RU2624795C1 - Autocompensor of doppler shifts of phase of interference - Google Patents

Autocompensor of doppler shifts of phase of interference Download PDF

Info

Publication number
RU2624795C1
RU2624795C1 RU2016118211A RU2016118211A RU2624795C1 RU 2624795 C1 RU2624795 C1 RU 2624795C1 RU 2016118211 A RU2016118211 A RU 2016118211A RU 2016118211 A RU2016118211 A RU 2016118211A RU 2624795 C1 RU2624795 C1 RU 2624795C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
unit
complex
additional
block
inputs
Prior art date
Application number
RU2016118211A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Дмитрий Иванович Попов
Original Assignee
Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" filed Critical Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет"
Priority to RU2016118211A priority Critical patent/RU2624795C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2624795C1 publication Critical patent/RU2624795C1/en

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
    • G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
    • G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
    • G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
    • G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
    • G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
    • G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
    • G01S13/5248—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi combining a coherent MTI processor with a zero Doppler processing channel and a clutter mapped memory, e.g. MTD (Moving target detector)

Landscapes

  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

FIELD: physics.
SUBSTANCE: proposed compensator of Doppler interference phase comprising the phase estimating unit, a first delay unit, first and second blocks of complex multiplication block complex conjugate, the second delay unit, a timing generator, the first and second multipliers, first, second, third and fourth cosine-sine function generators, the first and second memory blocks, a complex adder additional phase calculator, an additional block phase estimation, the first and second additional blocks of complex multiplication, complementary complex conjugation block and the third and fourth delay units in a certain way interconnected and performing coherent processing incoming samples.
EFFECT: improving the accuracy.
9 dwg

Description

Изобретение относится к радиолокационной технике и предназначено для автокомпенсации доплеровских сдвигов фазы пассивных помех; может быть использовано в адаптивных устройствах режектирования многочастотных пассивных помех.The invention relates to radar technology and is intended for auto-compensation of Doppler phase shifts of passive interference; can be used in adaptive devices for rejecting multi-frequency passive interference.

Известен фильтр с автокомпенсацией доплеровской фазы пассивных помех, содержащий блоки задержки, блок комплексного сопряжения, блоки комплексного умножения, блок оценивания фазы и функциональные преобразователи [1]. Однако это устройство имеет низкую точность измерения и компенсации текущего значения доплеровской фазы пассивных помех.A known filter with automatic compensation of the Doppler phase of passive interference, containing delay units, complex conjugation unit, complex multiplication blocks, phase estimation unit and functional converters [1]. However, this device has a low accuracy of measurement and compensation of the current value of the Doppler phase of passive interference.

Известен также измеритель доплеровской фазы пассивных помех [2], содержащий блок оценивания фазы, блок комплексного умножения, блок задержки, блок усреднения и вычислитель фазы. Данное устройство обладает низкой точностью измерения доплеровской фазы пассивных помех.Also known is a Doppler phase meter of passive interference [2], comprising a phase estimation unit, a complex multiplication unit, a delay unit, an averaging unit, and a phase calculator. This device has low accuracy in measuring the Doppler phase of passive interference.

Наиболее близким к изобретению является выбранное в качестве прототипа устройство с автокомпенсацией доплеровских сдвигов фазы пассивных помех [3], содержащее блок оценивания фазы, первый блок задержки, первый и второй блоки комплексного умножения, блок комплексного сопряжения и второй блок задержки. Однако устройство имеет низкую точность измерения и автокомпенсации доплеровской фазы пассивных помех.Closest to the invention is a prototype device with auto-compensation of Doppler passive interference phase shifts [3], comprising a phase estimator, a first delay unit, a first and second complex multiplication unit, a complex conjugation unit and a second delay unit. However, the device has a low accuracy of measurement and auto-compensation of the Doppler phase of passive interference.

Задачей, решаемой в изобретении, является повышение точности автокомпенсации текущего значения доплеровской фазы многочастотных пассивных помех за счет применения совместной обработки частотных компонент многочастотных пассивных помех.The problem to be solved in the invention is to increase the accuracy of auto-compensation of the current value of the Doppler phase of multi-frequency passive interference through the use of joint processing of the frequency components of multi-frequency passive interference.

Для решения поставленной задачи в автокомпенсатор доплеровских сдвигов фазы помех, содержащий блок оценивания фазы, первый блок задержки, первый и второй блоки комплексного умножения, блок комплексного сопряжения, второй блок задержки и синхрогенератор, введены первый и второй умножители, первый, второй, третий и четвертый косинусно-синусные функциональные преобразователи, первый и второй блоки памяти, комплексный сумматор, дополнительный вычислитель фазы, дополнительный блок оценивания фазы, первый и второй дополнительные блоки комплексного умножения, дополнительный блок комплексного сопряжения и третий и четвертый блоки задержки.To solve this problem, the first and second multipliers, the first, second, third, fourth cosine-sine function converters, first and second memory blocks, complex adder, additional phase calculator, additional phase estimation block, first and second additional comp blocks lex multiplication, an optional complex conjugation unit, and third and fourth delay units.

Дополнительные блоки, введенные в предлагаемое устройство, являются известными. Так, соединенные вместе в блоке оценивания фазы блок задержки, блок комплексного сопряжения, блок комплексного умножения, блок усреднения и вычислитель фазы позволяют выделить доплеровский сдвиг фазы за интервал между соседними отсчетами пассивной помехи. Однако неизвестно совместное применение первого и второго умножителей, первого, второго, третьего и четвертого косинусно-синусных функциональных преобразователей, первого и второго блоков памяти, комплексного сумматора, дополнительного вычислителя фазы, дополнительного блока оценивания фазы, дополнительных блоков комплексного умножения и третьего и четвертого блоков задержки. Новыми являются связи первого умножителя с блоком оценивания фазы, первым косинусно-синусным функциональным преобразователем и первым блоком памяти, дополнительного блока оценивания фазы с третьим косинусно-синусным функциональным преобразователем, первого и третьего косинусно-синусных функциональных преобразователей с комплексным сумматором, комплексного сумматора с дополнительным вычислителем фазы, дополнительного вычислителя фазы со вторым умножителем и четвертым косинусно-синусным функциональным преобразователем, второго и четвертого косинусно-синусных функциональных преобразователей соответственно со вторым блоком комплексного умножения и первым дополнительным блоком комплексного умножения. Связи между синхрогенератором и всеми блоками автокомпенсатора обеспечивают согласованную обработку компонент многочастотных пассивных помех.Additional blocks introduced into the proposed device are known. So, the delay unit, the complex conjugation unit, the complex multiplication unit, the averaging unit, and the phase calculator connected together in the phase estimating unit of the phase estimator make it possible to isolate the Doppler phase shift for the interval between adjacent passive interference samples. However, the combined use of the first and second multipliers, the first, second, third and fourth cosine-sine function converters, the first and second memory blocks, the complex adder, the additional phase calculator, the additional phase estimation block, the additional complex multiplication blocks, and the third and fourth delay blocks is unknown . The connections of the first multiplier with the phase estimator, the first cosine-sine function converter and the first memory block, the additional phase estimator with the third cosine-sine function converter, the first and third cosine-sine function converters with a complex adder, a complex adder with an additional calculator are new phase, an additional phase calculator with a second multiplier and a fourth cosine-sine functional converter, of the second fourth sine-cosine functional converters respectively with the second unit and the first complex multiplication unit further complex multiplication. Communications between the sync generator and all autocompensator units provide consistent processing of multi-frequency passive interference components.

Сравнение с техническими характеристиками, известными из опубликованных источников информации, показывает, что заявляемое решение обладает новизной и имеет изобретательский уровень.Comparison with the technical characteristics known from published sources of information shows that the claimed solution has novelty and has an inventive step.

Заявляемое решение носит технический характер, осуществимо, воспроизводимо и, следовательно, является промышленно применимым.The claimed solution is technical in nature, feasible, reproducible and, therefore, is industrially applicable.

На фиг. 1 представлена структурная электрическая схема автокомпенсатора доплеровских сдвигов фазы помех; на фиг. 2 - блока оценивания фазы; на фиг. 3 - блока задержки; на фиг. 4 - блока комплексного сопряжения; на фиг. 5 - блока комплексного умножения; на фиг. 6 - блока усреднения; на фиг. 7 - вычислителя фазы; на фиг. 8 - блока присвоения знака; на фиг. 9 - комплексного сумматора.In FIG. 1 is a structural circuit diagram of an auto-compensator for Doppler phase shift noise; in FIG. 2 - phase estimation unit; in FIG. 3 - delay unit; in FIG. 4 - block complex conjugation; in FIG. 5 - block complex multiplication; in FIG. 6 - averaging unit; in FIG. 7 - phase calculator; in FIG. 8 - character assignment unit; in FIG. 9 - complex adder.

Автокомпенсатор доплеровских сдвигов фазы помех (фиг. 1) содержит блок 1 оценивания фазы, первый блок 2 задержки, первый блок 3 комплексного умножения, второй блок 4 комплексного умножения, блок 5 комплексного сопряжения, второй блок 6 задержки, синхрогенератор 7, первый умножитель 8, первый косинусно-синусный функциональный преобразователь 9, второй умножитель 10, второй косинусно-синусный функциональный преобразователь 11, первый блок памяти 12, комплексный сумматор 13, дополнительный вычислитель фазы 14, второй блок памяти 15, дополнительный блок оценивания фазы 16, третий 17 и четвертый 18 косинусно-синусные функциональные преобразователи, первый дополнительный блок 19 комплексного умножения, дополнительный блок 20 комплексного сопряжения, третий блок 21 задержки, четвертый блок 22 задержки и второй дополнительный блок 23 комплексного умножения.The autocompensator of the Doppler phase shift of the interference (Fig. 1) contains a phase estimation unit 1, a first delay unit 2, a first complex multiplication unit 3, a second complex multiplication unit 4, a complex conjugation unit 5, a second delay unit 6, a clock 7, a first multiplier 8, the first cosine-sine functional converter 9, the second multiplier 10, the second cosine-sine functional converter 11, the first memory block 12, the complex adder 13, the additional phase calculator 14, the second memory block 15, the additional block phase 16 evaluation, the third 17 and the fourth 18 cosine-sine function converters, the first additional complex multiplication unit 19, the additional complex conjugation unit 20, the third delay unit 21, the fourth delay unit 22 and the second additional complex multiplication unit 23.

Блок 1 оценивания фазы и дополнительный блок 16 оценивания фазы (фиг. 2) содержат блок 24 задержки, блок 25 комплексного сопряжения, блок 26 комплексного умножения, блок 27 усреднения и вычислитель фазы 28. Блоки 2, 6, 21, 22 и 24 задержки (фиг. 3) содержат две цифровые линии задержки 29. Блоки 5 и 25 комплексного сопряжения и дополнительный блок 20 комплексного сопряжения (фиг. 4) содержат инвертор 30. Блоки 3 и 4 комплексного умножения и дополнительные блоки 19 и 23 комплексного умножения (фиг. 5) содержат два канала (I, II), каждый из которых включает первый перемножитель 31, второй перемножитель 32 и сумматор 33. Блок 27 усреднения (фиг. 6) содержит два канала (I, II), каждый из которых состоит из n цифровых элементов 34 задержки на интервал

Figure 00000001
дискретизации tд и n-1 сумматоров 35. Вычислитель фазы 28 и дополнительный вычислитель фазы 14 (фиг. 7) состоят из делителя 36, арктангенсного функционального преобразователя 37, модульного блока 38, сумматора 39, блока 40 присвоения знака и первого ключа 41, второго ключа 42, сумматора 43 и блока 44 памяти. Блок 40 присвоения знака (фиг. 8) содержит блоки 45 и 48 умножения, блок 46 памяти и ограничитель 47. Комплексный сумматор 13 (фиг. 9) содержит два сумматора 49.The phase estimating unit 1 and the additional phase estimating unit 16 (Fig. 2) comprise a delay unit 24, a complex conjugation unit 25, a complex multiplication unit 26, an averaging unit 27 and a phase calculator 28. Delay units 2, 6, 21, 22 and 24 ( Fig. 3) contain two digital delay lines 29. Complex conjugation blocks 5 and 25 and an additional complex conjugation block 20 (Fig. 4) contain an inverter 30. Complex multiplication blocks 3 and 4 and additional complex multiplication blocks 19 and 23 (Fig. 5 ) contain two channels (I, II), each of which includes the first multiply al 31, the second multiplier 32 and the adder 33. The averaging unit 27 (Fig. 6) contains two channels (I, II), each of which consists of n digital delay elements 34 per interval
Figure 00000001
discretization of t d and n-1 adders 35. The phase calculator 28 and the additional phase calculator 14 (Fig. 7) consist of a divider 36, an arc tangent functional converter 37, a modular block 38, an adder 39, a character assignment block 40, and a first key 41, second key 42, adder 43 and block 44 of the memory. The character assigning unit 40 (FIG. 8) comprises multiplication units 45 and 48, a memory unit 46 and a limiter 47. The complex adder 13 (FIG. 9) contains two adders 49.

Автокомпенсатор доплеровских сдвигов фазы помех работает следующим образом.Autocompensator Doppler phase shift noise is as follows.

Два частотных компонента многочастотной пассивной помехи, значительно превышающих сигнал от цели, раздельно поступают на входы приемников каждого частотного канала, в которых усиливаются, в квадратурных фазовых детекторах переносятся на видеочастоту, а затем подвергаются аналого-цифровому преобразованию (соответствующие блоки на фиг. 1 не показаны). На первые и вторые входы автокомпенсатора доплеровских сдвигов фазы помех в каждом элементе разрешения по дальности каждого периода повторения поступают цифровые отсчеты комплексных огибающих соответствующих частотных компонент пассивной помехиTwo frequency components of multi-frequency passive interference, significantly exceeding the signal from the target, are separately fed to the inputs of the receivers of each frequency channel, in which they are amplified, are transferred to the video frequency in quadrature phase detectors, and then undergo analog-to-digital conversion (the corresponding blocks in Fig. 1 are not shown ) The first and second inputs of the auto-compensator for Doppler phase shifts of the interference phase in each resolution element along the range of each repetition period receive digital samples of the complex envelopes of the corresponding frequency components of the passive interference

Figure 00000002
,
Figure 00000002
,

где

Figure 00000003
,
Figure 00000004
- цифровые коды действительной и мнимой частей отсчетов
Figure 00000005
; j и k - текущие номера соответственно периода повторения и элемента разрешения по дальности, причем
Figure 00000006
;
Figure 00000007
- номер частотного компонента, причем
Figure 00000008
;
Figure 00000009
- начальная фаза
Figure 00000010
частотного компонента;
Figure 00000011
- доплеровский сдвиг фазы
Figure 00000012
частотного компонента помехи, равныйWhere
Figure 00000003
,
Figure 00000004
- digital codes of the real and imaginary parts of the samples
Figure 00000005
; j and k are the current numbers of the repetition period and the range resolution element, respectively, and
Figure 00000006
;
Figure 00000007
is the number of the frequency component, and
Figure 00000008
;
Figure 00000009
- initial phase
Figure 00000010
frequency component;
Figure 00000011
- Doppler phase shift
Figure 00000012
frequency component of interference equal to

Figure 00000013
,
Figure 00000014
,
Figure 00000013
,
Figure 00000014
,

где

Figure 00000015
- доплеровская частота помехи; T - период повторения зондирующих импульсов; νr - радиальная скорость источника мешающих отражений (пассивной помехи);
Figure 00000016
- несущая частота
Figure 00000017
частотного компонента, причем
Figure 00000018
, r<1; c - скорость распространения радиоволн.Where
Figure 00000015
- Doppler interference frequency; T is the repetition period of the probe pulses; ν r is the radial velocity of the source of interfering reflections (passive interference);
Figure 00000016
- carrier frequency
Figure 00000017
frequency component, and
Figure 00000018
, r <1; c is the propagation velocity of radio waves.

В автокомпенсаторе доплеровских сдвигов фазы помех (фиг. 1) отсчеты

Figure 00000019
и
Figure 00000020
поступают соответственно на входы блока 1 оценивания фазы и дополнительного блока 16 оценивания фазы (фиг. 2), где в блоках 24 задержки (фиг. 3) задерживаются на период повторения T. После этого в блоках 25 комплексного сопряжения (фиг. 4) путем инвертирования с помощью инвертора 30 знаков мнимых проекций осуществляется комплексное сопряжение задержанных отсчетов
Figure 00000021
. Далее в блоках 26 комплексного умножения (фиг. 5) в каждом элементе разрешения по дальности реализуется попарное умножение отсчетов в соответствии с алгоритмомIn the autocompensator Doppler phase shift noise (Fig. 1) readings
Figure 00000019
and
Figure 00000020
respectively arrive at the inputs of the phase estimator 1 and the additional phase estimator 16 (Fig. 2), where in the blocks 24 the delays (Fig. 3) are delayed by the repetition period T. After that, in the complex coupling blocks 25 (Fig. 4) by inverting with the help of an inverter 30 characters of imaginary projections, complex conjugation of delayed samples is carried out
Figure 00000021
. Further, in blocks 26 of complex multiplication (Fig. 5), in each element of the range resolution, pairwise multiplication of samples is implemented in accordance with the algorithm

Figure 00000022
,
Figure 00000023
.
Figure 00000022
,
Figure 00000023
.

С выходов блоков 26 комплексного умножения полученные произведения

Figure 00000024
поступают в блоки 27 усреднения (фиг. 6), осуществляющие с помощью элементов 34 задержки и сумматоров 35 скользящее вдоль дальности в каждом периоде повторения суммирование величин
Figure 00000025
с n+1 смежных элементов разрешения по дальности временного строба, кроме элемента с номером n/2+1, для чего выходные величины элемента 34 задержки с номером n/2 поступают только на последующий элемент 34 задержки (фиг. 6). При этом на выходах блоков 27 усреднения образуются величиныFrom the outputs of the blocks 26 complex multiplication of the resulting product
Figure 00000024
enter the averaging units 27 (Fig. 6), which, using delay elements 34 and adders 35, summarize values along the range in each repetition period
Figure 00000025
from n + 1 adjacent resolution elements along the range of the time strobe, except for the element with the number n / 2 + 1, for which the output values of the delay element 34 with the number n / 2 are supplied only to the subsequent delay element 34 (Fig. 6). In this case, at the outputs of the averaging units 27, values are formed

Figure 00000026
,
Figure 00000027
,
Figure 00000026
,
Figure 00000027
,

аргументами которых являются межпериодные доплеровские сдвиги фазы помехи

Figure 00000028
в j-м периоде повторения
Figure 00000029
частотного компонента
Figure 00000030
.the arguments of which are inter-period Doppler phase shifts of the interference
Figure 00000028
in the jth repetition period
Figure 00000029
frequency component
Figure 00000030
.

Величины

Figure 00000031
и
Figure 00000032
в блоках 1 и 16 поступают на соответствующие входы вычислителей фазы 28 (фиг. 7), где на основе блоков 36 деления и арктангенсных функциональных преобразователей 37 вычисляются оценкиQuantities
Figure 00000031
and
Figure 00000032
in blocks 1 and 16 are fed to the corresponding inputs of the phase 28 calculators (Fig. 7), where, based on the division blocks 36 and the arctangent functional converters 37, the estimates are calculated

Figure 00000033
,
Figure 00000034
.
Figure 00000033
,
Figure 00000034
.

Последующие преобразования оценок

Figure 00000035
зависят от знака величины
Figure 00000036
. При
Figure 00000037
открыт второй ключ 42, и оценка
Figure 00000038
через сумматор 43 непосредственно поступает на выход вычислителя фазы 28. При
Figure 00000039
открыт первый ключ 41, а второй ключ 42 закрыт. При этом в модульном блоке 38 образуется
Figure 00000040
, вычитаемый в сумматоре 39 из величины π, поступающей от блока 44 памяти. Полученной разности
Figure 00000041
в блоке 40 присваивается знак величины
Figure 00000042
.Subsequent grade conversions
Figure 00000035
depend on the sign of the quantity
Figure 00000036
. At
Figure 00000037
the second key is open 42, and the score
Figure 00000038
through the adder 43 directly goes to the output of the phase 28 computer. When
Figure 00000039
the first key 41 is open, and the second key 42 is closed. Thus in the modular block 38 is formed
Figure 00000040
subtracted in the adder 39 from the value of π coming from the block 44 of the memory. The resulting difference
Figure 00000041
in block 40, a sign of magnitude is assigned
Figure 00000042
.

Блок 40 присвоения знака (фиг. 8) работает следующим образом. На второй вход блока 40 присвоения знака поступает величина

Figure 00000043
, где в блоке 45 умножения производится ее умножение на постоянный множитель из блока 46 памяти с целью масштабирования и дальнейшего ограничения в ограничителе 47 по уровню ±1. Таким образом, после ограничения величина на выходе ограничителя 47 имеет смысл знака величины
Figure 00000044
, который, поступая на первый вход блока 48 умножения, присваивается разности
Figure 00000045
, поступающей с выхода сумматора 39 на первый вход блока 40 присвоения знака, т.е. на второй вход блока 48 умножения.Block 40 character assignment (Fig. 8) works as follows. The second input of the block 40 character assignment receives the value
Figure 00000043
, where in the multiplication block 45 it is multiplied by a constant factor from the memory block 46 in order to scale and further limit the limiter 47 to a level of ± 1. Thus, after the restriction, the value at the output of the limiter 47 has the meaning of the sign of the quantity
Figure 00000044
which, arriving at the first input of the multiplication unit 48, is assigned the difference
Figure 00000045
coming from the output of the adder 39 to the first input of the character assignment unit 40, i.e. to the second input of multiplication unit 48.

Рассмотренные операции позволяют в вычислителе фазы 28 сначала найти оценку доплеровского сдвига фазы помехи, находящуюся в интервале [-π/2, π/2], а затем при помощи последующих логических преобразований в блоках 38, 39 и 40 расширить пределы ее однозначного измерения до интервала [-π, π] в соответствии с алгоритмомThe considered operations allow firstly to find in the phase 28 calculator an estimate of the Doppler phase shift of the interference located in the interval [-π / 2, π / 2], and then, using subsequent logical transformations in blocks 38, 39 and 40, expand the limits of its unambiguous measurement to the interval [-π, π] according to the algorithm

Figure 00000046
Figure 00000046

Первый умножитель 8 (фиг. 1) осуществляет умножение найденной в блоке 1 оценивания фазы 1-го частотного канала оценки

Figure 00000047
на коэффициент r, хранящийся в первом блоке 12 памяти, что приводит к получению пересчитанной по отношению ко 2-му частотному каналу оценкиThe first multiplier 8 (Fig. 1) performs the multiplication found in block 1 of the evaluation phase of the 1st frequency channel evaluation
Figure 00000047
by the coefficient r stored in the first memory block 12, which leads to an estimate, recalculated with respect to the 2nd frequency channel

Figure 00000048
.
Figure 00000048
.

Данная пересчитанная оценка

Figure 00000049
и найденная в дополнительном блоке 16 оценивания фазы 2-го частотного канала оценка
Figure 00000050
подвергаются межканальному усреднению. Так как непосредственное усреднение оценок
Figure 00000051
и
Figure 00000052
вследствие цикличности фазовых сдвигов приводит к существенным ошибкам, то усреднению подлежат тригонометрические функции этих оценок. Для этого в первом 9 и третьем 17 косинусно-синусных функциональных преобразователях определяются соответственно величиныThis recalculated estimate
Figure 00000049
and the estimate found in the supplementary block 16 for estimating the phase of the 2nd frequency channel
Figure 00000050
are subjected to inter-channel averaging. Since direct averaging of estimates
Figure 00000051
and
Figure 00000052
due to the cyclical nature of the phase shifts leads to significant errors, then the trigonometric functions of these estimates are subject to averaging. For this, in the first 9 and third 17 cosine-sine functional converters, the quantities

Figure 00000053
,
Figure 00000054
.
Figure 00000053
,
Figure 00000054
.

Межканальное усреднение осуществляется в комплексном сумматоре 13 (фиг. 9) путем раздельного суммирования действительных и мнимых проекций входных величин, приводящего к вычислению выходной величиныInterchannel averaging is carried out in the complex adder 13 (Fig. 9) by separately summing the real and imaginary projections of the input quantities, leading to the calculation of the output quantity

Figure 00000055
Figure 00000055

В дополнительном вычислителе фазы 14 (фиг. 7) определяется усредненная оценка для 2-го частотного канала:In the additional phase 14 calculator (Fig. 7), the average estimate for the 2nd frequency channel is determined:

Figure 00000056
.
Figure 00000056
.

Во втором умножителе 10 данная оценка умножается на хранящийся во втором блоке 15 памяти коэффициент 1/r, что приводит к получению усредненной оценки для 1-го частотного канала:In the second multiplier 10, this estimate is multiplied by the coefficient 1 / r stored in the second memory block 15, which leads to an average estimate for the 1st frequency channel:

Figure 00000057
.
Figure 00000057
.

Во втором 11 и четвертом 18 косинусно-синусных функциональных преобразователях определяются соответственно величиныIn the second 11 and fourth 18 cosine-sine functional converters, the quantities

Figure 00000058
,
Figure 00000059
.
Figure 00000058
,
Figure 00000059
.

Второй блок 4 комплексного умножения совместно со вторым блоком 6 задержки и первый дополнительный блок 19 комплексного умножения совместно с третьим блоком 21 задержки в каждом элементе разрешения по дальности осуществляют рекуррентное накопление оценок межпериодного доплеровского сдвига фазы помехи соответственно для 1-го и 2-го частотных каналов:The second complex multiplication unit 4 together with the second delay unit 6 and the first additional complex multiplication unit 19 together with the third delay unit 21 in each range resolution element carry out recurrent accumulation of estimates of the inter-period Doppler phase shift of the interference for the 1st and 2nd frequency channels, respectively :

Figure 00000060
,
Figure 00000060
,

Figure 00000061
.
Figure 00000061
.

Ввиду однородности помехи по доплеровской скорости в пределах каждого элемента разрешения по дальности и равноточности оценок

Figure 00000062
и
Figure 00000063
Due to the homogeneity of the interference with respect to Doppler velocity within each resolution element in the range and uniformity of estimates
Figure 00000062
and
Figure 00000063

Figure 00000064
Figure 00000065
,
Figure 00000064
Figure 00000065
,

что соответствует с точностью до начальной фазы текущей фазе помехи.which corresponds, up to the initial phase, to the current phase of the interference.

В блоке 5 комплексного сопряжения и в дополнительном блоке 20 комплексного сопряжения с помощью инвертора 30 знаков мнимых проекций происходит инвертирование знака текущей фазы, приводя к величинамIn block 5 complex conjugation and in the additional block 20 complex conjugation using an inverter 30 characters of imaginary projections, the sign of the current phase is inverted, leading to values

Figure 00000066
,
Figure 00000066
,

что позволяет в первом блоке 3 комплексного умножения и втором дополнительном блоке 23 комплексного умножения путем двумерного поворота поступающих в каждом частотном канале отсчетов

Figure 00000067
и
Figure 00000068
в соответствии с выражениямиwhich allows in the first block 3 of complex multiplication and the second additional block 23 of complex multiplication by two-dimensional rotation of the samples received in each frequency channel
Figure 00000067
and
Figure 00000068
according to expressions

Figure 00000069
Figure 00000070
Figure 00000069
Figure 00000070

скомпенсировать доплеровские сдвиги фазы помехи.compensate for Doppler phase shifts of the interference.

Задержка исходных отсчетов

Figure 00000071
и
Figure 00000072
на
Figure 00000001
интервал tз=ntд/2+tв (где tд - интервал
Figure 00000001
дискретизации, tв - интервал задержки при вычислениях), реализуемая в первом блоке 2 задержки и в четвертом блоке 22 задержки, обеспечивает
Figure 00000073
совмещение компенсации с исключенным из обучающей выборки средним элементом с номером n/2+1 в стробе скользящего суммирования, реализуемого блоком 27 усреднения. Тогда в случае сигнала, соизмеримого по величине с помехой, или разрывной помехи при последующем режектировании отсчетов помехи с элемента разрешения, содержащего сигнал, исключается возможность ослабления или подавления сигнала за счет его влияния на используемые оценки.Delayed Source Samples
Figure 00000071
and
Figure 00000072
on
Figure 00000001
interval t s = nt d / 2 + t in (where t d is the interval
Figure 00000001
discretization, t in - delay interval during calculations), implemented in the first delay block 2 and in the fourth delay block 22, provides
Figure 00000073
the combination of compensation with the middle element excluded from the training sample with the number n / 2 + 1 in the strobe of the moving summation implemented by the averaging unit 27. Then, in the case of a signal commensurate in magnitude with the interference, or discontinuous interference during the subsequent rejection of the interference samples from the resolution element containing the signal, the possibility of attenuation or suppression of the signal due to its influence on the estimates used is excluded.

Синхронизация автокомпенсатора доплеровских сдвигов фазы помех осуществляется подачей на все блоки заявляемого устройства последовательности синхронизирующих импульсов, вырабатываемых синхронизатором 7 (фиг. 1) с периодом повторения, равным интервалу

Figure 00000001
дискретизации tд, выбираемому из условия требуемой разрешающей способности по дальности.The synchronization of the auto-compensator Doppler phase shifts of the interference phase is carried out by applying to all blocks of the claimed device a sequence of synchronizing pulses generated by the synchronizer 7 (Fig. 1) with a repetition period equal to the interval
Figure 00000001
discretization t d selected from the conditions of the required resolution in range.

Достижение технического результата объясняется следующим образом. Погрешность усредненной оценки

Figure 00000074
в предложенном автокомпенсаторе характеризуется дисперсиейThe achievement of the technical result is explained as follows. The error of the average estimate
Figure 00000074
in the proposed auto-compensator is characterized by dispersion

Figure 00000075
,
Figure 00000076
,
Figure 00000075
,
Figure 00000076
,

где r1=1, r2=r;

Figure 00000077
- коэффициент межпериодной корреляции помехи в
Figure 00000078
частотном канале
Figure 00000079
;
Figure 00000080
- нормированная ширина спектра помехи в
Figure 00000078
частотном канале
Figure 00000079
.where r 1 = 1, r 2 = r;
Figure 00000077
- inter-period correlation coefficient of interference in
Figure 00000078
frequency channel
Figure 00000079
;
Figure 00000080
- normalized interference spectrum width in
Figure 00000078
frequency channel
Figure 00000079
.

Дисперсия оценки

Figure 00000081
для известного устройства (прототипа)Estimation variance
Figure 00000081
for a known device (prototype)

Figure 00000082
Figure 00000082

Как видим, дисперсия усредненной оценки

Figure 00000083
в предложенном автокомпенсаторе меньше дисперсии в известном устройстве, что соответствует повышению точности измерения и компенсации доплеровских сдвигов фазы помехи, зависящей от номера частотного канала. Расчеты показывают, что при r=0,95 и
Figure 00000084
для 1-го частотного канала
Figure 00000085
точность измерения и компенсации повышается в 2 раза, а для 2-го частотного канала
Figure 00000086
- в 2,2 раза.As you can see, the variance of the average estimate
Figure 00000083
in the proposed auto-compensator there is less dispersion in the known device, which corresponds to an increase in the accuracy of measurement and compensation of Doppler phase shifts of the interference, depending on the number of the frequency channel. Calculations show that for r = 0.95 and
Figure 00000084
for the 1st frequency channel
Figure 00000085
accuracy of measurement and compensation is increased by 2 times, and for the 2nd frequency channel
Figure 00000086
- 2.2 times.

Таким образом, автокомпенсатор доплеровских сдвигов фазы помех позволяет повысить точность измерения и компенсации текущих значений доплеровских сдвигов фазы многочастотных пассивных помех.Thus, the autocompensator of Doppler phase shifts of interference allows you to improve the accuracy of measurement and compensation of the current values of Doppler phase shifts of multi-frequency passive interference.

1. А.с. 934816 (СССР), МПК G01S 7/36, G01S 13/52. Режекторный фильтр / Д.И. Попов. - Опубл. 27.11.1998. - Изобретения. - 1998. - №33. - С. 407-408.1. A.S. 934816 (USSR), IPC G01S 7/36, G01S 13/52. Notch filter / D.I. Popov. - Publ. 11/27/1998. - Inventions. - 1998. - No. 33. - S. 407-408.

2. А.с. 1136620 (СССР), МПК G01S 7/292. Измеритель параметров пассивных помех / Д.И. Попов, В.В. Гладких. - Опубл. 27.11.1998. - Изобретения. - 1998. - №33. - С. 405.2. A.S. 1136620 (USSR), IPC G01S 7/292. Passive jammer / D.I. Popov, V.V. Smooth. - Publ. 11/27/1998. - Inventions. - 1998. - No. 33. - S. 405.

3. А.с. 1098399 (СССР), МПК G01S 7/36. Устройство адаптивной режекции пассивных помех / Д.И. Попов. - Опубл. 20.12.1998. - Изобретения. - №35. - С. 377-378.3. A.S. 1098399 (USSR), IPC G01S 7/36. Device adaptive rejection of passive interference / D.I. Popov. - Publ. 12/20/1998. - Inventions. - No. 35. - S. 377-378.

Claims (1)

Автокомпенсатор доплеровских сдвигов фазы помех, содержащий блок оценивания фазы, первый блок задержки, первый блок комплексного умножения, второй блок комплексного умножения, блок комплексного сопряжения, второй блок задержки и синхрогенератор, при этом входы блока оценивания фазы через первый блок задержки соединены с первыми входами первого блока комплексного умножения, вторые входы которого соединены с выходами блока комплексного сопряжения, выходы второго блока комплексного умножения соединены с объединенными входами блока комплексного сопряжения и второго блока задержки, выходы второго блока задержки соединены с первыми входами второго блока комплексного умножения, выход синхрогенератора соединен с синхровходами блока оценивания фазы, первого блока задержки, первого и второго блоков комплексного умножения, блока комплексного сопряжения и второго блока задержки, отличающийся тем, что введены первый умножитель, первый косинусно-синусный функциональный преобразователь, второй умножитель, второй косинусно-синусный функциональный преобразователь, первый блок памяти, комплексный сумматор, дополнительный вычислитель фазы, второй блок памяти, дополнительный блок оценивания фазы, третий и четвертый косинусно-синусные функциональные преобразователи, первый дополнительный блок комплексного умножения, дополнительный блок комплексного сопряжения, третий и четвертый блоки задержки и второй дополнительный блок комплексного умножения, при этом выход блока оценивания фазы соединен с первым входом первого умножителя, второй вход которого соединен с выходом первого блока памяти, выход первого умножителя соединен с входом первого косинусно-синусного функционального преобразователя, выходы которого соединены с первыми входами комплексного сумматора, выходы комплексного сумматора соединены с входами дополнительного вычислителя фазы, выход которого соединен с объединенными первым входом второго умножителя и входом четвертого косинусно-синусного функционального преобразователя, второй вход второго умножителя соединен с выходом второго блока памяти, выход второго умножителя соединен с входом второго косинусно-синусного функционального преобразователя, выходы которого соединены со вторыми входами второго блока комплексного умножения, выход дополнительного блока оценивания фазы соединен с входом третьего косинусно-синусного функционального преобразователя, выходы которого соединены со вторыми входами комплексного сумматора, выходы первого дополнительного блока комплексного умножения соединены с объединенными входами дополнительного блока комплексного сопряжения и третьего блока задержки, выходы третьего блока задержки соединены с первыми входами первого дополнительного блока комплексного умножения, вторые входы которого соединены с выходами четвертого косинусно-синусного функционального преобразователя, входы дополнительного блока оценивания фазы через четвертый блок задержки соединены с первыми входами второго дополнительного блока комплексного умножения, вторые входы которого соединены с выходами дополнительного блока комплексного сопряжения, выход синхрогенератора соединен с синхровходами первого и второго умножителей, первого, второго, третьего и четвертого косинусно-синусных функциональных преобразователей, первого и второго блоков памяти, комплексного сумматора, дополнительного вычислителя фазы, дополнительного блока оценивания фазы, первого и второго дополнительных блоков комплексного умножения, дополнительного блока комплексного сопряжения и третьего и четвертого блоков задержки, причем первыми и вторыми входами автокомпенсатора доплеровских сдвигов фазы помех являются соответственно входы блока оценивания фазы и дополнительного блока оценивания фазы, а первыми и вторыми выходами - соответственно выходы первого блока комплексного умножения и второго дополнительного блока комплексного умножения.The autocompensator of the Doppler phase shift noise, containing the phase estimation unit, the first delay unit, the first complex multiplication unit, the second complex multiplication unit, the complex conjugation unit, the second delay unit and the clock generator, while the inputs of the phase evaluation unit are connected to the first inputs of the first through the first delay unit complex multiplication unit, the second inputs of which are connected to the outputs of the complex conjugation unit, the outputs of the second complex multiplication unit are connected to the combined inputs of the com Plex conjugation and the second delay block, the outputs of the second delay block are connected to the first inputs of the second complex multiplication block, the output of the clock is connected to the sync inputs of the phase estimation block, the first delay block, the first and second complex multiplication blocks, the complex pairing block and the second delay block, characterized in that the first multiplier, the first cosine-sine functional converter, the second multiplier, the second cosine-sine functional converter, the first block are introduced ok memory, complex adder, additional phase calculator, second memory unit, additional phase estimation unit, third and fourth cosine-sine function converters, first additional complex multiplication unit, additional complex conjugation unit, third and fourth delay units and second additional complex multiplication unit while the output of the phase estimator is connected to the first input of the first multiplier, the second input of which is connected to the output of the first memory unit, the output of the first smart the resident is connected to the input of the first cosine-sine functional converter, the outputs of which are connected to the first inputs of the complex adder, the outputs of the complex adder are connected to the inputs of an additional phase calculator, the output of which is connected to the combined first input of the second multiplier and the input of the fourth cosine-sine functional converter, the second input the second multiplier is connected to the output of the second memory block, the output of the second multiplier is connected to the input of the second cosine-sine function a common converter, the outputs of which are connected to the second inputs of the second complex multiplication block, the output of the additional phase estimation block is connected to the input of the third cosine-sine functional converter, the outputs of which are connected to the second inputs of the complex adder, the outputs of the first additional complex multiplication block are connected to the combined inputs of the additional block complex interface and the third delay unit, the outputs of the third delay unit are connected to the first inputs ne of the additional complex multiplication unit, the second inputs of which are connected to the outputs of the fourth cosine-sine functional converter, the inputs of the additional phase estimation unit through the fourth delay unit are connected to the first inputs of the second additional complex multiplication unit, the second inputs of which are connected to the outputs of the additional complex conjugation unit, output the clock generator is connected to the clock inputs of the first and second multipliers, the first, second, third and fourth cosine -sine functional converters, the first and second memory blocks, an integrated adder, an additional phase calculator, an additional phase estimation block, the first and second additional complex multiplication blocks, an additional complex conjugation block and the third and fourth delay blocks, with the first and second inputs of the Doppler shift auto-compensator interference phases are respectively the inputs of the phase estimator and the additional phase estimator, and the first and second outputs are respectively -retarded outputs of the first complex multiplication unit and the second additional block of complex multiplication.
RU2016118211A 2016-05-10 2016-05-10 Autocompensor of doppler shifts of phase of interference RU2624795C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016118211A RU2624795C1 (en) 2016-05-10 2016-05-10 Autocompensor of doppler shifts of phase of interference

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016118211A RU2624795C1 (en) 2016-05-10 2016-05-10 Autocompensor of doppler shifts of phase of interference

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2624795C1 true RU2624795C1 (en) 2017-07-06

Family

ID=59312886

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2016118211A RU2624795C1 (en) 2016-05-10 2016-05-10 Autocompensor of doppler shifts of phase of interference

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2624795C1 (en)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU934816A1 (en) * 1980-10-30 1998-11-27 Рязанский Радиотехнический Институт Suppression filter
SU1136620A1 (en) * 1982-06-16 1998-11-27 Рязанский Радиотехнический Институт Device for measurement of noise characteristics
SU1090136A1 (en) * 1982-07-14 1998-12-20 Рязанский Радиотехнический Институт Device for noise rejection
SU1098399A1 (en) * 1981-06-12 1998-12-20 Рязанский Радиотехнический Институт Device for adaptive noise rejection
JP2014020820A (en) * 2012-07-13 2014-02-03 Mitsubishi Electric Corp Radar device

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU934816A1 (en) * 1980-10-30 1998-11-27 Рязанский Радиотехнический Институт Suppression filter
SU1098399A1 (en) * 1981-06-12 1998-12-20 Рязанский Радиотехнический Институт Device for adaptive noise rejection
SU1136620A1 (en) * 1982-06-16 1998-11-27 Рязанский Радиотехнический Институт Device for measurement of noise characteristics
SU1090136A1 (en) * 1982-07-14 1998-12-20 Рязанский Радиотехнический Институт Device for noise rejection
JP2014020820A (en) * 2012-07-13 2014-02-03 Mitsubishi Electric Corp Radar device

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2582877C1 (en) Adaptive compensator of passive interference phase
RU157108U1 (en) PASSIVE INTERFERENCE PHASE COMPENSATION DEVICE
RU2634190C1 (en) Interference rejecting counter
RU2507536C1 (en) Coherent pulsed signal measuring detector
RU161949U1 (en) COMPUTER FOR AUTO COMPENSATION OF SHIFT PHASE SHIFTS
RU2560130C1 (en) Pulsed radio signal detection and measurement device
RU2559750C1 (en) Calculator of doppler phase of passive interference
RU2583537C1 (en) Auto-compensator for doppler phase of passive interference
RU2624795C1 (en) Autocompensor of doppler shifts of phase of interference
RU158719U1 (en) DEVICE FOR ADAPTIVE COMPENSATION OF PASSIVE INTERFERENCE PHASE
RU2550315C1 (en) Doppler phase meter of passive noise
RU155598U1 (en) PASSIVE INTERFERENCE PHASE DEVICE
RU155556U1 (en) PASSIVE INTERFERENCE PHASE CALCULATION DEVICE
RU2513656C2 (en) Phase meter of coherent-pulse signals
RU2569331C1 (en) Passive jamming doppler phase measuring device
RU2674467C1 (en) Filter compensation of passive interference
RU2679972C1 (en) Interference suppression computer
RU155674U1 (en) MULTI-FREQUENCY PASSIVE INTERFERENCE PHASOMETER
RU172503U1 (en) LIABILITY COMPUTER-REDUCER
RU2628907C1 (en) Computer for interference compensation
RU2799482C1 (en) Computer for interference compensation
RU2824843C1 (en) Passive interference filter
RU2816701C1 (en) Noise suppression filter
RU2824181C1 (en) Passive noise compensation filter
RU2796547C1 (en) Interference suppression filter

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20180511