RU2563889C1

RU2563889C1 - Digital radio signal detector in noise conditions with unknown intensity

Info

Publication number: RU2563889C1
Application number: RU2014130603/07A
Authority: RU
Inventors: Александр Александрович Бубеньщиков; Александр Вячеславович Бубеньщиков; Владимир Ильич Владимиров; Илья Владимирович Владимиров
Original assignee: Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство обороны Российской Федерации
Priority date: 2014-07-22
Filing date: 2014-07-22
Publication date: 2015-09-27

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.

SUBSTANCE: device includes a FFT processor (1); a cosine transform circuit (2); a sine transform circuit(3); a digital delay line (4); first, second, third and fourth multipliers (5, 10, 17 and 18); first and second square-ware generators (6, 7); a storage (8); an adder (9); an averaging ratio storage register 1/H (11); a subtractor circuit (12); a maximum selection circuit (13); a storage (14) having M inputs; an electronic switch (15); a comparator circuit (16); averaging ratio storage register 1/M (19); a storage register for the value of a function which determines the detection threshold (20).

EFFECT: providing a constant value of the false alarm probability at the output of the detector regardless of change in the noise signal environment at the input of the receiver owing to an additional coherent signal processing channel, which enables to measure average variance of overall interference in the detection channel regardless of the presence of a signal therein, which improves reliability of detection results.

1 dwg

Description

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в панорамных приемниках станций радиопомех, радиопеленгаторах, средствах радиомониторинга и аналогичных устройствах для обнаружения источников радиоизлучения (ИРИ) в условиях шума неизвестной интенсивности.The invention relates to radio engineering and can be used in panoramic receivers of radio interference stations, direction finders, radio monitoring tools and similar devices for detecting radio emission sources (IRI) in conditions of noise of unknown intensity.

Известен оптимальный обнаружитель, содержащий последовательно соединенные приемную антенну, линейный тракт приемника, согласованный фильтр, пороговое устройство [см. Мартынов В.А., Селихов Ю.И. Панорамные приемники и анализаторы спектра / Под ред. Г.Д. Заварина. - 2-e изд., перераб. и доп. - М.: Советское радио, 1980. - 352 с., ил., рис. 2.6., с. 46].Known optimal detector containing a series-connected receiving antenna, a linear path of the receiver, a matched filter, a threshold device [see Martynov V.A., Selikhov Yu.I. Panoramic receivers and spectrum analyzers / Ed. G.D. Zavarina. - 2nd ed., Revised. and add. - M .: Soviet Radio, 1980. - 352 p., Ill., Fig. 2.6., P. 46].

Недостатком обнаружителя является то, что при увеличении интенсивности шума на входе приемника за счет постоянного уровня порога обнаружения при отсутствии сигнала произойдет увеличение уровня ложных тревог или уменьшение отношения сигнал/шум при его наличии.The disadvantage of the detector is that when the noise intensity at the input of the receiver increases due to the constant level of the detection threshold in the absence of a signal, an increase in the level of false alarms or a decrease in the signal-to-noise ratio when it is present.

Известен обнаружитель [Борисов В.И. и др. Пространственные и вероятностно-временные характеристики эффективности станций ответных помех при подавлении систем радиосвязи / Под ред. В.И. Борисова. - М.: Радио-Софт, 2008. - рис. 2.9.3, с. 131.] сигналов со случайной амплитудой и начальной фазой в шумах неизвестной интенсивности с поддержанием постоянного уровня ложных тревог (ПУЛТ) и принятием решения по критерию Неймана-Пирсона, содержащий основной канал обнаружения, включающий первый и второй квадратурные фазовые детекторы, косинусно-синусный генератор (КСГ), первый и второй интеграторы, первый и второй квадратичные детекторы, сумматор и пороговое устройство, при этом объединенные первые входы первого и второго квадратурных фазовых детекторов являются входом устройства, вторые входы первого и второго квадратурных фазовых детекторов соединены соответственно с выходами квадратурных составляющих (синусной и косинусной) опорной частоты КСГ, выходы первого и второго квадратурных фазовых детекторов соединены с входами первого и второго интеграторов соответственно, выходы первого и второго интеграторов соединены соответственно с входами первого и второго квадратичных детекторов, выходы которых подключены к первому и второму входам сумматора соответственно, выход которого соединен с объединенными первыми входами блока вычитания и порогового устройств соответственно, выход которого является выходом обнаружителя, дополнительный канал обнаружения, состоящий из последовательно соединенных третьего квадратичного детектора и интегратора, при этом вход дополнительного канала подключен к входу устройства, а выход соединен со вторым входом блока вычитания, выход которого подключен ко второму входу порогового устройства.Known detector [Borisov V.I. et al. Spatial and probabilistic-temporal characteristics of the effectiveness of response interference stations when suppressing radio communication systems / Ed. IN AND. Borisov. - M.: Radio-Soft, 2008 .-- pic. 2.9.3, p. 131.] signals with a random amplitude and initial phase in noise of unknown intensity, maintaining a constant level of false alarms (PULT) and deciding on the Neumann-Pearson criterion, containing a main detection channel, including the first and second quadrature phase detectors, a cosine-sine generator ( KSG), the first and second integrators, the first and second quadratic detectors, the adder and the threshold device, while the combined first inputs of the first and second quadrature phase detectors are the input of the devices , the second inputs of the first and second quadrature phase detectors are connected respectively to the outputs of the quadrature components (sine and cosine) of the KSG reference frequency, the outputs of the first and second quadrature phase detectors are connected to the inputs of the first and second integrators, respectively, the outputs of the first and second integrators are connected respectively to the inputs of the first and second quadratic detectors, the outputs of which are connected to the first and second inputs of the adder, respectively, the output of which is connected to the combined first the inputs of the subtraction unit and the threshold devices, respectively, whose output is the output of the detector, an additional detection channel, consisting of a third quadratic detector and an integrator connected in series, while the input of the additional channel is connected to the input of the device, and the output is connected to the second input of the subtraction unit, the output of which connected to the second input of the threshold device.

Недостатком рассмотренного обнаружителя сигналов со случайной амплитудой и начальной фазой является то, что дисперсия шума оценивается при условии отсутствия сигнала в канале обнаружения. Кроме того, для решения задачи обнаружения должна быть известна форма сигнала и время его прихода.The disadvantage of the considered detector of signals with a random amplitude and initial phase is that the noise variance is estimated provided that there is no signal in the detection channel. In addition, to solve the detection problem, the waveform and the time of its arrival must be known.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому решению является обнаружитель [Борисов В.И. и др. Пространственные и вероятностно-временные характеристики эффективности станций ответных помех при подавлении систем радиосвязи / Под ред. В.И. Борисова. - М.: РадиоСофт, 2008. - рис. 2.6.1, с. 87] сигналов в шумах неизвестной интенсивности с поддержанием постоянного уровня ложных тревог (ПУЛТ) и принятием решения по критерию Неймана-Пирсона, содержащий процессор быстрого преобразования Фурье (БПФ), M параллельных каналов некогерентной обработки, каждый из которых включает параллельно соединенные схемы косинусного и синусного преобразования (квадратурного преобразования сигнала), первый и второй квадратор и сумматор, при этом входы схем косинусного и синусного преобразования объединены и являются входом канала некогерентной обработки, при этом выход схемы косинусного преобразования соединен с входом первого квадратора, а выход схемы синусного преобразования соединен с входом второго квадратора, при этом выходы первого и второго квадратора соединены с первым и вторым входами сумматора соответственно, выход которого является выходом канала обработки, при этом выход каждого из M каналов является соответствующим входом М-канальной схемы выбора максимума (СВМ) и М-канального накопителя, выход которого соединен с первым входом второго перемножителя, второй вход которого соединен с выходом регистра хранения коэффициента усреднения 1/М, а выход второго перемножителя соединен с первым входом первого перемножителя, второй вход которого соединен с выходом регистра хранения значения функции, определяющей уровень порога обнаружения в соответствии с требуемым значением вероятности ложной тревоги и измеренным значением средней дисперсии шума, при этом выход первого перемножителя соединен со вторым входом схемы сравнения, первый вход которой соединен со вторым выходом СВМ, первый выход которой соединен с первым входом электронного ключа, второй вход которого соединен с первым выходом схемы сравнения, который является выходом обнаружителя.The closest in technical essence to the claimed solution is the detector [Borisov V.I. et al. Spatial and probabilistic-temporal characteristics of the effectiveness of response interference stations when suppressing radio communication systems / Ed. IN AND. Borisov. - M .: RadioSoft, 2008 .-- pic. 2.6.1, p. 87] signals in noise of unknown intensity, maintaining a constant level of false alarms (PULT) and deciding on the Neumann-Pearson criterion, comprising a fast Fourier transform processor (FFT), M parallel channels of incoherent processing, each of which includes parallel-connected cosine and sine circuits transformations (quadrature signal transformations), the first and second quadrator and adder, while the inputs of the cosine and sine transform circuits are combined and are the input of the incoherent channel processing, while the output of the cosine transform circuit is connected to the input of the first quadrator, and the output of the sine transform circuit is connected to the input of the second quadrator, while the outputs of the first and second quadrator are connected to the first and second inputs of the adder, respectively, the output of which is the output of the processing channel, while the output of each of the M channels is the corresponding input of the M-channel maximum selection circuit (CBM) and M-channel storage, the output of which is connected to the first input of the second multiplier, the second input which is connected to the output of the register of storage of the averaging coefficient 1 / M, and the output of the second multiplier is connected to the first input of the first multiplier, the second input of which is connected to the output of the storage register of the value of the function that determines the level of the detection threshold in accordance with the required value of the probability of false alarm and the measured value of the average dispersion of noise, while the output of the first multiplier is connected to the second input of the comparison circuit, the first input of which is connected to the second output of the CBM, the first output of which is connected nen with the first input of the electronic key, the second input of which is connected to the first output of the comparison circuit, which is the output of the detector.

Недостатком такого обнаружителя является то, что ПУЛТ обеспечивается только за счет измерения дисперсии внутреннего шума приемника и обнаружителя. Это означает, что в случае изменения интенсивности шума (помех) на входе приемника заданный уровень порога обнаружения не будет соответствовать реально сложившейся помехово-сигнальной обстановке и не будет обеспечивать требуемые значения вероятностей обнаружения и ложной тревоги.The disadvantage of such a detector is that the remote control is provided only by measuring the variance of the internal noise of the receiver and detector. This means that in the event of a change in the noise intensity (interference) at the receiver input, the specified level of the detection threshold will not correspond to the actual jamming and signaling situation and will not provide the required values of the detection probabilities and false alarms.

Задачей, на решение которой направлено заявляемое изобретение, является обеспечение адаптивного изменения уровня порога обнаружения в соответствии с реально сложившейся сигнально-помеховой обстановкой и заданными значениями вероятностей ложной тревоги и обнаружения, что позволяет обеспечить постоянный уровень ложных тревог на выходе обнаружителя.The task to which the invention is directed is to provide an adaptive change in the level of the detection threshold in accordance with the actual prevailing signal-noise situation and the set probabilities of false alarm and detection, which ensures a constant level of false alarms at the detector output.

Техническим результатом изобретения является обеспечение постоянного значения вероятности ложной тревоги на выходе обнаружителя независимо от изменения помехово-сигнальной обстановки на входе приемника за счет реализации дополнительного канала когерентной обработки сигналов, обеспечивающего измерение средней дисперсии совокупных помех в канале обнаружения независимо от наличия в нем сигнала, что повышает достоверность результатов обнаружения.The technical result of the invention is to provide a constant value of the probability of false alarm at the output of the detector regardless of changes in the jamming signal situation at the input of the receiver due to the implementation of an additional channel for coherent signal processing, providing measurement of the average dispersion of the total noise in the detection channel regardless of the presence of a signal in it, which increases reliability of detection results.

Технический результат достигается тем, что в известном цифровом обнаружителе радиосигналов в условиях шума неизвестной интенсивности, содержащем процессор БПФ, имеющий M выходов, M каналов квадратурной обработки, каждый из которых состоит из схем косинусного и синусного преобразования, первого и второго квадратора, сумматора, при этом входы схем косинусного и синусного преобразования объединены и соединены с соответствующими выходами процессора БПФ, схему выбора максимума (СВМ), имеющую M входов, при этом вход и выход m-го канала квадратурной обработки, где $m = \bar{1 \dots M}$

, соединены соответственно с соответствующими выходами процессора БПФ и входами СВМ, последовательно соединенные регистр хранения коэффициента усреднения 1/M, четвертый перемножитель, третий перемножитель, схема сравнения и электронный ключ, а также накопитель, имеющий M входов, выход которого соединен с вторым входом четвертого перемножителя, регистр хранения значения функции, определяющей уровень порога обнаружения, выход которого соединен с вторым входом третьего перемножителя, вторые входы электронного ключа и схемы сравнения соединены соответственно с первым и вторым выходом СВМ, а выходы электронного ключа и схемы сравнения являются выходами устройства, дополнительно введены M каналов когерентной обработки сигнала, каждый из которых содержит последовательно соединенные цифровую линию задержки (ЦЛЗ), первый перемножитель, накопитель, второй перемножитель и схему вычитания, а также регистр хранения коэффициента усреднения 1/H, выход которого соединен с вторым входом второго перемножителя, второй вход схемы вычитания m-го канала когерентной обработки соединен с выходом сумматора соответствующего канала квадратурной обработки, а выход - с соответствующим входом накопителя, имеющего M входов, при этом вход ЦЛЗ m-го канала когерентной обработки объединен с вторым входом первого перемножителя и соединен с выходом схемы косинусного преобразования соответствующего канала квадратурной обработки.The technical result is achieved by the fact that in a known digital radio signal detector under noise conditions of unknown intensity, comprising an FFT processor having M outputs, M quadrature channels, each of which consists of cosine and sine transform circuits, a first and second quadrator, an adder, the inputs of the cosine and sine conversion circuits are combined and connected to the corresponding outputs of the FFT processor, a maximum selection circuit (CBM) having M inputs, while the input and output of the mth channel squared processing where

m = \bar{one ... M}

are connected respectively to the corresponding outputs of the FFT processor and the CBM inputs, serially connected averaging coefficient storage register 1 / M, a fourth multiplier, a third multiplier, a comparison circuit and an electronic key, as well as a drive having M inputs, the output of which is connected to the second input of the fourth multiplier , a register for storing the value of a function that determines the level of the detection threshold, the output of which is connected to the second input of the third multiplier, the second inputs of the electronic key and the comparison circuit inenes respectively with the first and second outputs of the CBM, and the outputs of the electronic key and the comparison circuit are the outputs of the device, M channels of coherent signal processing are additionally introduced, each of which contains a digital delay line (DLC) connected in series, a first multiplier, a drive, a second multiplier and a circuit subtraction, as well as the storage register of the averaging coefficient 1 / H, the output of which is connected to the second input of the second multiplier, the second input of the subtraction circuit of the m-th coherent processing channel is connected to stroke adder respective quadrature channel processing, and output - with the corresponding drive input, having M inputs, wherein the input TSLZ m-th channel coherent processing is combined with a second input of the first multiplier, and coupled to an output circuit cosine transform processing corresponding channel quadrature.

Сущность изобретения заключается в том, что дополнительно введенный в каждый частотный канал обнаружителя канал когерентной обработки сигналов позволяет производить в масштабе времени, близком к реальному, одновременное раздельное измерение средней дисперсии совокупных помех в канале обнаружения независимо от наличия в нем сигнала и средней мощности сигнала. Это позволяет осуществлять адаптивное изменение уровня порога обнаружения в соответствии с реально сложившейся сигнально-помеховой обстановкой и заданными по критерию Неймана-Пирсона значениями вероятностей ложной тревоги и обнаружения и тем самым обеспечить постоянный уровень ложных тревог на выходе обнаружителя.The essence of the invention lies in the fact that the coherent signal processing channel, additionally introduced into each frequency channel of the detector, allows simultaneous separate measurement of the average dispersion of the total noise in the detection channel on a time scale close to the real one, regardless of the presence of a signal in it and the average signal power. This allows an adaptive change in the detection threshold level in accordance with the actual prevailing signal-noise situation and the false alarm and detection probabilities specified by the Neumann-Pearson criterion and thereby ensure a constant level of false alarms at the detector output.

На фиг. 1 представлена функциональная схема цифрового обнаружителя радиосигналов в условиях шума неизвестной интенсивности, где введены следующие обозначения:In FIG. 1 is a functional diagram of a digital detector of radio signals in noise conditions of unknown intensity, where the following notation is introduced:

1 - процессор БПФ;1 - FFT processor;

2 - схема косинусного преобразования;2 is a diagram of a cosine transform;

3 - схема синусного преобразования;3 is a sine conversion circuit;

4 - ЦЛЗ;4 - CLP;

5 - первый перемножитель;5 - the first multiplier;

6 - первый квадратор;6 - the first quadrator;

7 - второй квадратор;7 - the second quadrator;

8 - накопитель;8 - drive;

9 - сумматор;9 - adder;

10 - второй перемножитель;10 - second multiplier;

11 - регистр хранения коэффициента усреднения 1/H;11 - register storage averaging coefficient 1 / H;

12 - схема вычитания;12 is a subtraction scheme;

13 - СВМ;13 - SVM;

14 - накопитель, имеющий M входов;14 - drive having M inputs;

15 - электронный ключ;15 - electronic key;

16 - схема сравнения;16 is a comparison diagram;

17 - третий перемножитель;17 - the third multiplier;

18 - четвертый перемножитель;18 - the fourth multiplier;

19 - регистр хранения коэффициента усреднения 1/M;19 - register storage averaging coefficient 1 / M;

20 - регистр хранения значения функции, определяющей уровень порога обнаружения.20 - a register for storing the value of a function that determines the level of the detection threshold.

Заявляемое устройство содержит процессор БПФ 1, имеющий M выходов, M каналов квадратурной обработки, каждый из которых состоит из схем косинусного 2 и синусного 3 преобразования, первого 6 и второго 7 квадратора, сумматора 9, при этом входы схем косинусного 2 и синусного 3 преобразования объединены и соединены с соответствующими выходами процессора БПФ 1, СВМ 13, имеющую M входов, при этом вход и выход m-го канала квадратурной обработки, где $m = \bar{1 \dots M}$

, соединены соответственно с соответствующими выходами процессора БПФ 1 и входами СВМ 13, последовательно соединенные регистр хранения коэффициента усреднения 1/M 19, четвертый перемножитель 18, третий перемножитель 17, схема сравнения 16 и электронный ключ 15, а также накопитель 14, имеющий M входов, выход которого соединен со вторым входом четвертого перемножителя 18, регистр хранения значения функции, определяющей уровень порога обнаружения 20, выход которого соединен со вторым входом третьего перемножителя 17, вторые входы электронного ключа 15 и схемы сравнения 16 соединены соответственно с первым и вторым выходом СВМ 13, а выходы электронного ключа 15 и схемы сравнения 16 являются выходами устройства, M каналов когерентной обработки сигнала, каждый из которых содержит последовательно соединенные цифровую линию задержки (ЦЛЗ) 4, первый перемножитель 5, накопитель 8, второй перемножитель 10 и схему вычитания 12, а также регистр хранения коэффициента усреднения 1/H 11, выход которого соединен со вторым входом второго перемножителя 10, второй вход схемы вычитания 12 m-го канала когерентной обработки соединен с выходом сумматора 9 соответствующего канала квадратурной обработки, а выход - с соответствующим входом накопителя 14, имеющего M входов, при этом вход ЦЛЗ 4 m-го канала когерентной обработки объединен со вторым входом первого перемножителя 5 и соединен с выходом схемы косинусного преобразования 2 соответствующего канала квадратурной обработки.The inventive device contains an FFT processor 1 having M outputs, M quadrature processing channels, each of which consists of cosine 2 and sine 3 conversion circuits, the first 6 and second 7 quadrator, adder 9, while the inputs of the cosine 2 and sine 3 conversion circuits are combined and connected to the corresponding outputs of the processor FFT 1, CBM 13, having M inputs, while the input and output of the m-th channel of the quadrature processing, where

m = \bar{one ... M}

are connected respectively to the corresponding outputs of the FFT processor 1 and the inputs of the CBM 13, serially connected averaging coefficient storage register 1 / M 19, the fourth multiplier 18, the third multiplier 17, the comparison circuit 16 and the electronic key 15, as well as the drive 14 having M inputs, the output of which is connected to the second input of the fourth multiplier 18, a register for storing the value of the function that determines the level of the detection threshold 20, the output of which is connected to the second input of the third multiplier 17, the second inputs of the electronic key 15 and comparison circuits 16 are connected respectively to the first and second outputs of CBM 13, and the outputs of the electronic key 15 and comparison circuits 16 are outputs of the device, M channels of coherent signal processing, each of which contains a digital delay line (DLC) 4 connected in series, the first multiplier 5, drive 8, the second multiplier 10 and the subtraction circuit 12, as well as the storage register of the averaging coefficient 1 / H 11, the output of which is connected to the second input of the second multiplier 10, the second input of the subtraction circuit 12 of the mth channel of the coherent processing the gate is connected to the output of the adder 9 of the corresponding quadrature processing channel, and the output is connected to the corresponding input of the drive 14 having M inputs, while the input of the DLC 4 of the mth coherent processing channel is combined with the second input of the first multiplier 5 and connected to the output of the cosine transform circuit 2 corresponding quadrature processing channel.

ЦЛЗ 4 предназначена для временной задержки в каждом из M каналов действительной части X₁(k)=ReX(k) совокупности отсчетов аддитивной смеси сигнала s(t) и шума (помех) n(t) с выхода схемы косинусного преобразования 2 на длительность, большую времени корреляции шумовой составляющей.DLC 4 is intended for a time delay in each of the M channels of the real part X ₁ (k) = ReX (k) of the set of samples of the additive mixture of signal s (t) and noise (interference) n (t) from the output of cosine transform 2 for the duration longer correlation time of the noise component.

Первый перемножитель 5 предназначен для перемножения действительной части X₁(k)=ReX(k) совокупности спектральных отсчетов со своей копией X₁(k+i)=ReX(k+i), сдвинутой во времени.The first multiplier 5 is designed to multiply the real part X ₁ (k) = ReX (k) of the set of spectral samples with its copy X ₁ (k + i) = ReX (k + i), shifted in time.

Накопитель 8 предназначен для накопления значений произведения X₃(k)=X₁(k)X₁(k+i).The drive 8 is designed to accumulate the values of the product X ₃ (k) = X ₁ (k) X ₁ (k + i).

Второй перемножитель 10 предназначен для умножения накопленной в накопителе 8 суммы произведений X₃(k)=X₁(k)X₁(k+i) с коэффициентом усреднения

The second multiplier 10 is designed to multiply the sum of products X ₃ (k) = X ₁ (k) X ₁ (k + i) accumulated in drive 8 with an averaging coefficient

Регистр хранения 11 предназначен для хранения коэффициента усреднения

Storage register 11 is designed to store the averaging coefficient

Схема вычитания 12 предназначена для вычитания из оценок мощности аддитивной смеси сигнала s(t) и шума (помех) n(t)

оценки мощности одной сигнальной составляющей s(t)

на частоте ω_k.Subtraction circuit 12 is designed to subtract from the estimates of the power of the additive mixture of the signal s (t) and noise (interference) n (t)

estimates of the power of one signal component s (t)

at a frequency ω _k .

Заявляемое устройство работает следующим образом.The inventive device operates as follows.

На вход процессора БПФ 1 поступает совокупность L временных отсчетов X_i(t) аддитивной смеси сигнала s(t) и шума (помехи) n(t). В процессоре БПФ 1 осуществляется преобразование совокупности L временных отсчетов X_i(t) аддитивной смеси сигнала и шума по алгоритму БПФ. Таким образом, на выходе каждого из M частотных каналов процессора БПФ 1 формируется совокупность отсчетов

где аргументы в спектральной 2πkΔf и временной mΔt областях обозначаются через k и m. После этого с каждого из M выходов процессора БПФ 1 совокупность отсчетов

поступает на входы M параллельных каналов некогерентной обработки, где осуществляется их косинусное

и синусное

преобразование в соответствующих схемах 2 и 3. Результаты косинусного и синусного преобразования, представляющие собой действительную X₁(k)=ReX(k) и мнимую X₂(k)=ImX(k) части совокупности отсчетов аддитивной смеси сигнала s(t) и шума (помех) n(t), с выходов соответствующих схем косинусного 2 и синусного 3 преобразования поступают на первый 6 и второй 7 квадраторы. С выходов первого 6 и второго 7 квадраторов квадраты действительной

и мнимой части

совокупности отсчетов аддитивной смеси сигнала s(t) и шума (помех) n(t) поступают на сумматор 9, на выходе которого формируется отсчет

с уровнем, равным оценке мощности аддитивной смеси сигнала s(t) и шума (помех)

на частоте ω_k.The input of the FFT processor 1 receives a combination of L time samples X _i (t) of the additive mixture of signal s (t) and noise (interference) n (t). In the FFT processor 1, the set L of time samples X _i (t) of the additive mixture of the signal and noise is converted using the FFT algorithm. Thus, at the output of each of the M frequency channels of the FFT processor 1, a set of samples is formed

where the arguments in the spectral 2πkΔf and time mΔt regions are denoted by k and m. After that, from each of the M outputs of the FFT processor 1, a set of samples

arrives at the inputs of M parallel channels of incoherent processing, where their cosine

and sinus

transformation in the corresponding schemes 2 and 3. The results of the cosine and sine transforms, which are the real X ₁ (k) = ReX (k) and imaginary X ₂ (k) = ImX (k) parts of the set of samples of the additive signal mixture s (t) and noise (interference) n (t), from the outputs of the corresponding cosine 2 and sine 3 conversion circuits, they go to the first 6 and second 7 quadrators. From the outputs of the first 6 and second 7 quadrators, the squares of the real

and imaginary part

the set of samples of the additive mixture of the signal s (t) and noise (interference) n (t) are fed to the adder 9, at the output of which a sample is formed

with a level equal to the estimate of the power of the additive mixture of the signal s (t) and noise (interference)

at a frequency ω _k .

С выхода схемы косинусного преобразования 2 в каждом из M каналов некогерентной обработки действительная часть X₁(k)=ReX(k) совокупности отсчетов аддитивной смеси сигнала s(t) и шума (помех) n(t) поступает на вход каждого из M дополнительных каналов когерентной обработки на первый и второй входы первого перемножителя 5, причем на его второй вход через ЦЛЗ 4 с временем задержки, большим времени корреляции шумовой составляющей, определяемым следующей формулой:From the output of the cosine transform scheme 2 in each of the M channels of incoherent processing, the real part X ₁ (k) = ReX (k) of the set of samples of the additive mixture of signal s (t) and noise (interference) n (t) is input to each of M additional coherent processing channels to the first and second inputs of the first multiplier 5, and to its second input through the CLL 4 with a delay time greater than the correlation time of the noise component, determined by the following formula:

где f_d=2Δf_c - частота дискретизации входного сигнала, определяемая в соответствии с теоремой Котельникова шириной спектра сигнала 2Δf_c.where f _d = 2Δf _c is the sampling frequency of the input signal, determined in accordance with the Kotelnikov theorem, the width of the signal spectrum is 2Δf _c .

Таким образом, в первом перемножителе 5 осуществляется перемножение действительной части X₁(k)=ReX(k) совокупности спектральных отсчетов со своей копией X₁(k+i)=ReX(k+i), сдвинутой во времени X₃(k)=X₁(k)X₁(k+i). С выхода перемножителя 5 произведение X₃(k)=X₁(k)X₁(k+i) поступает на вход накопителя 8, где осуществляется накопление

значений произведения X₃(k)=X₁(k)X₁(k+i) в течение времени накопления

где t_d - время дискретизации. С выхода накопителя 8 значение суммы

поступает на вход перемножителя 10, где осуществляется ее перемножение с коэффициентом усреднения

поступающего с выхода регистра хранения коэффициента усреднения 1/H 11.Thus, in the first multiplier 5, the real part X ₁ (k) = ReX (k) of the set of spectral samples is multiplied with its copy X ₁ (k + i) = ReX (k + i) shifted in time X ₃ (k) = X ₁ (k) X ₁ (k + i). From the output of the multiplier 5, the product X ₃ (k) = X ₁ (k) X ₁ (k + i) goes to the input of the drive 8, where the accumulation

values of the product X ₃ (k) = X ₁ (k) X ₁ (k + i) during the accumulation time

where t _d is the sampling time. From the output of the drive 8 value of the sum

enters the input of the multiplier 10, where it is multiplied with an averaging coefficient

the averaging coefficient 1 / H 11 coming from the output of the storage register.

Таким образом, на выходе каждого дополнительного канала когерентной обработки (выход перемножителя 10) формируется оценка мощности сигнальной составляющей аддитивной смеси сигнала s(t) и шума (помех) n(t) на частоте ω_k:Thus, at the output of each additional coherent processing channel (output of multiplier 10), an estimate of the signal component power of the additive mixture of signal s (t) and noise (noise) n (t) at a frequency ω _{k is formed} :

С выхода каждого из M каналов некогерентной (выход сумматора 9) и когерентной обработки (выход перемножителя 10) значения оценок мощности аддитивной смеси сигнала s(f) и шума (помех) n(t)

и мощности одной сигнальной составляющей аддитивной смеси сигнала s(t) и шума (помех)

на частоте ω_k поступают на первый и второй входы схемы вычитания 12, где осуществляется оценка средней мощности шумовой (помеховой) составляющей аддитивной смеси сигнала s(t) и шума (помех) n(t) независимо от наличия сигнала на данной частоте:From the output of each of the M channels of incoherent (output of adder 9) and coherent processing (output of multiplier 10) values of estimates of the power of the additive mixture of signal s (f) and noise (interference) n (t)

and power of one signal component of the additive mixture of signal s (t) and noise (interference)

at a frequency ω _{k, they} are fed to the first and second inputs of the subtraction circuit 12, where the average power of the noise (interference) component of the additive mixture of the signal s (t) and noise (noise) n (t) is estimated regardless of the presence of the signal at this frequency:

С выхода каждого из M каналов некогерентной обработки сигнала (выход сумматора 9) значение оценки мощности аддитивной смеси сигнала s(t) и шума (помех) n(t)

на частоте ω_k поступает на вход СВМ 13, где осуществляется выбор максимального значения суммарной мощности аддитивной смеси сигнала и шума (помех)

и номера соответствующего канала обработки, определяющего частоту сигнала. С выхода каждой из M схем вычитания 12 значения оценок средней мощности шумовой (помеховой) составляющей

поступают на соответствующие входы накопителя 14, имеющего M входов, где осуществляется их суммирование по всем анализируемым частотным каналам

С выхода M-канального накопителя 14 значение суммы

поступает на вход четвертого перемножителя 18, где осуществляется перемножение с коэффициентом усреднения

поступающего с выхода регистра хранения коэффициента усреднения 1/М 19:From the output of each of the M channels of incoherent signal processing (adder output 9), the value of estimating the power of the additive mixture of the signal s (t) and noise (interference) n (t)

at a frequency ω _{k is} fed to the input of the CBM 13, where the maximum value of the total power of the additive mixture of signal and noise (interference) is selected

and the numbers of the corresponding processing channel determining the frequency of the signal. From the output of each of the M subtraction schemes, 12 values of estimates of the average power of the noise (interference) component

arrive at the corresponding inputs of the drive 14 having M inputs, where they are summed over all the analyzed frequency channels

From the output of the M-channel drive 14 value of the sum

arrives at the input of the fourth multiplier 18, where the multiplication is carried out with an averaging coefficient

coming from the output of the storage register averaging coefficient 1 / M 19:

С выхода четвертого перемножителя 18 значение средней по анализируемой полосе частот мощности шумовой (помеховой) составляющей

поступает на вход третьего перемножителя 17, где осуществляется ее перемножение со значением функции, определяющей уровень порога обнаружения в соответствии с заданной по критерию Неймана-Пирсона вероятностью ложной тревоги P_ЛТ с выхода регистра хранения 20.From the output of the fourth multiplier 18, the average value of the power of the noise (interference) component over the analyzed frequency band

arrives at the input of the third multiplier 17, where it is multiplied with the value of the function that determines the level of the detection threshold in accordance with the false alarm probability P _LT given by the Neumann-Pearson criterion from the output of the storage register 20.

Таким образом, с выхода третьего перемножителя 17 значение уровня порога обнаружения, определяемого заданной по критерию Неймана-Пирсона вероятностью ложной тревоги P_ЛТ и измеренным значением средней по анализируемой полосе частот мощности шумовой (помеховой) составляющей

, поступает на второй вход схемы сравнения 16 в качестве порогового напряжения. При этом в схеме сравнения 16 осуществляется сравнение максимального значения суммарной мощности аддитивной смеси сигнала и шума (помех)

поступающего со второго выхода СВМ на первый вход схемы сравнения 16 с пороговым напряжением на ее втором входе. При превышении порогового напряжения в схеме сравнения 16 значением суммарной мощности аддитивной смеси сигнала и шума (помех)

принимается решение о наличии сигнала, а в противном случае о его отсутствии. При этом на выходе схемы сравнения 16 формируется сигнальный отсчет единичного или нулевого уровня соответственно, а сам сигнальный отсчет поступает в качестве управляющего сигнала на электронный ключ 15 для считывания номера соответствующего канала обработки, где установлен факт наличия сигнала. При этом выход схемы сравнения 16 и электронного ключа 15 являются первым и вторым выходами заявляемого устройства.Thus, from the output of the third multiplier 17, the value of the detection threshold level, determined by the false alarm probability P _LT given by the Neumann-Pearson criterion and the measured value of the noise (interference) component power average over the analyzed frequency band

arrives at the second input of the comparison circuit 16 as a threshold voltage. Moreover, in the comparison circuit 16, the maximum value of the total power of the additive mixture of the signal and noise (interference) is compared

coming from the second output of the CBM to the first input of the comparison circuit 16 with a threshold voltage at its second input. When the threshold voltage is exceeded in the comparison circuit 16, the value of the total power of the additive mixture of signal and noise (interference)

a decision is made on the presence of a signal, and otherwise on its absence. In this case, at the output of the comparison circuit 16, a signal sample of a single or zero level is formed, respectively, and the signal sample is supplied as a control signal to an electronic key 15 for reading the number of the corresponding processing channel, where the fact of the signal is established. The output of the comparison circuit 16 and the electronic key 15 are the first and second outputs of the inventive device.

Регистр 11 хранения коэффициента усреднения 1/H, регистр 19 хранения коэффициента усреднения 1/M, регистр 20 хранения значения функции, определяющей уровень порога обнаружения, могут быть реализованы на базе микроконтроллера типа ATMEGA 8515 компании ATMEL.Register 11 storage averaging coefficient 1 / H, register 19 storing averaging coefficient 1 / M, register 20 storing the value of the function that determines the level of the detection threshold, can be implemented on the basis of a microcontroller type ATMEGA 8515 from ATMEL.

Электронный ключ 15 может быть выполнен на основе известных практических схем электронных ключей (приведенных, например, в кн. Применение прецизионных аналоговых микросхем / А.Г. Алексеенко, Е.А. Коломбет, Г.И. Стародуб. - Второе изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1985, с. 205-208).The electronic key 15 can be made on the basis of well-known practical electronic key circuits (given, for example, in the book. The use of precision analog microcircuits / A.G. Alekseenko, E.A. Colombet, G.I. Starodub. - Second ed., Revised . and add. - M .: Radio and communications, 1985, p. 205-208).

Заявляемое устройство позволяет обеспечить постоянство заданного значения вероятности ложной тревоги P_ЛТ независимо от изменения спектральной плотности шума на входе обнаружителя за счет введения в каждом канале дополнительного канала когерентной обработки, позволяющего реализовать измерение средней мощности шумовой составляющей в каждом канале независимо от наличия в нем сигнала.The inventive device allows to ensure the constancy of the set value of the probability of false alarm P _LT regardless of changes in the noise spectral density at the detector input due to the introduction of an additional coherent processing channel in each channel, which makes it possible to measure the average power of the noise component in each channel regardless of the presence of a signal in it.

Таким образом, совокупность введенных блоков и связей между ними позволяет обеспечить постоянство заданного значения вероятности ложной тревоги P_ЛТ и вероятности обнаружения сигнала разведываемого источника радиоизлучения, за счет адаптивного изменения уровня порога обнаружения на основе одновременного измерения средней суммарной мощности аддитивной смеси сигнала и шума (помехи), и средней мощности шума и/или помехи в каждом частотном канале обработки; измерение при наличии прицельной помехи мощности совокупных помех в каждом частотном канале обработки независимо от наличия сигнала, что отсутствовало в прототипе.Thus, the combination of the introduced blocks and the relationships between them allows us to ensure the constancy of the set value of the probability of false alarm P _LT and the probability of detecting the signal of the reconnaissance radio source, due to adaptive changes in the detection threshold level based on the simultaneous measurement of the average total power of the additive signal and noise mixture (interference) , and average noise power and / or interference in each frequency processing channel; the measurement in the presence of impact interference power of the total interference in each frequency channel processing regardless of the presence of the signal, which was not in the prototype.

Claims

A digital radio signal detector in conditions of noise of unknown intensity, comprising an FFT processor having M outputs, M quadrature channels, each of which consists of cosine and sine transform circuits, a first and second quadrator, an adder, while the inputs of the cosine and sine transform are combined and connected to the corresponding outputs of the FFT processor, a maximum selection circuit (CBM) having M inputs, the input and output of the m-th quadrature processing channel, where

m = \bar{one ... M}

are connected respectively to the corresponding outputs of the FFT processor and the inputs of the CBM, serially connected averaging coefficient storage register 1 / M, a fourth multiplier, a third multiplier, a comparison circuit and an electronic key, as well as a drive having M inputs, the output of which is connected to the second input of the fourth multiplier , a register for storing the value of a function that determines the level of the detection threshold, the output of which is connected to the second input of the third multiplier, the second inputs of the electronic key and the comparison circuit with respectively, with the first and second outputs of the CBM, and the outputs of the electronic key and the comparison circuit are the outputs of the device, characterized in that M channels of coherent signal processing are additionally introduced, each of which contains a digital delay line (DLC) connected in series, a first multiplier, a drive, the second multiplier and the subtraction circuit, as well as the 1 / N averaging coefficient storage register, the output of which is connected to the second input of the second multiplier, the second input of the mth channel subtraction circuit is coherent ith processing is connected to the output of the adder of the corresponding quadrature processing channel, and the output is connected to the corresponding input of the drive having M inputs, while the input of the DLC of the mth coherent processing channel is combined with the second input of the first multiplier and connected to the output of the cosine transform circuit of the corresponding quadrature processing channel .