10) to set the initial frequency
Figure 00000023
output signal at zero unbalance of the strain bridge (at ε = 0). In FIG. 13 is a graph of output frequency dependencies
Figure 00000029
from the imbalance of the tensor bridge ε for various ratios R 0 and R and , which clearly shows that only with a certain ratio
Figure 00000030
frequency matching possible
Figure 00000031
the output signal to the unbalance of the tensor bridge ε, both with positive and negative values (± ε).

Универсальный модуль может работать не только с резистивными датчиками, но и с емкостными.The universal module can work not only with resistive sensors, but also with capacitive ones.

На фиг. 14 представлена схема подключения универсального модуля к емкостному датчику перемещения в виде конденсатора 62 (С3), который функционально связан с измеряемой величиной (перемещением). В этой схеме включения имеется емкостной мост из конденсаторов 62-66 (С3-С6). Каждый из этих конденсаторов емкостного моста может быть функционально связан с измеряемой физической величиной. К двум противоположным плечам емкостного моста подключены постоянные резисторы 67 и 68 (R5 и R6). Питание емкостного моста также осуществляется двухполярным электрическим напряжением типа «меандр» ±U0 с выхода 31 компаратора на операционном усилителе 17 (ОУ2). В диагональ питания емкостного моста включены дополнительные резисторы 69 (R7) и 70 (R8), а к инвертирующему входу интегратора на операционном усилителе 10 (ОУ1) подключен последовательно резистору 14 (R2) (входящему в универсальный модуль) добавочный резистор 71 (R10) для задания начальной частоты при нулевом разбалансе моста, так же подключен последовательно резистору 8 (R1) (входящему в универсальный модуль) добавочный резистор 72 (R9) (сопротивление интегратора Rи=R1+R9). Имеются дополнительные конденсаторы 73 (С7) и 74 (С8), подключенные параллельно конденсаторам 38 (C1) и 39 (С2) соответственно.In FIG. 14 shows a diagram of connecting a universal module to a capacitive displacement sensor in the form of a capacitor 62 (C3), which is functionally related to the measured value (displacement). In this switching circuit, there is a capacitive bridge of capacitors 62-66 (C3-C6). Each of these capacitor bridge capacitors can be functionally associated with a measured physical quantity. Permanent resistors 67 and 68 (R5 and R6) are connected to the two opposite shoulders of the capacitive bridge. The capacitive bridge is also supplied with bipolar electric voltage of the meander type ± U 0 from output 31 of the comparator on operational amplifier 17 (OU2). Additional resistors 69 (R7) and 70 (R8) are included in the power supply diagonal of the capacitive bridge, and an additional resistor 71 (R10) is connected in series to the inverting input of the integrator on the operational amplifier 10 (ОУ1) in series with the resistor 14 (R2) (included in the universal module) setting the initial frequency at zero unbalance of the bridge, an additional resistor 72 (R9) (integrator resistance R and = R1 + R9) is also connected in series to resistor 8 (R1) (included in the universal module). There are additional capacitors 73 (C7) and 74 (C8) connected in parallel to the capacitors 38 (C1) and 39 (C2), respectively.

С помощью мостовой схемы (фиг. 14) изменение емкости конденсатора 62 (С3) преобразуется в напряжение, подаваемое на вход интегратора на операционном усилителе 10 (ОУ1). На выходе 32 универсального модуля генерируется сигнал прямоугольной формы типа «меандр» с частотой, пропорциональной измеряемому перемещению. Питание универсального модуля также осуществляется от двухполярного источника постоянного электрического напряжения, не требующего особой стабилизации, так как электрическое питание емкостного моста осуществляется напряжением с выхода 31 операционного усилителя 17 (ОУ2), амплитуда которого не влияет на частоту выходного сигнала универсального модуля.Using the bridge circuit (Fig. 14), the change in the capacitance of the capacitor 62 (C3) is converted to the voltage supplied to the input of the integrator on the operational amplifier 10 (OS1). At the output 32 of the universal module, a square wave signal of the meander type is generated with a frequency proportional to the measured displacement. The universal module is also powered by a bipolar source of constant electric voltage, which does not require special stabilization, since the capacitive bridge is electrically powered by the voltage from output 31 of the operational amplifier 17 (ОУ2), the amplitude of which does not affect the frequency of the output signal of the universal module.

В установившемся режиме работы с выхода компаратора на операционном усилителе 17 (ОУ2) следуют разнополярные импульсы амплитудой ±U0. Пусть в момент времени t0 произошла смена полярности выходного напряжения с -U0 на +U0. При этом напряжение на выходе интегратора на операционном усилителе 10 (ОУ1) обусловлено положительным «скачком» напряжения с одной из вершин измерительной диагонали емкостного моста, равнымIn the steady state operating mode, the output of the comparator on the operational amplifier 17 (OS2) is followed by bipolar pulses of amplitude ± U 0 . Let at the time t 0 there was a change in the polarity of the output voltage from -U 0 to + U 0 . In this case, the voltage at the output of the integrator on the operational amplifier 10 (OS1) is due to a positive "jump" in voltage from one of the vertices of the measuring diagonal of the capacitive bridge, equal to

Figure 00000032
Figure 00000032

где ε=ΔZ/Z - относительное изменение комплексного сопротивления Z емкостного моста при изменении перемещения, m=R7/Z и n=R8/Z - коэффициенты, равные отношению сопротивлений R7 и R8 к комплексному сопротивлению Z емкостного моста; и отрицательным "скачком" через конденсатор Сд=С2+С8, равнымwhere ε = ΔZ / Z is the relative change in the complex resistance Z of the capacitive bridge with a change in displacement, m = R7 / Z and n = R8 / Z are the coefficients equal to the ratio of the resistances R7 and R8 to the complex resistance Z of the capacitive bridge; and a negative “jump” through the capacitor C d = C2 + C8 equal to

Figure 00000033
Figure 00000033

(на фиг. 14 навесные конденсаторы С7 и С8 не показаны).(in Fig. 14 mounted capacitors C7 and C8 are not shown).

Напряжение питания емкостного моста Ucd при введенных дополнительных резисторах R7 и R8 будет определяться выражениемThe supply voltage of the capacitive bridge U cd with the introduced additional resistors R7 and R8 will be determined by the expression

Figure 00000034
Figure 00000034

где k=1+m+n.where k = 1 + m + n.

С учетом начальных условий имеем,Given the initial conditions, we have

Figure 00000035
Figure 00000035

Под действием напряжения разбаланса моста, равногоUnder the influence of the unbalance voltage of the bridge, equal to

Figure 00000036
Figure 00000036

и напряжения с резистора R0=R2+R10, равногоand voltage from the resistor R 0 = R2 + R10 equal to

Figure 00000037
Figure 00000037

напряжение на выходе интегратора на интервале от t0 до t1, который равен половине периода (Tк/2=t1-t0) колебаний выходного сигнала частотного преобразователя, будет увеличиваться до положительного порогового уровня компаратора на операционном усилителей ОУ2, равногоthe voltage at the output of the integrator in the interval from t 0 to t 1 , which is equal to half the period (T c / 2 = t 1 -t 0 ) of the oscillations of the output signal of the frequency converter, will increase to a positive threshold level of the comparator on the operational amplifiers ОУ2 equal to

Figure 00000038
Figure 00000038

В момент (t1) равенства порога срабатывания и напряжения на выходе интегратора вновь произойдет смена полярности выходного напряжения. При этом напряжение на выходе 31 интегратора будет равноAt the moment (t 1 ) the equality of the threshold and voltage at the output of the integrator will again change the polarity of the output voltage. The voltage at the output 31 of the integrator will be equal to

Figure 00000039
Figure 00000039

где Rи=R1+R9 и R0=R2+R10 - соответственно сопротивления входных резисторов интегратора на операционном усилителе ОУ1, Си=С1+С7 - емкость конденсатора в цепи отрицательной обратной связи интегратора, Тк - период колебаний выходного сигнала.where R and = R1 + R9 and R 0 = R2 + R10 are, respectively, the resistances of the input resistors of the integrator on the operational amplifier ОУ1, С and = С1 + С7 are the capacitance of the capacitor in the integrator’s negative feedback circuit, Т к is the oscillation period of the output signal.

Для момента равенства напряжений на выходе интегратора и порогового уровня компаратора справедливо выражение,For the moment of equal voltage at the output of the integrator and the threshold level of the comparator, the expression

Figure 00000040
Figure 00000040

Решая выражение (21) относительно периода следования импульсов выходного сигнала Тк, можно получить выражение для выходной частоты преобразователяSolving the expression (21) relative to the pulse repetition period of the output signal T to , we can obtain the expression for the output frequency of the Converter

Figure 00000041
Figure 00000041

Из выражения (22) видно, что при нулевом разбалансе моста (εZ=0) и равенстве сопротивлений дополнительных резисторов R7 и R8 (n=m) начальная частота

Figure 00000042
выходного сигнала преобразователя может задаваться с помощью величин емкости Сд=С2+С8 и сопротивления R0=R2+R10 и равнаFrom the expression (22) it can be seen that with zero bridge imbalance (ε Z = 0) and equal resistance of the additional resistors R7 and R8 (n = m), the initial frequency
Figure 00000042
the output signal of the converter can be set using the capacitance values C d = C2 + C8 and resistance R 0 = R2 + R10 and is equal to

Figure 00000043
Figure 00000043

При разбалансе моста в ту или другую сторону величина относительного изменения комплексного сопротивления плеч моста будет изменяться в зависимости от измеряемого перемещения в диапазоне от -0,01 до +0,01 (ε=0÷±0,01), и учитывая то, что эта величина значительно меньше единицы, можно определить девиацию частоты

Figure 00000044
выходного сигнала преобразователяIf the bridge is unbalanced in one direction or another, the relative change in the complex resistance of the bridge shoulders will vary depending on the measured displacement in the range from -0.01 to +0.01 (ε = 0 ÷ ± 0.01), and taking into account that this value is much less than unity, you can determine the frequency deviation
Figure 00000044
converter output

Figure 00000045
Figure 00000045

которая может задаваться и устанавливаться более точно с помощью дополнительных конденсаторов и резисторов.which can be set and set more accurately using additional capacitors and resistors.

Математическое моделирование устройства с учетом реально возможных значений параметров схемы и заданных диапазонов разбаланса моста позволило получить графическую зависимость выходного сигнала от изменения разбаланса моста. На фиг. 15 показана зависимость частоты выходного сигнала от разбаланса моста εz согласно выражению (22) в диапазоне от -0,01 до +0,01 (относительных единиц), без учета влияния температуры, при следующих параметрах схемы: емкость С3 в начальном состоянии равна 1870 пкФ, емкость постоянных конденсаторов С4, С5, С6 также равна 1870 пкФ; сопротивление двух резисторов R5, R6 в противоположных плечах моста равны 1 Мом; электрическое сопротивление интегратора Rи=R1+R9=50 кОм и R0=R2+R10=500 кОм; емкость конденсатора Си=С1+С7=200 пФ; емкость конденсатора Сд=С2+С8=40 пФ; сопротивление дополнительных резисторов R7=R8=2 кОм.Mathematical modeling of the device, taking into account the real possible values of the circuit parameters and the specified ranges of the bridge unbalance, made it possible to obtain a graphical dependence of the output signal on the change in the bridge unbalance. In FIG. Figure 15 shows the dependence of the frequency of the output signal on the imbalance of the bridge ε z according to expression (22) in the range from -0.01 to +0.01 (relative units), without taking into account the influence of temperature, with the following circuit parameters: capacitance C3 in the initial state is equal to 1870 pcF, the capacitance of the constant capacitors C4, C5, C6 is also equal to 1870 pcF; the resistance of the two resistors R5, R6 in the opposite shoulders of the bridge is 1 MΩ; the electrical resistance of the integrator R and = R1 + R9 = 50 kOhm and R 0 = R2 + R10 = 500 kOhm; capacitor capacitance C and = C1 + C7 = 200 pF; capacitor capacitance C d = C2 + C8 = 40 pF; resistance of additional resistors R7 = R8 = 2 kOhm.

Из графика на фиг. 15 видно, что частота

Figure 00000046
выходного сигнала от разбаланса моста изменяется от 11173 Гц при εZ=-0,01 до 11445 Гц при εZ=+0,01 и равна 11309 Гц при εR=0, носит линейный характер во всем диапазоне разбаланса (как в отрицательной, так и в положительной области). Схема, реализованная с использованием универсального модуля, работает при двухстороннем разбалансе моста (позволяет измерять перемещение в обе стороны от начальной точки).From the graph in FIG. 15 shows that the frequency
Figure 00000046
the output signal from the unbalance of the bridge varies from 11173 Hz at ε Z = -0.01 to 11445 Hz at ε Z = + 0.01 and is equal to 11309 Hz at ε R = 0, it is linear in the entire unbalance range (as in the negative, and in the positive area). The scheme, implemented using a universal module, works with two-sided unbalance of the bridge (allows you to measure the movement in both directions from the starting point).

На фиг. 16 изображена схема подключения универсального модуля к емкостному датчику влажности в виде конденсатора 73 (С4). В измерительную цепь датчика также входит конденсатор 74 (С3) и резистор 75 (R5). Конденсатор 76 (С5) - добавочная емкость к конденсатору 38 (С1) интегратора на операционном усилителе 10 (ОУ1). На фиг. 17 изображен график зависимости частоты выходного сигнала схемы, представленной на фиг. 16, от изменения значения емкости датчика (С4) в диапазоне от 100 до 101 пФ (при следующих параметрах элементов: С3=100 пФ; R5=10 кОм; С5=10 пФ).In FIG. 16 shows a connection diagram of a universal module to a capacitive humidity sensor in the form of a capacitor 73 (C4). The capacitor 74 (C3) and the resistor 75 (R5) are also included in the measuring circuit of the sensor. Capacitor 76 (C5) is the additional capacitance to the integrator capacitor 38 (C1) on the operational amplifier 10 (OU1). In FIG. 17 is a graph of the frequency of the output signal of the circuit shown in FIG. 16, from a change in the value of the capacitance of the sensor (C4) in the range from 100 to 101 pF (with the following parameters of the elements: C3 = 100 pF; R5 = 10 kOhm; C5 = 10 pF).

Функция преобразования такой схемы включения емкостного датчика в общем случае имеет вид:The conversion function of such a capacitive sensor switching circuit in the general case has the form:

Figure 00000047
Figure 00000047

где R0 - электрическое сопротивление входного резистора (R2 или R2 плюс внешнее добавочное электрическое сопротивление R6) интегратора на операционном усилителе 10 (ОУ1), служащее для задания начальной частоты

Figure 00000048
при равенстве емкостей C3=С4.where R 0 is the electrical resistance of the input resistor (R2 or R2 plus the external additional electrical resistance R6) of the integrator on the operational amplifier 10 (OS1), which serves to set the initial frequency
Figure 00000048
with equal capacitance C3 = C4.

Характерной особенностью всех описанных выше электрических схем является их инвариантность к изменению напряжения питания модуля (±Uпит.) и отсутствие жестких требований к стабильности емкости конденсатора 38 (С1) интегратора на ОУ1, так как она не входит в функции преобразования описанных схем.A characteristic feature of all the electrical circuits described above is that they are invariant to a change in module power voltage (± U and m.) And the absence of strict requirements for stability of the capacitance of the capacitor 38 (C1) to the integrator OU1, since it is not included in the described circuitry conversion function.

Таким образом, предлагаемый универсальный модуль частотного интегрирующего развертывающего преобразователя для датчиков физических величин, благодаря определенной совокупности элементов и связей между ними, обладает универсальностью и обеспечивает построение различных электрических схем ЧИРП для резистивных и емкостных датчиков. Он позволяет унифицировать электронную компонентную базу измерительных преобразователей на основе ЧИРП.Thus, the proposed universal module of the frequency integrating deploying transducer for sensors of physical quantities, thanks to a certain combination of elements and the connections between them, is versatile and provides the construction of various electrical circuits CHIRP for resistive and capacitive sensors. It allows you to unify the electronic component base of measuring transducers based on CHIRP.

С применением универсального модуля ЧИРП во многих случаях отпадает необходимость использования микропроцессоров и микропроцессорных систем, что позволяет снизить затраты, особенно на мелкосерийное производство. При этом могут быть получены достаточно высокие потребительские качества измерительных устройств.With the use of the universal CHIRP module, in many cases there is no need to use microprocessors and microprocessor systems, which can reduce costs, especially for small-scale production. In this case, quite high consumer qualities of measuring devices can be obtained.

Универсальный модуль частотного интегрирующего развертывающего преобразователя для датчиков физических величин может быть изготовлен в интегральном и гибридном исполнении с применением бескорпусных микромощных операционных усилителей.The universal module of the frequency integrating deploying converter for physical quantity sensors can be manufactured in integral and hybrid versions with the use of housing micropower operational amplifiers.

Предлагаемое устройство, по сравнению с прототипом, позволяет расширить функциональные возможности, повысить универсальность, упростить конструкцию, повысить эффективность реализации в задачах измерения физических величин (температуры, давления, влажности, силы и др.) резистивными и емкостными датчиками.The proposed device, in comparison with the prototype, allows you to expand the functionality, increase versatility, simplify the design, increase the implementation efficiency in the tasks of measuring physical quantities (temperature, pressure, humidity, strength, etc.) by resistive and capacitive sensors.

Предлагаемый универсальный модуль выгодно отличается от известных ранее и может найти широкое применение при создании вторичных частотных измерительных преобразователей, работающих совместно с датчиками физических величин (температуры, давления, влажности, силы и др.) резистивного и емкостного типов при реализации комплексных задач измерения в системах измерения, контроля и управления.The proposed universal module compares favorably with the previously known ones and can be widely used to create secondary frequency converters that work in conjunction with sensors of physical quantities (temperature, pressure, humidity, force, etc.) of resistive and capacitive types when implementing complex measurement tasks in measurement systems , control and management.

Универсальный модуль частотного интегрирующего развертывающего преобразователя для датчиков физических величин обеспечивает создание ряда вторичных измерительных преобразователей резистивных и емкостных датчиков с частотным выходным сигналом.A universal module of the frequency integrating deploying converter for physical quantity sensors provides the creation of a number of secondary measuring transducers of resistive and capacitive sensors with a frequency output signal.

Источники информацииInformation sources

1. Частотные преобразователи для датчиков давления на основе нано- и микроэлектромеханических систем: моногр. / В.А. Васильев, Н.В. Громков, А.Н. Головяшкин, С.А. Москалев; под ред. д.т.н., проф. В.А. Васильева. - Пенза: Изд-во ПТУ. - 130 с.1. Frequency converters for pressure sensors based on nano- and microelectromechanical systems: monograph. / V.A. Vasiliev, N.V. Gromkov, A.N. Golovyashkin, S.A. Moskalev; under the editorship of Doctor of Technical Sciences, prof. V.A. Vasilieva. - Penza: Publishing House of vocational schools. - 130 p.

2. Васильев В.А., Громков Н.В. Частотный преобразователь сигнала разбаланса тензомоста. Патент RU 2396705, опубл. 10.08.2010. Бюл. №22.2. Vasiliev V.A., Gromkov N.V. Frequency converter of the strain gage unbalance signal. Patent RU 2396705, publ. 08/10/2010. Bull. Number 22.

3. Васильев В.А., Громков Н.В. Устройство для измерения давления с частотным выходом на основе нано- и микроэлектромеханической системы. Патент RU 2406985, опубл. 20.12.2010. Бюл. №35.3. Vasiliev V.A., Gromkov N.V. A device for measuring pressure with a frequency output based on a nano- and microelectromechanical system. Patent RU 2406985, publ. 12/20/2010. Bull. Number 35.

4. Васильев В.А., Громков Н.В. Частотный преобразователь сигнала разбаланса тензомоста с уменьшенной температурной погрешностью. Патент RU №2395060, опубл. 20.07.2010. Бюл. №20.4. Vasiliev V.A., Gromkov N.V. Frequency converter for strain gage unbalance signal with reduced temperature error. Patent RU No. 2395060, publ. 07/20/2010. Bull. No. 20.

5. Буссе Ральф Дитер, Нойметцлер Хайко, Штарк Йохим, Майер Филипп, Нейхуис Антони Присоединительный модуль распределителя. Патент RU №2569326 С2, опубл. 20.06.2015. Бюл. №32.5. Busse Ralph Dieter, Neumetzler Heiko, Stark Joachim, Meyer Philippe, Neuhuis Anthony Connecting module of the distributor. Patent RU No. 2569326 C2, publ. 06/20/2015. Bull. Number 32.

6. Карпов В.Н., Халатов А.Н., Юлдашев З.Ш., Котов А.В., Старостенков Ю.А., Подберезский В.А. Универсальный модуль информационно-измерительной системы. Патент RU №2439500 С2, опубл. 10.01.2012. Бюл. №1.6. Karpov V.N., Khalatov A.N., Yuldashev Z.Sh., Kotov A.V., Starostenkov Yu.A., Podberezsky V.A. Universal module of information-measuring system. Patent RU No. 2439500 C2, publ. 01/10/2012. Bull. No. 1.

7. Горностаев А.И., Даныкин В.А. Интерфейсный модуль контроля температур». Патент RU №2562749 С2, опубл. 10.09.2015. Бюл. №25.7. Gornostaev A.I., Danykin V.A. Temperature Control Interface Module. " Patent RU No. 2562749 C2, publ. 09/10/2015. Bull. Number 25.

Claims (1)

Универсальный модуль частотного интегрирующего развертывающего преобразователя для датчиков физических величин, содержащий корпус, электрические контактные выводы, вмонтированные в корпус, операционные усилители, резисторы и конденсаторы, отличающийся тем, что первый электрический контактный вывод соединен через первый резистор с инвертирующим входом первого операционного усилителя, второй вход которого соединен со вторым электрическим контактным выводом, третий электрический контактный вывод соединен через второй резистор с инвертирующим входом первого операционного усилителя, четвертый электрический контактный вывод соединен с неинвертирующим входом второго операционного усилителя, пятый электрический контактный вывод соединен с инвертирующим входом третьего операционного усилителя, шестой электрический контактный вывод соединен с неинвертирующим входом третьего операционного усилителя, седьмой электрический вывод соединен с электрическими выводами минуса электрического питания первого, второго и третьего операционных усилителей, восьмой электрический контактный вывод соединен с выходом первого операционного усилителя, девятый электрический контактный вывод соединен с инвертирующим входом первого операционного усилителя, десятый электрический контактный вывод соединен с выходом второго операционного усилителя, одиннадцатый электрический контактный вывод соединен с выходом третьего операционного усилителя, а двенадцатый электрический контактный вывод соединен с электрическими выводами плюса электрического питания первого, второго и третьего операционных усилителей, инвертирующий вход первого операционного усилителя соединен через первый конденсатор с выходом первого операционного усилителя, с инвертирующим входом второго операционного усилителя и с восьмым электрическим контактным выводом, а также соединен непосредственно с девятым электрическим контактным выводом, который через второй конденсатор соединен с выходом второго операционного усилителя и с десятым электрическим контактным выводом, соединенным через третий резистор с инвертирующим входом третьего операционного усилителя, выход которого через четвертый резистор соединен с инвертирующим входом третьего операционного усилителя, при этом три перечисленных операционных усилителя, четыре резистора и два конденсатора с установленными между ними электрическими соединениями размещены и выполнены внутри герметичного корпуса, причем электрическое сопротивление второго резистора R2 равно отношению
Figure 00000049
или превышает его, но не более чем в 9 раз, где R1 - электрическое сопротивление первого резистора, εном - номинальный разбаланс измерительной цепи (в относительных единицах), а электрическая емкость второго конденсатора С2 равна половине (0,5) емкости первого конденсатора С1 или меньше, но не менее одной десятой (0,1) емкости первого конденсатора C1 (не менее 0,1С1).A universal module of a frequency integrating deployment converter for physical quantity sensors, comprising a housing, electrical contact leads mounted in the housing, operational amplifiers, resistors and capacitors, characterized in that the first electrical contact terminal is connected through the first resistor to the inverting input of the first operational amplifier, the second input which is connected to the second electrical contact terminal, the third electrical contact terminal is connected through a second resistor with with a converting input of the first operational amplifier, the fourth electrical contact is connected to the non-inverting input of the second operational amplifier, the fifth electrical contact is connected to the inverting input of the third operational amplifier, the sixth electrical contact is connected to the non-inverting input of the third operational amplifier, the seventh electrical output is connected to the electrical terminals of the minus electric power of the first, second and third operational amplifiers, the eighth electric The output terminal is connected to the output of the first operational amplifier, the ninth electrical terminal is connected to the inverting input of the first operational amplifier, the tenth electrical terminal is connected to the output of the second operational amplifier, the eleventh electrical terminal is connected to the output of the third operational amplifier, and the twelfth electrical terminal is connected with electrical leads plus electrical power of the first, second and third operational amplifiers, inv The converting input of the first operational amplifier is connected through the first capacitor to the output of the first operational amplifier, with the inverting input of the second operational amplifier and with the eighth electrical contact terminal, and is also connected directly to the ninth electrical contact terminal, which is connected through the second capacitor to the output of the second operational amplifier and the tenth electrical contact terminal connected through the third resistor to the inverting input of the third operational amplifier, the output of the cat cerned through a fourth resistor connected to the inverting input of the third operational amplifier, wherein three of these operational amplifier, four resistors and two capacitors defined therebetween electrical connections are made and placed inside a sealed housing, wherein the electrical resistance of the second resistor R2 equal to the ratio
Figure 00000049
or exceeds it, but not more than 9 times, where R1 is the electrical resistance of the first resistor, ε nom is the nominal imbalance of the measuring circuit (in relative units), and the electric capacitance of the second capacitor C2 is half (0.5) of the capacitance of the first capacitor C1 or less, but not less than one tenth (0.1) of the capacitance of the first capacitor C1 (not less than 0.1S1).
RU2016128447A 2016-07-12 2016-07-12 Universal module of frequency integration developing transducer for sensors of physical value sensors RU2631494C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016128447A RU2631494C1 (en) 2016-07-12 2016-07-12 Universal module of frequency integration developing transducer for sensors of physical value sensors

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016128447A RU2631494C1 (en) 2016-07-12 2016-07-12 Universal module of frequency integration developing transducer for sensors of physical value sensors

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2631494C1 true RU2631494C1 (en) 2017-09-22

Family

ID=59931141

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2016128447A RU2631494C1 (en) 2016-07-12 2016-07-12 Universal module of frequency integration developing transducer for sensors of physical value sensors

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2631494C1 (en)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2124801C1 (en) * 1996-11-28 1999-01-10 Акционерное общество "АвтоВАЗ" Frequency converter
DE10245872A1 (en) * 2002-09-30 2004-04-22 Siemens Ag Device and process to determine the output frequency of a current inverter converts it into a one bit digital signal which is integrated and compared with a reference value
RU2439500C2 (en) * 2009-11-02 2012-01-10 Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Санкт-Петербургский государственный аграрный университет" Universal module of information-measurement system
RU2492436C1 (en) * 2012-03-23 2013-09-10 Открытое акционерное общество "Информационные спутниковые системы" имени академика М.Ф. Решетнева" Temperature measurement device
RU2562749C2 (en) * 2014-01-09 2015-09-10 Акционерное общество "Информационные спутниковые системы" имени академика М.Ф. Решетнёва" Temperature control interface module

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2124801C1 (en) * 1996-11-28 1999-01-10 Акционерное общество "АвтоВАЗ" Frequency converter
DE10245872A1 (en) * 2002-09-30 2004-04-22 Siemens Ag Device and process to determine the output frequency of a current inverter converts it into a one bit digital signal which is integrated and compared with a reference value
RU2439500C2 (en) * 2009-11-02 2012-01-10 Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Санкт-Петербургский государственный аграрный университет" Universal module of information-measurement system
RU2492436C1 (en) * 2012-03-23 2013-09-10 Открытое акционерное общество "Информационные спутниковые системы" имени академика М.Ф. Решетнева" Temperature measurement device
RU2562749C2 (en) * 2014-01-09 2015-09-10 Акционерное общество "Информационные спутниковые системы" имени академика М.Ф. Решетнёва" Temperature control interface module

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US4296413A (en) Resistance-bridge to frequency converter with automatic offset correction
CN105306056B (en) A kind of constant multiplier temperature-compensation method of power frequency conversion circuit
US6509746B1 (en) Excitation circuit for compensated capacitor industrial process control transmitters
CN101943713A (en) Resistance bridge and method are looked in built in self testing
CN102620862A (en) Temperature checker
RU2631494C1 (en) Universal module of frequency integration developing transducer for sensors of physical value sensors
RU2449299C1 (en) Microcontroller measuring converter for resistive sensor
RU2654905C1 (en) Device for converting the resistance changes into voltage
RU2253841C1 (en) Normalizing transformer
RU2699303C1 (en) Bridge circuit imbalance voltage converter to frequency or duty ratio
ES2963551T3 (en) Power measurement device and power measurement method
RU189784U1 (en) DEVICE OF AUTOMATIC CONTROL OF DIGITAL CONVERTER ANGLE
Nastro et al. MEMS force sensor with DDS-based position feedback and tunable sensitivity
RU2586084C1 (en) Multi-channel converter of resistance of resistive sensors into voltage
CN102095756B (en) Humidity sensing circuit with temperature compensation function
US11022511B2 (en) Sensor commonality platform using multi-discipline adaptable sensors for customizable applications
Arshad et al. Capacitance-to-voltage converter design to measure small change in capacitance produced by human body movement
Long A novel PWM based readout circuit for pressure sensors
Jain et al. Self-balancing digitizer for resistive half-bridge
RU22992U1 (en) DEVICE FOR CONTROL OF THE CONVERTER ANGLE CODE
US10198939B1 (en) Process automation device
RU2389977C1 (en) Measuring transducer
Hunasekattte A Resistance-to-time convertor to enhance resistive sensitivity of embedded systems
RU2366965C1 (en) Semi-bridge converter of resistance increment into voltage
Petchmaneelumka et al. Simple interface circuit with lead-wire-resistance compensation for single resistive sensors

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20190713