RU2589467C1 - Octave filter - Google Patents
Octave filter Download PDFInfo
- Publication number
- RU2589467C1 RU2589467C1 RU2015118827/28A RU2015118827A RU2589467C1 RU 2589467 C1 RU2589467 C1 RU 2589467C1 RU 2015118827/28 A RU2015118827/28 A RU 2015118827/28A RU 2015118827 A RU2015118827 A RU 2015118827A RU 2589467 C1 RU2589467 C1 RU 2589467C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- filter
- octave
- output
- broadband
- octave filter
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Transmitters (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиоэлектронике и может быть использовано в широкополосных радиопередатчиках.The invention relates to electronics and can be used in broadband radio transmitters.
Широкополосные усилители мощности коротковолнового диапазона содержат переключаемые октавные фильтры подавления гармоник несущей частоты. Они представляют собой дуплексеры - параллельно соединенные по входу фильтр нижних частот (ФНЧ), нагрузкой которого является высокочастотный фидер с антенной, и фильтр верхних частот (ФВЧ), нагруженный на балластное сопротивление.Broadband shortwave power amplifiers include switchable octave filters for suppressing carrier harmonics. They are duplexers - a low-pass filter (LPF) connected in parallel at the input, the load of which is a high-frequency feeder with an antenna, and a high-pass filter (HPF), loaded on ballast resistance.
Известны фильтры подавления гармоник несущей частоты, например Патент США №371569, Патент РФ №5880 от 06.03.2006.Known filters for suppressing harmonics of the carrier frequency, for example, US Patent No. 371569, RF Patent No. 5880 of 03/06/2006.
Наиболее близким по технической сущности является октавный фильтр Патент РФ №130166 от 10.07.2013.The closest in technical essence is the octave filter RF Patent No. 130166 of 07/10/2013.
Недостатком как аналогов, так и прототипа является то, что длительность переходного процесса (Е.И. Манаев. Основы радиоэлектроники. - М.: Радио и связь, 1985. Стр. 18.) при переходе с одной рабочей частоты на другую может превышать допустимое время перестройки частоты передатчика при его работе в радиолинии с адаптацией по частоте.The disadvantage of both analogues and the prototype is that the duration of the transition process (EI Manaev. Fundamentals of radio electronics. - M .: Radio and communications, 1985. P. 18.) during the transition from one operating frequency to another may exceed the permissible tuning frequency of the transmitter during its operation in a radio link with frequency adaptation.
Целью изобретения является снижение времени переходного процесса в выходной цепи усилителя мощности широкополосного радиопередатчика, содержащего октавный фильтр.The aim of the invention is to reduce the transient time in the output circuit of a power amplifier of a broadband radio transmitter containing an octave filter.
Поставленная цель достигается тем, что в октавный фильтр, содержащий фильтры нижних и верхних частот, широкополосное согласующее устройство, двухполупериодный выпрямитель с конденсатором, дросселем и ограничительным диодом, дополнительно включена фазосдвигающая цепь, причем вход фазосдвигающей цепи соединен параллельно с фильтром верхних частот октавного фильтра и выходом широкополосного усилителя мощности, а ее выход соединен со входом фильтра нижних частот октавного фильтра.This goal is achieved by the fact that the octave filter contains low-pass and high-pass filters, a broadband matching device, a half-wave rectifier with a capacitor, a choke, and a limiting diode; a phase-shifting circuit is additionally included, and the phase-shifting circuit input is connected in parallel with the high-pass filter of the octave filter and the output broadband power amplifier, and its output is connected to the input of the low-pass filter of the octave filter.
Структурная схема устройства изображена на Фиг. 1. В соответствии с ней устройство состоит из следующих функциональных узлов и элементов:The block diagram of the device is shown in FIG. 1. In accordance with it, the device consists of the following functional units and elements:
1 - фазосдвигающая цепь;1 - phase-shifting circuit;
2 - фильтр низких частот;2 - low pass filter;
3 - фильтр верхних частот;3 - high-pass filter;
4 - широкополосное согласующее устройство;4 - broadband matching device;
5 - двухполупериодный выпрямитель;5 - a half-wave rectifier;
ZA - комплексное сопротивление антенны;Z A is the complex resistance of the antenna;
С - накопительная емкость;C is the storage capacity;
Др. - дроссель;Dr. - throttle;
Д - ограничительный диод.D is a limiting diode.
Работа схемы осуществляется следующим образом.The operation of the circuit is as follows.
Сигнал на частотах высших гармоник с выхода усилителя мощности проходит через ФВЧ «3», прозрачный для этих частот и непрозрачный для частоты первой гармоники, и далее к элементам в цепи подавления высших гармоник.The signal at the frequencies of higher harmonics from the output of the power amplifier passes through the HPF “3”, transparent for these frequencies and opaque for the frequency of the first harmonic, and then to the elements in the circuit for suppressing higher harmonics.
Первая гармоника с выхода усилителя мощности проходит на вход фазосдвигающей цепи «1» и далее через ФНЧ «2», прозрачный для этой частоты и непрозрачный для высших гармоник, и поступает на нагрузку ZA. Наличие реактивных элементов в этой цепи приводит к появлению переходного процесса. При этом постоянная времени цепи τ, характеризующая переходной процесс, пропорциональна величинам емкости C и индуктивности L в цепи: τ=RC; τ=L/R. Время переходного процесса чаще всего определяется величиной t=3τ, при которой напряжение (ток) в цепи достигает 95% конечного (установившегося) значения.The first harmonic from the output of the power amplifier passes to the input of the phase-shifting circuit “1” and then through the low-pass filter “2”, transparent for this frequency and opaque for higher harmonics, and arrives at the load Z A. The presence of reactive elements in this chain leads to the appearance of a transition process. Moreover, the time constant of the circuit τ, characterizing the transient, is proportional to the capacitance C and inductance L in the circuit: τ = RC; τ = L / R. The transition process time is most often determined by the value t = 3τ, at which the voltage (current) in the circuit reaches 95% of the final (steady-state) value.
Величина τ определяется значениями величин активной составляющей R и реактивной составляющей C либо L на входе фильтра нижних частот октавного фильтра. Выходная цепь типового широкополосного передатчика позволяет представить ее в виде эквивалентной длинной линии. Входное сопротивление нагруженной длинной линии с распределенными параметрами рассчитывается по формуле (А.Ф. Белецкий Основы теории линейных электрических цепей. - М.: Связь, 1967. стр. 373):The value of τ is determined by the values of the active component R and the reactive component C or L at the input of the low-pass filter of the octave filter. The output circuit of a typical broadband transmitter allows it to be represented as an equivalent long line. Input impedance loaded long line with distributed parameters is calculated by the formula (AF Beletsky Fundamentals of the theory of linear electrical circuits. - M .: Communication, 1967. p. 373):
где: ZB - волновое сопротивление длинной линии, подключаемой к усилительному элементу; p - модуль коэффициента отражения от нагрузки; α - погонное затухание; β=2π/λ - погонный сдвиг фазы; l - физическая длина длинной линии.where: Z B - wave impedance of a long line connected to an amplifying element; p is the modulus of the reflection coefficient from the load; α is the specific attenuation; β = 2π / λ is the linear phase shift; l is the physical length of a long line.
При комплексном характере коэффициента отражения он может быть представлен модулем и фазой pe-iϕ. Фазовый сдвиг ϕ может быть учтен в фазе βl. Погонное затухание α современных В.Ч. фидеров пренебрежимо мало и при относительно коротких фидерах может быть принято равным нулю. Активная составляющая определяется выражением:Given the complex nature of the reflection coefficient, it can be represented by the modulus and phase pe -iϕ . The phase shift ϕ can be taken into account in the βl phase. The linear attenuation α of modern V.Ch. feeders are negligible and with relatively short feeders can be taken equal to zero. Active component defined by the expression:
Реактивная составляющая определяется выражением:Reactive component defined by the expression:
Величина реактивной составляющей входного сопротивления определяет величины емкости C и индуктивности L, поскольку XВХ=2πfL либо XВХ=1/2πfC, где f - рабочая частота.The magnitude of the reactive component of the input resistance determines the capacitance C and inductance L, since X BX = 2πfL or X BX = 1 / 2πfC, where f is the operating frequency.
С учетом выражений (2) и (3) аналитические выражения для постоянной времени при емкостном и индуктивном характерах нагрузки τC и τL имеют следующий вид:Taking into account expressions (2) and (3), the analytical expressions for the time constant with capacitive and inductive load characteristics τ C and τ L have the following form:
Как видно из выражений (4) и (5), величины τC и τL будут максимальны при минимальных значениях рабочей частоты.As can be seen from expressions (4) and (5), the values of τ C and τ L will be maximum at minimum values of the operating frequency.
Для передатчиков коротковолнового диапазона минимальная частота принята равной 1,5 МГц. В расчетах максимальных значений переходных процессов учитывались значения sin(2βl)=1 при расчете τL. При расчете τC при 2βl, стремящемся к нулю, sin(2βl) стремится к бесконечности.For short-wave transmitters, the minimum frequency is assumed to be 1.5 MHz. In the calculations of the maximum values of transients, the values sin (2βl) = 1 were taken into account when calculating τ L. In the calculation of τ C with 2βl tending to zero, sin (2βl) tends to infinity.
На Фиг. 2 приведены графики зависимости величин переходных процессов (в микросекундах) от коэффициента бегущей волны (КБВ) с учетом пересчета значений коэффициента отражений в значения КБВ, КБВ=(1-p)/(1+р).In FIG. Figure 2 shows graphs of the dependence of the values of transients (in microseconds) on the traveling wave coefficient (KBW), taking into account the conversion of the reflection coefficient values into the values of the KBV, KBV = (1-p) / (1 + p).
Обозначения, принятые на Фиг. 2, следующие: τl1 - соответствует 3τL при частоте 1,5 Мгц; τl2 - соответствует 3τL при частоте 30,0 Мгц; τcl - соответствует 3τc при частоте 1,5 Мгц; τc2 - соответствует 3τc при частоте 30,0 Мгц; К - КБВ.The designations adopted in FIG. 2, the following: τl1 - corresponds to 3τ L at a frequency of 1.5 MHz; τl2 - corresponds to 3τ L at a frequency of 30.0 MHz; τcl - corresponds to 3τc at a frequency of 1.5 MHz; τc2 - corresponds to 3τc at a frequency of 30.0 MHz; K - KBV.
Как видно из анализа графиков, приведенных на Фиг. 2, наихудшим случаем, соответствующим максимальным значениям длительности переходного процесса, является случай, когда нагрузка усилительного элемента будет иметь емкостный характер. Длительность переходного процесса в этом случае может превышать 1000 микросекунд в интервале значений КБВ от 0,9 до 1 в случаях, когда при этом величина 2βl стремится к нулю. Изменив l, за счет включения в цепь первой гармоники последовательно с ФНЧ отрезок В.Ч. фидера, изменим величину sin(2βl) таким образом, что она будет равной или близкой к единице. Для реализации этого необходима предварительная градуировка передатчика на частотах конкретного октавного фильтра с измерением длительности переходного процесса. При условии появления величины длительности переходного процесса, превышающей допустимую, последовательно с ФНЧ дополнительно включается фазосдвигающая цепь (например, отрезок В.Ч. фидера). При включении дополнительного отрезка фидера его длина определяется из условия sin(2βl)=1. Из этого условия получаем 2πl/λ=(2к-1)0,25π и l=(2к-1)0,125λ.As can be seen from the analysis of the graphs shown in FIG. 2, the worst case corresponding to the maximum values of the duration of the transient process is the case when the load of the amplifying element will have a capacitive character. In this case, the duration of the transient process can exceed 1000 microseconds in the interval of KBM values from 0.9 to 1 in cases where the value 2βl tends to zero. By changing l, due to the inclusion of the first harmonic in series with the low-pass filter, the segment of V.Ch. feeder, change the value of sin (2βl) so that it will be equal to or close to unity. To realize this, a preliminary calibration of the transmitter at the frequencies of a specific octave filter with a measurement of the duration of the transition process is necessary. Under the condition that the duration of the transition process exceeds the permissible value, a phase-shifting circuit is additionally switched on sequentially with the low-pass filter (for example, a segment of a V.Ch. feeder). When an additional feeder segment is turned on, its length is determined from the condition sin (2βl) = 1. From this condition, we obtain 2πl / λ = (2k-1) 0.25π and l = (2k-1) 0.125λ.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2015118827/28A RU2589467C1 (en) | 2015-05-19 | 2015-05-19 | Octave filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2015118827/28A RU2589467C1 (en) | 2015-05-19 | 2015-05-19 | Octave filter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2589467C1 true RU2589467C1 (en) | 2016-07-10 |
Family
ID=56371193
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2015118827/28A RU2589467C1 (en) | 2015-05-19 | 2015-05-19 | Octave filter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2589467C1 (en) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4649507A (en) * | 1982-09-20 | 1987-03-10 | Nec Corporation | Segmented transversal filter |
US4779217A (en) * | 1985-12-27 | 1988-10-18 | Kyocera Corporation | Octave multiple filter |
RU62313U1 (en) * | 2006-02-26 | 2007-03-27 | Федеральное государственное учреждение "24 Центральный научно-исследовательский институт Министерства обороны Российской Федерации" | OCTA FILTER |
RU130166U1 (en) * | 2013-03-12 | 2013-07-10 | Виктор Леонидович Муравченко | OCTA FILTER |
-
2015
- 2015-05-19 RU RU2015118827/28A patent/RU2589467C1/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4649507A (en) * | 1982-09-20 | 1987-03-10 | Nec Corporation | Segmented transversal filter |
US4779217A (en) * | 1985-12-27 | 1988-10-18 | Kyocera Corporation | Octave multiple filter |
RU62313U1 (en) * | 2006-02-26 | 2007-03-27 | Федеральное государственное учреждение "24 Центральный научно-исследовательский институт Министерства обороны Российской Федерации" | OCTA FILTER |
RU130166U1 (en) * | 2013-03-12 | 2013-07-10 | Виктор Леонидович Муравченко | OCTA FILTER |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8543071B2 (en) | Radiofrequency emission or reception chain with automatic impedance adaptation, and corresponding method | |
US9608305B2 (en) | System and method for a directional coupler with a combining circuit | |
US11646697B2 (en) | Resonator circuit | |
US10491178B2 (en) | Parametric amplifier system | |
US9535140B2 (en) | System and method for a transformer and a phase-shift network | |
US20150035595A1 (en) | Low-noise receiver with complex rf attenuator | |
RU2589467C1 (en) | Octave filter | |
US9853801B2 (en) | Transceiver arrangement, communication device, and method | |
RU2450415C1 (en) | Quartz crystal oscillator | |
RU2450416C1 (en) | Quartz crystal oscillator | |
RU2460183C1 (en) | Microwave phase changer | |
RU181435U1 (en) | ANTENNA-ACCORDING DEVICE WITH A CALCULATION SETTING ALGORITHM | |
Suárez et al. | Stability analysis of power amplifiers under mismatching effects | |
RU148205U1 (en) | ANTENNA-ACCORDING DEVICE WITH MEASURING-COMPUTING SETTING METHOD | |
US20170054427A1 (en) | Adaptive matching network | |
US9270281B1 (en) | Apparatuses and methods for tuning center frequencies | |
EP3202043A1 (en) | Circuits and methods for transceiver self-interference cancellers | |
RU142638U1 (en) | ANTENNAED AGREEMENT DEVICE WITH INCREASED FAST SPEED | |
RU2565382C1 (en) | Frequency dividing unit | |
RU209339U1 (en) | Harmonic Filtering Device | |
RU187668U1 (en) | Microwave discrete phase shifter | |
WO2022133823A1 (en) | Antenna circuit, communication chip, terminal device, and feedback tuning method | |
RU144244U1 (en) | HIGH FREQUENCY KEY POWER AMPLIFIER | |
Ulansky et al. | A voltage-controlled oscillator based on negative inductance converter | |
JP2003273662A (en) | Amplifier circuit and distortion suppressing method |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20170520 |