RU2699303C1 - Bridge circuit imbalance voltage converter to frequency or duty ratio - Google Patents
Bridge circuit imbalance voltage converter to frequency or duty ratio Download PDFInfo
- Publication number
- RU2699303C1 RU2699303C1 RU2018139854A RU2018139854A RU2699303C1 RU 2699303 C1 RU2699303 C1 RU 2699303C1 RU 2018139854 A RU2018139854 A RU 2018139854A RU 2018139854 A RU2018139854 A RU 2018139854A RU 2699303 C1 RU2699303 C1 RU 2699303C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- input
- inverting
- output
- voltage
- bridge circuit
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01B—MEASURING LENGTH, THICKNESS OR SIMILAR LINEAR DIMENSIONS; MEASURING ANGLES; MEASURING AREAS; MEASURING IRREGULARITIES OF SURFACES OR CONTOURS
- G01B7/00—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R17/00—Measuring arrangements involving comparison with a reference value, e.g. bridge
- G01R17/10—AC or DC measuring bridges
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
Преобразователь напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность относится к информационно-измерительной технике и может быть использован в прецизионных преобразователях физических параметров (линейного ускорения, давления), магнитометрах, устройствах измерения гальванически развязанных токов, в электротермических преобразователях (расходомеры) в частоту или скважность.The bridge voltage unbalance voltage converter in frequency or duty cycle refers to information-measuring equipment and can be used in precision converters of physical parameters (linear acceleration, pressure), magnetometers, galvanically isolated current measuring devices, in electrothermal converters (flow meters) into frequency or duty cycle.
Известен преобразователь напряжения разбаланса моста в скважность (экспресс-информация ВИНИТИ, серия «Контрольно-измерительная техника», №2, 1990 г., с. 16), содержащий мост, первый вход которого подключен к источнику питания, а второй вход его подключен к общей шине, первый выход моста подключен через первый резистор к инвертирующему входу первого операционного усилителя (ОУ), подключенному через конденсатор к его выходу, подключенному через второй резистор к неинвертирующему входу второго ОУ. Неинвертирующий вход первого ОУ и инвертирующий вход второго ОУ объединены и подключены ко второму выходу моста, первый выход моста через последовательно соединенные третий и четвертый резисторы подключен к неинвертирующему входу второго ОУ, выход которого подключен к приемнику скважности и точке объединения управляющего входа ключа и входу логического элемента НЕ, выход которого подключен к управляющему входу второго ключа. Входы каналов первого и второго ключей объединены и подключены к точке объединения третьего и четвертого резисторов, выход канала первого ключа подключен к источнику питания, выход канала второго ключа подключен к общей шине. В известном преобразователе напряжения разбаланса моста в скважность параметр скважности не зависит от изменения параметров времязадающих первого резистора и конденсатора. Недостатками известного устройства являются.The known voltage imbalance converter of the bridge to duty cycle (express information VINITI, series "Control and measuring equipment", No. 2, 1990, p. 16), containing a bridge, the first input of which is connected to a power source, and the second input is connected to the common bus, the first bridge output is connected through the first resistor to the inverting input of the first operational amplifier (op-amp), connected through a capacitor to its output, connected through the second resistor to the non-inverting input of the second op-amp. The non-inverting input of the first op-amp and the inverting input of the second op-amp are combined and connected to the second output of the bridge, the first output of the bridge through series-connected third and fourth resistors is connected to the non-inverting input of the second op-amp, the output of which is connected to the duty cycle receiver and the point of combining the control input of the key and the input of the logic element NOT, the output of which is connected to the control input of the second key. The channel inputs of the first and second keys are combined and connected to the combining point of the third and fourth resistors, the channel output of the first key is connected to a power source, the channel output of the second key is connected to a common bus. In the known bridge-to-off-balance voltage converter, the duty cycle parameter does not depend on a change in the parameters of the timing of the first resistor and capacitor. The disadvantages of the known device are.
- нестабильность скважности, зависимой от изменения напряжения источника питания;- instability of duty cycle, dependent on changes in the voltage of the power source;
- нестабильность скважности из-за зависимости начального сопротивления моста от температуры;- instability of the duty cycle due to the dependence of the initial resistance of the bridge on temperature;
- недостаточные функциональные возможности, т.к. не может выполнять функцию преобразователя напряжения разбаланса моста в частоту.- insufficient functionality, because cannot function as a bridge unbalance voltage to frequency converter.
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому изобретению является преобразователь напряжения разбаланса моста в частоту (Ю.Л. Ползунов, В.Д. Гальченко «Цифровые измерительно-управляющие устройства тензометрических весов и дозаторов», М., Энергоатомиздат, 1986 г., с. 46, рисунок 2.13), содержащий мост, первый вход которого подключен к источнику положительного напряжения питания и первому каналу первого аналогового ключа, второй вход моста подключен к источнику отрицательного напряжения питания и второму каналу первого аналогового ключа. Первый выход моста подключен через первый резистор первого резистивного делителя к общей шине и непосредственно к первому каналу второго аналогового ключа, второй выход моста подключен через второй резистор первого резистивного делителя к общей шине и непосредственно ко второму каналу второго аналогового ключа, выход первого аналогового ключа через третий резистор подключен к инвертирующему входу первого ОУ, подключенному через конденсатор к выходу первого ОУ, подключенному к первому инвертирующему входу инвертирующего трехвходового компаратора тока (сравнивающего устройства (СУ)), подключенному вторым инвертирующим входом к выходу первого аналогового ключа и третьим инвертирующим входом к выходу неинвертирующего ОУ. Выход второго аналогового ключа подключен к входу неинвертирующего ОУ. Выход токового СУ непосредственно подключен к общему управляющему входу первого и второго аналоговых ключей и через выходное устройство к выходу преобразователя. Неинвертирующие входы первого ОУ и токового СУ подключены к общей шине.The closest in technical essence to the proposed invention is a voltage imbalance converter of the bridge to frequency (Yu.L. Polzunov, V. D. Galchenko “Digital measuring and control devices for strain gauge scales and dispensers”, M., Energoatomizdat, 1986, p. 46, Figure 2.13), containing a bridge, the first input of which is connected to a source of positive voltage and the first channel of the first analog key, the second input of the bridge is connected to a source of negative voltage and the second channel of the first analog the key. The first bridge output is connected through the first resistor of the first resistive divider to the common bus and directly to the first channel of the second analog key, the second bridge output is connected through the second resistor of the first resistive divider to the common bus and directly to the second channel of the second analog switch, the output of the first analog key through the third the resistor is connected to the inverting input of the first op-amp, connected through a capacitor to the output of the first op-amp, connected to the first inverting input of the inverting three-input th current comparator (comparing device (CS)) connected by the second inverting input to the output of the first analog switch and the third inverting input to the output of the non-inverting op-amp. The output of the second analog key is connected to the input of a non-inverting op-amp. The output of the current control system is directly connected to the common control input of the first and second analog keys and through the output device to the output of the converter. Non-inverting inputs of the first op-amp and current control are connected to a common bus.
Недостатками известного устройства являются:The disadvantages of the known device are:
- сложность реализации из-за наличия двух разнополярных синхронно изменяющихся источников питания;- the complexity of the implementation due to the presence of two bipolar synchronously changing power sources;
- нестабильность частоты при синхронном температурном изменении сопротивлений плеч моста, обусловленная отсутствием соответствующих компенсационных цепей. Например, при синхронном температурном изменении начального сопротивления плеч моста со 100 на 110 Ом дифференциальное выходное напряжение и выходная частота имеют разброс в 10%, т.к. выходное напряжение моста и частота пропорциональны синхронному неинформативному изменению сопротивлений плеч моста;- frequency instability with synchronous temperature change in the resistance of the shoulders of the bridge, due to the lack of appropriate compensation circuits. For example, with a synchronous temperature change in the initial resistance of the bridge arms from 100 to 110 Ohms, the differential output voltage and output frequency have a spread of 10%, because the bridge output voltage and frequency are proportional to the synchronous uninformative change in the bridge arm resistances;
- отсутствие возможности определения начальной частоты моста путем закорачивания его выходов или их отключения из-за зависимости показаний от синхронного температурного изменения сопротивлений плеч моста и отсутствия возможности задания начальной частоты;- the inability to determine the initial frequency of the bridge by shorting its outputs or turning them off due to the dependence of the readings on the synchronous temperature change in the resistance of the arms of the bridge and the inability to set the initial frequency;
- инвертирующий трехвходовой компаратор тока (токовое СУ) не позволяет выполнить функции скоростного двухпорогового компаратора напряжения из-за невозможности введения гистерезисных резисторов и использования в качестве компаратора аналогового ОУ;- an inverting three-input current comparator (current CS) does not allow to perform the functions of a high-speed two-threshold voltage comparator due to the impossibility of introducing hysteresis resistors and using an analog op-amp as a comparator;
- недостаточные функциональные возможности, т.к. невозможно преобразование напряжения разбаланса моста в скважность импульсов.- insufficient functionality, because it is not possible to convert the unbalance voltage of the bridge into the duty cycle of the pulses.
Технической проблемой, на решение которой направлено заявляемое изобретение, является создание прецизионного преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность при работе с различными типами мостовых датчиков постоянного тока.The technical problem to which the claimed invention is directed is the creation of a precision converter for unbalance voltage of a bridge circuit to a frequency or duty cycle when working with various types of bridge DC sensors.
Достигаемый технический результат заключается в расширении функциональных возможностей, повышении стабильности частоты или скважности при изменении напряжения питания, при синхронном температурном изменении начального сопротивления плеч мостовой схемы, в повышении стабильности частоты или скважности за счет высокого быстродействия и выявления изменения параметров времязадающей RC-цепи (калибровки) путем определения начальной частоты при закорачивании выходов мостовой схемы или их отключении и в упрощении реализации за счет использования однополярного источника питания.The technical result achieved is to expand the functionality, increase the frequency or duty cycle stability with a change in the supply voltage, with a synchronous temperature change in the initial shoulder resistance of the bridge circuit, increase the frequency or duty cycle stability due to high speed and detect changes in the parameters of the timing RC circuit (calibration) by determining the initial frequency when shorting the outputs of the bridge circuit or turning them off and in simplifying the implementation by using mations single supply.
Для достижения указанного технического результата в преобразователе напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность, содержащем первый операционный усилитель, неинвертирующий усилитель, первый резистивный делитель, первый резистор, конденсатор, аналоговый ключ с управляющим входом, выходное устройство, мостовую схему, первый вход которой подключен к источнику питания, интегратор, образованный первым операционным усилителем, первым резистором и конденсатором, первый вывод первого резистора соединен с инвертирующим входом первого операционного усилителя и через конденсатор подключен к его выходу, новым является то, что дополнительно введены второй резистивный делитель, неинвертирующий компаратор напряжения, второй резистор, симметричный дифференциальный усилитель напряжения со входом смещения нуля, третий резистор, интегрирующая RC-цепь, вход которой соединен со вторым входом мостовой схемы и с первым выводом второго резистора, второй вывод которого соединен с общей шиной, выходы мостовой схемы соединены с входами дифференциального усилителя напряжения, вход смещения нуля которого соединен с первым входом неинвертирующего усилителя, второй вход которого соединен с выходом RC цепи, выход дифференциального усилителя напряжения соединен со вторым выводом первого резистора, первый вход первого резистивного делителя соединен со входом смещения нуля дифференциального усилителя напряжения или с его выходом, второй вход - с общей шиной, а выход - с неинвертирующим входом первого операционного усилителя, выход которого соединен с первым входом второго резистивного делителя, второй вход которого соединен с одним из выходов неинвертирующего компаратора напряжения и входом выходного устройства, а выход второго резистивного делителя напряжения соединен с входом неинвертирующего компаратора напряжения, вход питания которого соединен с выходом неинвертирующего усилителя, первый выход неинвертирующего компаратора напряжения соединен с выходным устройством, инвертирующий вход первого операционного усилителя через третий резистор соединен с входом канала аналогового ключа, управляющий вход которого подключен к одному из выходов неинвертирующего компаратора напряжения и к второму входу второго резистивного делителя, выход канала аналогового ключа соединен с общей шиной.To achieve the technical result, in the voltage imbalance converter of the bridge circuit into a frequency or duty cycle, comprising a first operational amplifier, a non-inverting amplifier, a first resistive divider, a first resistor, a capacitor, an analog switch with a control input, an output device, a bridge circuit, the first input of which is connected to power source, an integrator formed by the first operational amplifier, the first resistor and capacitor, the first output of the first resistor is connected to the inverting input the house of the first operational amplifier and connected to its output through a capacitor, it is new that a second resistive divider, a non-inverting voltage comparator, a second resistor, a symmetrical differential voltage amplifier with a zero bias input, a third resistor integrating an RC circuit, the input of which is connected, are additionally introduced with the second input of the bridge circuit and with the first output of the second resistor, the second output of which is connected to a common bus, the outputs of the bridge circuit are connected to the inputs of a differential voltage amplifier a signal whose zero bias input is connected to the first input of a non-inverting amplifier, the second input of which is connected to the RC circuit output, the output of the differential voltage amplifier is connected to the second output of the first resistor, the first input of the first resistive divider is connected to the zero bias input of the differential voltage amplifier or its output , the second input is with a common bus, and the output is with a non-inverting input of the first operational amplifier, the output of which is connected to the first input of the second resistive divider, the second input to which is connected to one of the outputs of the non-inverting voltage comparator and the input of the output device, and the output of the second resistive voltage divider is connected to the input of the non-inverting voltage comparator, the power input of which is connected to the output of the non-inverting amplifier, the first output of the non-inverting voltage comparator is connected to the output device, the inverting input of the first operating the amplifier through the third resistor is connected to the channel input of the analog switch, the control input of which is connected to one of the outputs of the non-inverting voltage comparator and to the second input of the second resistive divider, the channel output of the analog switch is connected to a common bus.
Выходное устройство может быть выполнено в виде формирователя амплитуды импульсов, что облегчает последующую дешифрацию сигналов частоты и в особенности скважности без искажения, связанного с регулированием напряжения на введенном входе питания введенного неинвертирующего компаратора напряжения.The output device can be made in the form of a pulse amplitude shaper, which facilitates the subsequent decryption of frequency signals and, in particular, duty cycle without distortion associated with the regulation of the voltage at the input power input of the input non-inverting voltage comparator.
В предлагаемом преобразователе напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или в скважность может использоваться аналоговый ключ как с прямым, так и с инверсным управляющим входом.In the proposed Converter voltage imbalance of the bridge circuit in the frequency or duty cycle can be used an analog switch with both direct and inverse control input.
При использовании аналогового ключа с инверсным управляющим входом неинвертирующий компаратор напряжения выполнен на двух последовательно соединенных КМОП-логических элементах НЕ, вывод питания которых является входом питания неинвертирующего компаратора напряжения, вход первого КМОП-логического элемента НЕ является входом неинвертирующего компаратора напряжения, выход второго является первым выходом неинвертирующего компаратора напряжения, и подключен к инверсному управляющему входу аналогового ключа и к выходному устройству. Внутренний порог входа неинвертирующего компаратора напряжения автоматически задействован, т.к. КМОП-логические элементы имеют собственный автоматический порог, равный половине регулируемого напряжения на входе питания, расширяемый сверху и снизу за счет второго резистивного делителя, обеспечивающего гистерезис.When using an analog key with an inverted control input, the non-inverting voltage comparator is made on two series-connected CMOS logic elements NOT, the power supply of which is the power input of the non-inverting voltage comparator, the input of the first CMOS logic element is NOT the input of the non-inverting voltage comparator, the output of the second is the first output non-inverting voltage comparator, and connected to the inverse control input of the analog switch and to the output device. The internal threshold of the input of the non-inverting voltage comparator is automatically activated, because CMOS logic elements have their own automatic threshold equal to half the regulated voltage at the power input, expandable from above and below by a second resistive divider that provides hysteresis.
При использовании аналогового ключа с прямым управляющим входом неинвертирующий компаратор напряжения выполнен на двух последовательно соединенных КМОП-логических элементах НЕ, вход первого из которых является входом неинвертирующего компаратора напряжения, выход второго из которых является первым выходом неинвертирующего компаратора напряжения, подключенным к выходному устройству. Вывод питания КМОП-логических элементов НЕ является входом питания неинвертирующего компаратора напряжения, при этом выход первого КМОП-логического элемента НЕ является вторым выходом неинвертирующего компаратора напряжения, и подключен к прямому управляющему входу аналогового ключа.When using an analog key with a direct control input, the non-inverting voltage comparator is made on two series-connected CMOS logic elements NOT, the input of the first of which is the input of the non-inverting voltage comparator, the output of the second of which is the first output of the non-inverting voltage comparator connected to the output device. The power output of the CMOS logic elements is NOT the power input of the non-inverting voltage comparator, while the output of the first CMOS logic element is NOT the second output of the non-inverting voltage comparator, and is connected to the direct control input of the analog switch.
Неинвертирующий усилитель может содержать третий и четвертый резисторы, второй операционный усилитель, неинвертирующий вход которого будет являться вторым входом неинвертирующего усилителя, а инвертирующий вход - первым входом неинвертирующего усилителя, который через третий резистор подключен к общей шине и через четвертый резистор к выходу второго операционного усилителя, выход которого будет являться выходом неинвертирующего усилителя.A non-inverting amplifier may contain third and fourth resistors, a second operational amplifier, the non-inverting input of which will be the second input of the non-inverting amplifier, and the inverting input is the first input of the non-inverting amplifier, which is connected to the common bus through the third resistor and through the fourth resistor to the output of the second operational amplifier, the output of which will be the output of a non-inverting amplifier.
Мостовая схема может быть выполнена на пассивных или активных элементах (с устройствами согласования).The bridge circuit can be performed on passive or active elements (with matching devices).
Совокупность вышеуказанных признаков обеспечивает расширение функциональных возможностей за счет преобразования напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или в скважность путем коммутации вывода первого резистивного делителя с выходом дифференциального усилителя напряжения или его входом смещения нуля соответственно.The combination of the above features provides enhanced functionality by converting the unbalance voltage of the bridge circuit into frequency or duty cycle by switching the output of the first resistive divider with the output of the differential voltage amplifier or its zero offset input, respectively.
Повышение стабильности частоты или скважности при синхронном температурном изменении начального сопротивления плеч мостовой схемы достигается путем компенсации синхронного температурного изменения начального сопротивления плеч мостовой схемы соответствующими пропорциональными напряжениями на втором резисторе, входе смещения нуля дифференциального усилителя напряжения, на входе интегратора (образованного первым операционным усилителем, первым резистором и конденсатором) и входе регулируемого питания неинвертирующего компаратора напряжения и пропорциональных ему верхнему и нижнему порогам неинвертирующего гистерезисного компаратора напряжения, а также совокупностью вышеуказанных признаков.Improving the stability of the frequency or duty cycle with a synchronous temperature change in the initial resistance of the shoulders of the bridge circuit is achieved by compensating for the synchronous temperature change of the initial resistance of the shoulders of the bridge circuit with the corresponding proportional voltages at the second resistor, the input of the zero bias of the differential voltage amplifier, at the input of the integrator (formed by the first operational amplifier, the first resistor and capacitor) and the input of the regulated power supply of a non-inverting compa A trace of voltage and the upper and lower thresholds of the non-inverting hysteresis voltage comparator proportional to it, as well as a combination of the above features.
Упрощение реализации за счет единого, даже нестабильного однополярного источника питания, обеспечено путем начального смещения напряжения смещения нуля выхода дифференциального усилителя напряжения (на ОУ и резисторах) и входе интегратора при помощи введенного равного напряжения на втором резисторе, равного половине напряжения на входе управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения и совокупностью вышеуказанных признаков.Simplification of the implementation due to a single, even unstable unipolar power supply, is provided by the initial bias voltage of the zero bias output of the differential voltage amplifier (on the op-amp and resistors) and the integrator input using the input equal voltage at the second resistor equal to half the voltage at the power control input of the non-inverting comparator voltage and a combination of the above signs.
Кроме того, за счет вышеперечисленных признаков обеспечена возможность выявления изменения параметров времязадающей RC-цепи интегратора, определение начальной частоты путем закорачивания выходов мостовой схемы. Закорачивание между собой выходов вводит мостовую схему с вторым резистором в сбалансированное состояние, т.к. дифференциальное напряжение (разбаланс) на ее выходах становится равным нулю. Определение начальной частоты возможно не только в исходном сбалансированном состоянии мостовой схемы (нормальная температура, стабилизированное питание, отсутствие разбаланса), но и в рабочем состоянии мостовой схемы (произвольная температура, нестабилизированное питание, рабочий разбаланс, вызванный измеряемым физическим фактором), т.к. закорачивание вводит мостовую схему в сбалансированное состояние, но введенное напряжение на втором резисторе обеспечивает стабильную начальную частоту и стабильную начальную скважность, равную 2.In addition, due to the above signs, it is possible to detect changes in the parameters of the integrator timing RC circuit, and to determine the initial frequency by shorting the outputs of the bridge circuit. Shorting the outputs together brings the bridge circuit with the second resistor into a balanced state, because differential voltage (imbalance) at its outputs becomes equal to zero. The determination of the initial frequency is possible not only in the initial balanced state of the bridge circuit (normal temperature, stable power, lack of unbalance), but also in the working state of the bridge circuit (arbitrary temperature, unstable power, working imbalance caused by the measured physical factor), because shorting brings the bridge circuit into a balanced state, but the input voltage at the second resistor provides a stable initial frequency and a stable initial duty cycle of 2.
Использование однополярного источника питания мощных КМОП-логических элементов НЕ для повышения быстродействия неинвертирующего компаратора напряжения обеспечивает работу преобразователя с повышенной частотой преобразования, т.е. с повышенным быстродействием по сравнению с операционными усилителями или даже интегральными дифференциальными компараторами напряжения, а также работу на длинные линии связи, имеющие большие паразитные емкости, без искажения фронтов и амплитуд выходного сигнала.Using a unipolar power source of powerful CMOS logic elements NOT to increase the speed of the non-inverting voltage comparator ensures the operation of the converter with an increased conversion frequency, i.e. with increased speed compared to operational amplifiers or even integrated differential voltage comparators, as well as work on long communication lines having large stray capacitances, without distorting the edges and amplitudes of the output signal.
Мостовая схема может быть выполнена на пассивных элементах, если сопротивления плеч мостовой схемы не велики, или на активных элементах (например, в виде повторителей напряжения) для согласования с дифференциальным усилителем.The bridge circuit can be performed on passive elements, if the resistance of the shoulders of the bridge circuit is not large, or on active elements (for example, in the form of voltage followers) for coordination with a differential amplifier.
Таким образом, совокупность вышеуказанных признаков обеспечивает достижение заявленного технического результата.Thus, the combination of the above features ensures the achievement of the claimed technical result.
Изобретение поясняется чертежами.The invention is illustrated by drawings.
На фиг. 1 представлен пример выполнения схемы преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность при использовании аналогового ключа с инверсным управляющим входом.In FIG. 1 shows an example of a circuitry for converting an unbalance voltage converter of a bridge circuit to a frequency or duty cycle using an analog switch with an inverse control input.
На фиг. 2 представлены временные диаграммы работы в режиме преобразования частоты при равном питании (7,5 В) и равном разбалансе сопротивлений мостовой схемы на 5 Ом без и при воздействии температуры.In FIG. Figure 2 shows the timing diagrams of operation in the frequency conversion mode with equal power supply (7.5 V) and an equal imbalance of the resistance of the bridge circuit to 5 ohms without and when exposed to temperature.
На фиг. 3 представлены временные диаграммы работы преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность.In FIG. Figure 3 shows the timing diagrams of the operation of the voltage imbalance converter of the bridge circuit in frequency or duty cycle.
Преобразователь напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность содержит первый операционный усилитель 1, неинвертирующий усилитель 2, первый резистивный делитель 3, первый резистор 4, конденсатор 5, аналоговый ключ 6 с управляющим входом, выходное устройство 7, мостовую схему 8, первый вход которой подключен к источнику питания 9, первый вывод первого резистора 4 соединен с инвертирующим входом первого операционного усилителя 1 и через конденсатор 5 подключен к его выходу, второй резистивный делитель 10, неинвертирующий компаратор напряжения 11, второй резистор 12, симметричный дифференциальный усилитель напряжения 13 со входом смещения нуля 14, третий резистор 15, интегрирующую RC-цепь 16, вход которой соединен со вторым входом мостовой схемы 8 и с первым выводом второго резистора 12, второй вывод которого соединен с общей шиной, выходы мостовой схемы 8 соединены с входами дифференциального усилителя напряжения 13, вход 14 смещения нуля которого соединен с первым входом неинвертирующего усилителя 2, второй вход которого соединен с выходом RC-цепи 16, выход дифференциального усилителя напряжения 13 соединен со вторым выводом первого резистора 4, первый вход первого резистивного делителя 3 соединен со входом смещения нуля 14 дифференциального усилителя напряжения 13 или с его выходом, второй вход - с общей шиной, а выход - с неинвертирующим входом первого операционного усилителя 1, выход которого соединен с первым входом второго резистивного делителя 10, второй вход которого соединен с первым выходом неинвертирующего компаратора напряжения 11 и входом выходного устройства 7, а выход второго резистивного делителя 10 соединен с входом неинвертирующего компаратора напряжения 11, вход питания 17 которого соединен с выходом неинвертирующего усилителя 2, инвертирующий вход первого операционного усилителя 1 через третий резистор 15 соединен с входом канала аналогового ключа 6, инверсный управляющий вход которого подключен к первому выходу неинвертирующего компаратора напряжения 11 и к второму входу второго резистивного делителя 10, выход канала аналогового ключа 6 соединен с общей шиной. Первый операционный усилитель 1, первый резистор 4 и конденсатор 5 образуют интегратор. Коэффициент передачи указанного симметричного дифференциального усилителя напряжения по входу смещения нуля, подключенному через соответствующие цепи ко второму резистору, равен единице, по первому и второму дифференциальным входам - более единицы (например, равен 8 для усиления малого сигнала разбаланса мостовой схемы в восемь раз).The imbalance voltage converter of the bridge circuit to frequency or duty cycle comprises a first
Неинвертирующий усилитель 2 содержит четвертый 19 и пятый 20 резисторы, второй операционный усилитель 21, неинвертирующий вход которого является вторым входом неинвертирующего усилителя 2, а инвертирующий вход является первым входом неинвертирующего усилителя 2, который через четвертый резистор 19 подключен к общей шине и через пятый резистор 20 к выходу второго операционного усилителя 21, выход которого является выходом неинвертирующего усилителя 2.Non-inverting amplifier 2 contains a fourth 19 and fifth 20 resistors, a second
В данном примере выполнения выходное устройство 7 выполнено в виде формирователя амплитуды импульсов, что облегчает последующую дешифрацию сигналов частоты и в особенности скважности без искажения амплитуды, связанной с регулированием напряжения на входе питания 17 введенного неинвертирующего компаратора напряжения 11.In this embodiment, the output device 7 is made in the form of a pulse amplitude former, which facilitates the subsequent decryption of frequency signals and, in particular, duty cycle without distortion of the amplitude associated with the regulation of the voltage at the
Мостовая схема 8 выполнена на пассивных элементах (тензорезисторах 22, 23, 24, 25) и активных устройствах согласования на операционных усилителях 26.1 и 26.2, выходы которых являются выходами мостовой схемы 8.The
Преобразователь напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность используется для мостовых схем с малым разбалансом напряжения, при этом дифференциальный усилитель напряжения должен иметь большой коэффициент усиления.An unbalance voltage converter of a bridge circuit to frequency or duty cycle is used for bridge circuits with a small voltage imbalance, while the differential voltage amplifier must have a large gain.
В случае использования аналогового ключа 6 с прямым управляющим входом второй выход неинвертирующего компаратора напряжения 11 подключен к прямому управляющему входу аналогового ключа 6. Использование КМОП аналогового ключа с низким потреблением мощности, высокой скоростью переключения, низким сопротивлением в открытом состоянии, низким током утечки в сочетании со скоростными КМОП-логическими элементами НЕ обеспечивает прецизионные характеристики предлагаемого преобразователя.In the case of using an
За счет повышения помехозащищенности преобразование частоты или скважности путем дифференциального усиления и интегрирующего преобразования со сменой направления интегрирования и за счет введения компенсирования влияния изменения напряжения питания, температурного изменения начального сопротивления (или напряжения смещения нуля) мостовой схемы и ее калибровки на выходные параметры обеспечивается прецизионность измерений при последующей обработке информации аналого-цифровым преобразователем (на фиг. 1 не показан) с повышенной разрядностью.By increasing the noise immunity, frequency or duty cycle conversion by differential amplification and integrating conversion with a change in the direction of integration and by compensating for the effect of changes in the supply voltage, temperature changes in the initial resistance (or zero bias voltage) of the bridge circuit and its calibration on the output parameters, measurement precision is ensured when subsequent processing of information by an analog-to-digital converter (not shown in Fig. 1) with increased Rows.
Работа заявляемого преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту при подключении резистора 32 первого резистивного делителя 3 условным ключом к выходу дифференциального усилителя напряжения 13, при питании 7,5 В поясняется временными диаграммами (фиг. 2), где начальные сопротивления плеч мостовой схемы R0=100 Ом (начальная температура 25°С), неинформативные синхронно измененные под воздействием температуры 100°С сопротивления мостовой схемы R0=110 Ом, информативные (измеряемые) разбалансы сопротивлений плеч мостовой схемы в омах равны и составляют 5 Ом. Сопротивления R22=R25=105 Ом для R23=R24=95 Ом и R22=R25=115 Ом для R23=R24=105 Ом.The operation of the inventive Converter voltage imbalance of the bridge circuit to the frequency when connecting the
На фиг. 2 U11 - прямоугольные напряжения на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 с характерными признаками: скважность постоянна и равна 2 во всем диапазоне преобразования, частота стабильна и соответствует установленному разбалансу 5 Ом и не зависит от синхронного температурного изменения сопротивления мостовой схемы от 100 Ом до 110 Ом. Питание мостовой схемы равно 7,5 В;In FIG. 2 U11 - rectangular voltages at the output of the non-inverting voltage comparator 11 with characteristic features: duty cycle is constant and equal to 2 in the entire conversion range, the frequency is stable and corresponds to the established imbalance of 5 Ohms and does not depend on the synchronous temperature change in the resistance of the bridge circuit from 100 Ohms to 110 Ohms. The power supply of the bridge circuit is 7.5 V;
U11', U11'' - напряжения на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 при параллельных сопротивлениях плеч мостовой схемы 100 Ом и 110 Ом соответственно, вызванных общим паразитным синхронным температурным изменением начального сопротивления R0 со 100 Ом на 110 Ом при воздействии температуры и установленным разбалансом в 5 Ом. Информативный разбаланс установил выходную частоту, а синхронное изменение со 110 Ом на 100 Ом изменяет только амплитуду импульсов на U11', U11'';U11 ', U11''- voltage at the output of the non-inverting voltage comparator 11 with parallel resistance of the bridge arms of 100 Ohms and 110 Ohms, respectively, caused by a common spurious synchronous temperature change in the initial resistance R 0 from 100 Ohms to 110 Ohms when exposed to temperature and the established imbalance in 5 ohms. An informative imbalance set the output frequency, and a synchronous change from 110 Ohm to 100 Ohm only changes the amplitude of the pulses to U11 ', U11'';
U13', U13'' - разностные напряжения на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 при информативном разбалансе мостовой схемы 5 Ом и разных начальных (не информативных) сопротивлениях плеч мостовой схемы R0=100 Ом и R0=110 Ом соответственно;U13 ', U13''are the differential voltages at the output of the
U1', U1'' - треугольные напряжения разной крутизны и амплитуды порогов (за счет не равных U13', U13'') на выходе интегратора (на ОУ 1, первом резисторе 4 и конденсаторе 5) при установленном разбалансе мостовой схемы в 5 Ом и изменяемых начальных сопротивлениях 100 Ом и 110 Ом соответственно. Частота стабильна, т.к. приращение крутизны скомпенсировано приращением амплитуд порогов за счет приращения напряжения питания по входу питания 17 неинвертирующего компаратора напряжения 11.U1 ', U1' '- triangular voltages of different steepness and amplitude of thresholds (due to non-equal U13', U13 '') at the output of the integrator (at
Моменты переключения направления треугольного напряжения соответствуют моментам достижения верхнего и нижнего порогов неинвертирующего (двухпорогового гистерезисного) компаратора напряжения 11. Верхний и нижний пороги неинвертирующего компаратора напряжения 11 определяются напряжением на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11, гистерезисом за счет резисторов 34 и 35 (второго резистивного делителя 10) и напряжением на втором резисторе 12. При этом напряжение на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 любого исполнения равно удвоенному напряжению на втором резисторе 12 за счет неинвертирующего усилителя 2 с коэффициентом усиления Кус=2.The moments of switching the direction of the triangular voltage correspond to the moments when the upper and lower thresholds of the non-inverting (two-threshold hysteresis) voltage comparator 11 are reached. The upper and lower thresholds of the non-inverting voltage comparator 11 are determined by the voltage at the
Для указанного случая преобразования в частоту скорости нарастания и спада треугольного напряжения различаются между собой, частота преобразования неизменна и соответствует разбалансу 5 Ом, но не зависит от начального сопротивления мостовой схемы 100 Ом и 110 Ом, моменты переключения направления треугольного напряжения соответствуют моментам достижения верхнего и нижнего порогов неинвертирующего компаратора напряжения 11.For this case, the conversion to the frequency of the rise and fall rates of the triangular voltage differ, the conversion frequency is constant and corresponds to an imbalance of 5 Ohms, but does not depend on the initial resistance of the bridge circuit 100 Ohms and 110 Ohms, the moments of switching the direction of the triangular voltage correspond to the moments of reaching the upper and lower thresholds of the non-inverting voltage comparator 11.
Работа заявляемого преобразователя в режиме преобразования скважности при отсутствии разбаланса мостовой схемы, а также в режиме преобразования скважности при рабочих разбалансах мостовой схемы в разных направлениях поясняется фиг. 3 а) и фиг .3б), в) соответственно, где:The operation of the inventive converter in the duty cycle conversion mode in the absence of an unbalance of the bridge circuit, as well as in the duty cycle conversion mode with operating imbalances of the bridge circuit in different directions, is illustrated in FIG. 3 a) and Fig. 3 b), c), respectively, where:
Uнкн - напряжение на выходе неинвертирующего компаратора напряжения;Unkn - voltage at the output of a non-inverting voltage comparator;
Uинт - треугольное напряжение на выходе интегратора.Uint - triangular voltage at the output of the integrator.
В исходном статическом состоянии при подключении условным ключом резистора 32 первого резистивного делителя 3 к выходу дифференциального усилителя напряжения 13 мостовая схема 8 сбалансирована закорачиванием ее выходов между собой (на фиг. 1 не показано). При этом выявлено, что параллельное соединение пар сопротивлений резисторов 105 и 95 Ом (или 115 и 105 Ом) имеет величину 50 Ом (или 55 Ом), равную 
В рабочем режиме при снятии закоротки появляется измеряемый разбаланс ±5 Ом относительно начальных сопротивлений 100 Ом и 110 Ом, и формируется частота, отличная от начальной, но пропорциональная разбалансу. Сопротивление второго резистора 12 выбирается постоянным и равным 50 Ом (половина начального сопротивления плеча мостовой схемы 100 Ом). Первый ОУ 1 работает в линейном режиме, т.к. входит в состав интегратора (он охвачен отрицательной обратной связью через конденсатор 5). Неинвертирующий компаратор напряжения 11 на КМОП-логических элементах НЕ 18.1 и 18.2 преобразует треугольные колебания, вырабатываемые интегратором, в прямоугольные. Смена направления треугольных колебаний выполняется с помощью аналогового ключа 6, управляющего интегратором. Для анализа работы схемы предположим, что на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 имеется высокий уровень напряжения, поэтому канал аналогового ключа 6 заперт по управляющему инверсному входу и ток через третий резистор 15 не течет. Приложенное к входу интегратора (см. U13 на фиг. 2) напряжение вызывает протекание тока I1, разряжающего конденсатор 5. Величина этого тока при условии равенства сопротивлений резисторов 32, 33 (R32=R33) определяется по формуле:In operating mode, when removing the short-circuit, a measured imbalance of ± 5 Ohms appears relative to the initial resistances of 100 Ohms and 110 Ohms, and a frequency is formed that is different from the initial, but proportional to the imbalance. The resistance of the
где R4 - сопротивление первого резистора 4.where R4 is the resistance of the first resistor 4.
Ток разряда конденсатора 5 определяется соотношением:The discharge current of the capacitor 5 is determined by the ratio:
где: С5 - емкость конденсатора 5;where: C5 - capacitor 5;
ΔU5 - приращение напряжения на конденсаторе С5.ΔU5 is the voltage increment across the capacitor C5.
Приращение напряжения ΔU5 равно максимальному изменению напряжения на конденсаторе С5, которое определяется разностью напряжений порогов переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11 на КМОП-логических элементах НЕ 18.1 и 18.2 с выходом Rail-To-Rail. Внутренний порог входа неинвертирующего компаратора напряжения 11 автоматически задействован, т.к. КМОП-логические элементы 18.1, 18.2 имеют собственный автоматический порог, равный половине регулируемого напряжения на входе питания 17, расширяемый сверху и снизу за счет второго резистивного делителя 10, обеспечивающего гистерезис. Эти пороги, в свою очередь, устанавливаются напряжением Uпит на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11 и гистерезисом за счет резисторов R34 и R35. Пороговые напряжения 
где: Uпит - напряжение на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11, при этомwhere: Upit is the voltage at the
R34 - сопротивление резистора 34;R34 is the resistance of the
R35 - сопротивление резистора 35.R35 is the resistance of the
Разность порогов равна:The threshold difference is:
при этом Uпит=2⋅UR12, где UR12 - напряжение на втором резисторе 12.in this case, Upit = 2⋅U R12 , where U R12 is the voltage at the
По мере разряда конденсатора 5 выходное напряжение интегратора U1 уменьшается до тех пор, пока не достигнет нижнего порога переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11, после чего выходное напряжение неинвертирующего компаратора напряжения 11 станет равным нулю, и, следовательно, по этому сигналу канал аналогового ключа 6 открыт и связан с общей шиной, обеспечивая тем самым нулевой уровень напряжения на его выходе. Ток I2 через резистор 15 потечет в общую шину. Величина этого тока определяется соотношением:As the capacitor 5 discharges, the output voltage of the integrator U1 decreases until it reaches the lower switching threshold of the non-inverting voltage comparator 11, after which the output voltage of the non-inverting voltage comparator 11 becomes zero, and therefore, the channel of the
где R15 - сопротивление резистора 15.where R15 is the resistance of the
Если R15=R4/2 то ток I2 в два раза больше тока I1. Это приведет к тому, что теперь конденсатор 5 будет заряжаться током (I1-I2), равным току разряда этого конденсатора в первом такте, но противоположном по направлению. Следовательно, напряжение на выходе первого ОУ 1 станет нарастать с той же скоростью, с какой в первом такте снижалась. При достижении этим напряжением верхнего порога переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11 схема вернется в первоначальное состояние, и цикл повторится. Таким образом, на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 формируются симметричные прямоугольные колебания с коэффициентом заполнения 0,5. Частота этих колебаний может быть определена на основании предыдущих формул и условий по выражению:If R15 = R4 / 2 then the current I 2 is twice as large as the current I 1 . This will lead to the fact that now the capacitor 5 will be charged with a current (I 1 -I 2 ) equal to the discharge current of this capacitor in the first cycle, but opposite in direction. Therefore, the voltage at the output of the first op-
Рассмотрим мостовую схему (по фиг. 1 при подключении резистора 32 первого резистивного делителя 3 условным ключом к выходу дифференциального усилителя напряжения 13), в которой начальные сопротивления плеч мостовой схемы 8 R0=100 Ом, синхронно измененные под воздействием температуры сопротивления мостовой схемы R(t)=R0+ΔR(t)=110 Ом, разбаланс мостовой схемы 8 ΔR0 в омах относительно 100 и 110 Ом составляет ±5 Ом, постоянное сопротивление второго резистора R12=R0/2=50 Ом, напряжение V на источнике питания 9 равно 7,5 В. Определим напряжение разбаланса 
гдеWhere
R22, R23, R24, R25 - сопротивления плеч мостовой схемы 8.R22, R23, R24, R25 - shoulder resistance of the
Тогда 
Определим напряжение разбаланса 
гдеWhere
Тогда 
При разбалансе мостовой схемы 8 без воздействия температуры напряжение на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 с коэффициентом усиления 4 дифференциального сигнала определяется по формуле:With the imbalance of the
При разбалансе мостовой схемы 8 при воздействии температуры напряжение на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 с коэффициентом усиления 4 дифференциального сигнала определяется по формуле:When the imbalance of the
Напряжение на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11 при разбалансе мостовой схемы без воздействия температуры:The voltage at the
Напряжение на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11 при разбалансе мостовой схемы 8 и при воздействии температуры:The voltage at the
Тогда отношения напряжений 
Отметим, что при дополнительном изменении напряжения V на источнике питания 9 все величины, рассчитанные выше, изменяются пропорционально, поэтому отношение напряжений 
Тогда частота по формуле (1) равна:Then the frequency according to the formula (1) is equal to:
Это подтверждает независимость формируемой частоты от напряжения питания и от синхронного температурного изменения начального сопротивления мостовой схемы, и, в то же время, при информативном разбалансе мостовой схемы 8 напряжение U13 изменяется в такт разбалансу, но остается связанным с напряжением питания и порогами неинвертирующего компаратора напряжения 11 из-за второго резистора 12, что позволяет преобразовать только дифференциальное изменение (разбаланс) сопротивлений плеч мостовой схемы 8 в соответствующее изменение частоты. При этом скважность выходного сигнала остается постоянной и равной 2 во всем диапазоне преобразования разбаланса мостовой схемы 8 в частоту.This confirms the independence of the generated frequency from the supply voltage and from the synchronous temperature change of the initial resistance of the bridge circuit, and, at the same time, with the informative unbalance of the
Поскольку в формуле (1) преобразованной частоты участвует постоянная времени R4⋅C5, зависящая в основном от разброса емкости конденсатора 5, ее изменение должно быть скомпенсировано калибровкой заявленного преобразователя в целом, выполняемой с помощью закорачивания выходов мостовой схемы 8. При этом эквивалентное сопротивление каждой из двух параллельных закороченных ветвей мостовой схемы 8 остается неизменным и равным величине сопротивления второго резистора 12 для известного начального сопротивления мостовой схемы 8. Последующее синфазное температурное изменение сопротивления мостовой схемы 8 скомпенсировано, как показано выше, изменением напряжения на втором резисторе 12, связанным с ним напряжением на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 и напряжением U13 на выходе дифференциального усилителя напряжения 13, пропорциональным напряжению на втором резисторе 12.Since the time constant R4⋅C5 is involved in formula (1) of the converted frequency, which depends mainly on the variation in the capacitance of the capacitor 5, its change should be compensated by calibrating the claimed converter as a whole, performed by shorting the outputs of the
В исходном состоянии для режима преобразования разбаланса мостовой схемы в скважность выходного сигнала положение условного переключателя меняется, при этом резистор 32 первого резистивного делителя 3 подключен к входу 14 смещения нуля дифференциального усилителя напряжения 13. При сбалансированной мостовой схеме 8 начальная скважность по-прежнему равна 2.In the initial state, for the mode of converting the unbalance of the bridge circuit to the duty cycle of the output signal, the position of the conditional switch changes, while the
Для анализа работы схемы преобразования в скважность в исходном состоянии предположим, что на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 имеется высокий уровень напряжения, поэтому канал аналогового ключа 6 заперт по управляющему инверсному входу и ток через резистор 15 не течет. Приложенное к входу интегратора (см. U13 на фиг. 2) напряжение вызывает протекание тока I1, разряжающего конденсатор 5. Величина этого тока при условии равенства сопротивлений резисторов 32, 33 (R32=R33) определяется по формуле:To analyze the operation of the duty cycle conversion circuit in the initial state, suppose that there is a high voltage level at the output of the non-inverting voltage comparator 11, so the channel of the
где R4 - сопротивление первого резистора 4.where R4 is the resistance of the first resistor 4.
Ток разряда конденсатора 5 определяется соотношением:The discharge current of the capacitor 5 is determined by the ratio:
где: С5 - емкость конденсатора 5;where: C5 - capacitor 5;
ΔU5 - приращение напряжения на конденсаторе С5.ΔU5 is the voltage increment across the capacitor C5.
Приращение напряжения ΔU5 равно максимальному изменению напряжения на конденсаторе С5, которое определяется разностью напряжений двух порогов переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11 на КМОП-логических элементах НЕ 18.1 и 18.2 с выходом Rail-To-Rail. Эти пороги, в свою очередь, устанавливаются напряжением Uпит на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11 и гистерезисом за счет резисторов R34 и R35. Пороговые напряжения 
где: Uпит - напряжение на входе 17 управления питанием неинвертирующего компаратора напряжения 11, при этомwhere: Upit is the voltage at the
R34 - сопротивление резистора 34;R34 is the resistance of the
R35 - сопротивление резистора 35.R35 is the resistance of the
Разность порогов равна:The threshold difference is:
при этом Uпит=2⋅UR12, где UR12 - напряжение на втором резисторе 12.in this case, Upit = 2⋅U R12 , where U R12 is the voltage at the
По мере разряда конденсатора 5 выходное напряжение интегратора U1 уменьшается до тех пор, пока не достигнет нижнего порога переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11, после чего выходное напряжение неинвертирующего компаратора напряжения 11 станет равным нулю, и, следовательно, по этому сигналу канал аналогового ключа 6 открыт и связан с общей шиной, обеспечивая тем самым нулевой уровень напряжения на его выходе. Ток I2 через третий резистор 15 потечет в общую шину. Величина этого тока определяется соотношением:As the capacitor 5 discharges, the output voltage of the integrator U1 decreases until it reaches the lower switching threshold of the non-inverting voltage comparator 11, after which the output voltage of the non-inverting voltage comparator 11 becomes zero, and therefore, the channel of the
где R15 - сопротивление резистора 15.where R15 is the resistance of the
Если R15=R4/2 то ток I2 в два раза больше тока I1. Это приведет к тому, что теперь конденсатор 5 будет заряжаться током:If R15 = R4 / 2 then the current I 2 is twice as large as the current I 1 . This will lead to the fact that now the capacitor 5 will be charged with current:
равным току разряда этого конденсатора в первом такте, но противоположным по направлению. Следовательно, напряжение на выходе первого ОУ 1 станет нарастать с той же скоростью, с какой в первом такте снижалась. При достижении этим напряжением верхнего порога переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11 схема вернется в первоначальное состояние, и цикл повторится. Таким образом, при сбалансированной мостовой схеме 8 на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 формируются симметричные прямоугольные колебания с коэффициентом заполнения 0,5.equal to the discharge current of this capacitor in the first cycle, but opposite in direction. Therefore, the voltage at the output of the first op-
Изменяемая скважность Q колебаний может быть определена при изменении напряжения U13 на основании предыдущих формул и условий из выражения, не зависящего от параметров времязадающей RC-цепи (резистор R4, конденсатор С5):The variable duty cycle Q of the oscillations can be determined by changing the voltage U13 based on the previous formulas and conditions from an expression independent of the parameters of the timing RC circuit (resistor R4, capacitor C5):
где t1 - длительность паузы выходного сигнала неинвертирующего компаратора напряжения 11;where t 1 - the duration of the pause of the output signal of the non-inverting voltage comparator 11;
t2 - длительность импульса выходного сигнала неинвертирующего компаратора напряжения 11;t 2 is the pulse duration of the output signal of the non-inverting voltage comparator 11;
t1+t2 - период выходного сигнала неинвертирующего компаратора напряжения 11.t 1 + t 2 - period of the output signal of the non-inverting voltage comparator 11.
Т.к. амплитуда импульсов на выходе неинвертирующего компаратора напряжения 11 зависит от напряжения питания на входе 17 управления питанием, то ее нормализация (стабильность амплитуды) обеспечивается выходным устройством 7, которое передает сигнал в линию связи или приемник (на фиг. 1 не показаны).Because the pulse amplitude at the output of the non-inverting voltage comparator 11 depends on the supply voltage at the
При разбалансе мостовой схемы (напряжение U13 на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 меняется) величина t1/(t1+t2) по формуле (2), отражающая параметры скважности, становится переменной, изменяемой линейно и пропорционально разбалансу мостовой схемы. Но независимость формируемой скважности от напряжения питания и от синхронного температурного изменения начального сопротивления мостовой схемы 8 сохраняется при переключении резистора 32 первого резистивного делителя 3 условным ключом с выхода дифференциального усилителя напряжения 13 на его вход 14 смещения нуля, имеющий постоянный уровень напряжения UR12 c резистора 12. При этом скважность остается связанной с напряжением питания на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 и его порогами и компенсирующим напряжением на «компенсирующем» втором резисторе 12, что позволяет преобразовывать только дифференциальное изменение (разбаланс) сопротивлений плеч мостовой схемы 8 в соответствующее изменение скважности. При этом скважность импульсов на выходе выходного устройства 7 пропорциональна только информативному разбалансу мостовой схемы 8, а, следовательно, однозначно отображает равный разбаланс в омах относительно неравных начальных сопротивлений мостовой схемы 8 (измерительных (например, тензометрических) преобразователей). Измерение скважности в настоящее время производится цифровыми методами с помощью микропроцессора, либо аналоговым методом с помощью прецизионного аналогового фильтра нижних частот, либо с помощью простейшей интегрирующей RC-цепи.When the bridge circuit is unbalanced (the voltage U13 at the output of the
Упрощение и работоспособность за счет единого для преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность однополярного источника питания 9 обеспечено путем начального смещения напряжения смещения нуля на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 и входе интегратора (на первом ОУ 1, резисторе 4 и конденсаторе 5) при помощи напряжения со второго резистора 12, равного половине напряжения на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 и совокупностью вышеуказанных признаков.Simplification and operability due to the unbalance of the bridge circuit unified for the voltage converter to the frequency or duty cycle of a
Повышение стабильности при изменении напряжения источника питания 9, при синхронном температурном изменении начального сопротивления плеч мостовой схемы 8 достигается путем компенсации синхронного температурного изменения начального сопротивления плеч мостовой схемы 8 соответствующими пропорциональными напряжениями на выходе дифференциального усилителя напряжения 13, входе интегратора и входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 и пропорциональных им верхнего и нижнего порогов переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11, а также совокупностью вышеуказанных признаков.An increase in stability when changing the voltage of the
Повышение стабильности за счет высокого быстродействия достигается введением быстродействующего КМОП аналогового ключа 6 с управляющим входом с низким потреблением мощности, высокой скоростью переключения, низким сопротивлением в открытом состоянии и низким током утечки в сочетании с такими же по характеристикам быстродействующими КМОП-логическим элементами НЕ 18.1, 18.2 обеспечивает высокие точностные характеристики предлагаемого преобразователя (по сравнению с биполярными и пр. аналоговыми ключами и неинвертирующим компаратором напряжения на дифференциальных компараторах или операционных усилителях).Improving stability due to high speed is achieved by introducing a high-speed
Обеспечение возможности определения начальной частоты путем закорачивания выходов мостовой схемы 8 обеспечено за счет начального смещения напряжения смещения нуля на выходе дифференциального усилителя напряжения 13 и входе интегратора (второй вывод резистора 4) при помощи напряжения со второго резистора 12, равного половине напряжения на входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11, компенсации синхронного температурного изменения начального сопротивления плеч мостовой схемы 8 соответствующими пропорциональными напряжениями на выходе дифференциального усилителя напряжения 13, входе интегратора и входе 17 питания неинвертирующего компаратора напряжения 11 и пропорциональных им верхнему и нижнему порогам переключения неинвертирующего компаратора напряжения 11. Выявлено, что закорачивание вводит мостовую схему 8 с вторым резистором 12 в сбалансированное состояние, при этом определение начальной частоты с целью исключения нестабильности сопротивления резистора 4 и емкости конденсатора 5 времязадающей цепи интегратора в режиме преобразования частоты возможно:The ability to determine the initial frequency by shorting the outputs of the
- в известном исходном сбалансированном состоянии мостовой схемы 8 (нормальная температура, стабилизированное питание, отсутствие разбаланса);- in a known initial balanced state of the bridge circuit 8 (normal temperature, stable power, lack of imbalance);
- в рабочем состоянии мостовой схемы 8 (произвольная температура, нестабилизированное питание, рабочий разбаланс, вызванный измеряемым физическим фактором), т.к. закорачивание вводит мостовую схему 8 в сбалансированное состояние, выявляемое напряжением на втором резисторе 12.- in working condition of the bridge circuit 8 (arbitrary temperature, unstabilized power supply, operational imbalance caused by the measured physical factor), because shorting brings the
Параметры времязадающей цепи интегратора (резистор 4, конденсатор 5) не влияют на стабильность преобразования скважности, но калибровка закорачиванием выявляет начальный разбаланс мостовой схемы 8 (например, при ее изготовлении).The parameters of the integrator timing circuit (resistor 4, capacitor 5) do not affect the stability of the duty cycle conversion, but short-circuit calibration reveals the initial imbalance of the bridge circuit 8 (for example, during its manufacture).
Испытания преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность, выполненного на:Tests of the bridge voltage unbalance voltage converter in frequency or duty cycle performed on:
- неинвертирующем компараторе напряжения (КМОП-логические элементы НЕ 1564ЛН2, или ОУ 1487УД2У, или компаратор напряжения 521СА301);- non-inverting voltage comparator (CMOS logic elements NOT 1564LN2, or OU 1487UD2U, or voltage comparator 521CA301);
- дифференциальном усилителе с дифференциальным коэффициентом усиления 4 (ОУ 1487УД2У, прецизионные резисторы С2-29 В);- a differential amplifier with a differential gain of 4 (OA 1487UD2U, precision resistors C2-29 V);
- интеграторе (ОУ 1487УД2У, прецизионные резистор С2-29 В и конденсатор К10-43в);- integrator (OU 1487UD2U, precision resistor C2-29 V and capacitor K10-43v);
- неинвертирующем усилителе с коэффициентом усиления 2 (ОУ 1487УД2У, прецизионные резисторы С2-29В);- non-inverting amplifier with a gain of 2 (OA 1487UD2U, precision resistors C2-29V);
- КМОП аналоговом ключе (1302КН4У);- CMOS analog key (1302KN4U);
- Активных и пассивных датчиках давления с мостовым выходом, который имеет начальное сопротивление 100 Ом с температурным коэффициентом 0,1%/°С и информативный разбаланс 5 Ом, вызванный измеряемым давлением;- Active and passive pressure sensors with a bridge output, which has an initial resistance of 100 Ohms with a temperature coefficient of 0.1% / ° C and an informative imbalance of 5 Ohms caused by the measured pressure;
Моделирование преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы давления в частоту или скважность в САПР Micro-Cap 9.0, выполненного на операционных усилителях типа AD824, AD8044, КМОП-логических элементах НЕ SN74HC00, компараторе напряжения LM111, аналоговом ключе ADG441, соответствующих резисторах и конденсаторе, подтвердили его работоспособность и заявленные преимущества в диапазоне рабочих температур от -50°С до +50°С.The simulation of the unbalance voltage converter of the bridge circuit of pressure to frequency or duty cycle in a Micro-Cap 9.0 CAD system, performed on operational amplifiers like AD824, AD8044, CMOS logic elements NOT SN74HC00, voltage comparator LM111, analog switch ADG441, corresponding resistors and capacitor, confirmed its operability and claimed benefits in the range of operating temperatures from -50 ° C to + 50 ° C.
Результаты испытания макета преобразователя напряжения разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность следующие:The test results of the layout of the bridge voltage unbalance voltage converter in frequency or duty cycle are as follows:
- обеспечено преобразование напряжения информативного разбаланса мостовой схемы в частоту или скважность при использовании различных типов мостовых датчиков постоянного тока;- the voltage of the informative unbalance of the bridge circuit is converted to frequency or duty cycle using various types of bridge DC sensors;
- подтверждена линейная зависимость выходной частоты или выходной скважности от напряжения разбаланса мостовой схемы;- a linear dependence of the output frequency or output duty cycle on the unbalance voltage of the bridge circuit is confirmed;
- обеспечивалась независимость выходной частоты и скважности (изменение не более 0,1%) от синхронных неинформативных изменений начального сопротивления мостовой схемы (на 10%), от изменения напряжения его питания (на 10%), от температуры окружающей среды в диапазоне от -50°С до +50°С, от параметров постоянной времени RC-цепи интегратора после проведения калибровки.- ensured the independence of the output frequency and duty cycle (change not more than 0.1%) from synchronous non-informative changes in the initial resistance of the bridge circuit (by 10%), from changes in its supply voltage (by 10%), from the ambient temperature in the range from -50 ° C to + 50 ° C, from the parameters of the time constant of the integrator RC circuit after calibration.
Claims (7)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2018139854A RU2699303C1 (en) | 2018-11-12 | 2018-11-12 | Bridge circuit imbalance voltage converter to frequency or duty ratio |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2018139854A RU2699303C1 (en) | 2018-11-12 | 2018-11-12 | Bridge circuit imbalance voltage converter to frequency or duty ratio |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2699303C1 true RU2699303C1 (en) | 2019-09-04 |
Family
ID=67851867
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2018139854A RU2699303C1 (en) | 2018-11-12 | 2018-11-12 | Bridge circuit imbalance voltage converter to frequency or duty ratio |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2699303C1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2757852C1 (en) * | 2020-09-22 | 2021-10-21 | Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом") | Converter of voltage of analogue sensor to frequency or duty cycle |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU866671A1 (en) * | 1979-11-16 | 1981-09-23 | Саратовский политехнический институт | Thyristorized dc-to-ac voltage converter |
| GB2256544B (en) * | 1986-04-14 | 1993-02-24 | Fluke Mfg Co John | Variable duty cycle window detecting analog to digital converter |
| RU2280312C1 (en) * | 2004-12-27 | 2006-07-20 | Открытое Акционерное Общество "Агрегатное Конструкторское Бюро "Якорь" | Three-phase double-channel-conversion transformer-rectifier unit |
| RU2292051C2 (en) * | 2005-01-11 | 2007-01-20 | ФГУП "Сибирский научно-исследовательский институт авиации им. С.А. Чаплыгина" (ФГУП "СибНИА им. С.А. Чаплыгина") | Transformer of resistive sensors' changing resistance into electric signal |
| EP2924860B1 (en) * | 2014-03-25 | 2017-03-08 | Alstom Technology Ltd. | Voltage source converter and control thereof |
-
2018
- 2018-11-12 RU RU2018139854A patent/RU2699303C1/en active
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU866671A1 (en) * | 1979-11-16 | 1981-09-23 | Саратовский политехнический институт | Thyristorized dc-to-ac voltage converter |
| GB2256544B (en) * | 1986-04-14 | 1993-02-24 | Fluke Mfg Co John | Variable duty cycle window detecting analog to digital converter |
| RU2280312C1 (en) * | 2004-12-27 | 2006-07-20 | Открытое Акционерное Общество "Агрегатное Конструкторское Бюро "Якорь" | Three-phase double-channel-conversion transformer-rectifier unit |
| RU2292051C2 (en) * | 2005-01-11 | 2007-01-20 | ФГУП "Сибирский научно-исследовательский институт авиации им. С.А. Чаплыгина" (ФГУП "СибНИА им. С.А. Чаплыгина") | Transformer of resistive sensors' changing resistance into electric signal |
| EP2924860B1 (en) * | 2014-03-25 | 2017-03-08 | Alstom Technology Ltd. | Voltage source converter and control thereof |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Справочник " Активный контроль в машиностроении"., М."Машиностроение", 1978. Справочник по средствам автоматики., М. Энергоатомиздат, 1983. * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2757852C1 (en) * | 2020-09-22 | 2021-10-21 | Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом") | Converter of voltage of analogue sensor to frequency or duty cycle |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9935598B2 (en) | Differential amplifier design as the preamp of DMM | |
| CA2898377C (en) | Sensor interface circuits | |
| Sreenath et al. | A resistive sensor readout circuit with intrinsic insensitivity to circuit parameters and its evaluation | |
| US20220247372A1 (en) | Current sensing circuitry | |
| US7423480B2 (en) | AC amplifier for precision measurement | |
| US9645193B2 (en) | Impedance source ranging apparatus and method | |
| JP2019509491A (en) | Crosstalk calibration for multi-channel systems | |
| RU2699303C1 (en) | Bridge circuit imbalance voltage converter to frequency or duty ratio | |
| GB2451314A (en) | An input amplifier for a digital multimeter | |
| CN110431383A (en) | Device for calibration capacitance sensor interface | |
| WO2010086348A3 (en) | Method and system for measuring a time constant of an integrated circuit, and integrated circuit provided with such a system | |
| Schäck | High-precision measurement of strain gauge transducers at the physical limit without any calibration interruptions | |
| CN113155159B (en) | Bridge detector | |
| RU2654905C1 (en) | Device for converting the resistance changes into voltage | |
| CN212364401U (en) | Resistance sensor measuring circuit for measuring weak signal | |
| RU2757852C1 (en) | Converter of voltage of analogue sensor to frequency or duty cycle | |
| Sen et al. | An arbitrary power-law device based on operational transconductance amplifiers | |
| RU2395060C1 (en) | Frequency converter for disbalance signal of strain gauge bridge with low temperature error | |
| Jain et al. | Self-balancing digitizer for resistive half-bridge | |
| CN110672904A (en) | Resistance sensor measuring circuit for measuring weak signal | |
| JP3562703B2 (en) | Measuring device | |
| US11799428B2 (en) | Fast offset calibration for sensor and analog front end | |
| RU2319110C1 (en) | Device for connecting parametric sensors | |
| RU2731033C1 (en) | Bridge-type pressure transducer | |
| Khan | Linear and Sensitive Detection Electronics for Capacitive Sensors |