RU2513028C2

RU2513028C2 - Device for suppressing narrow-band interference in satellite navigation receiver

Info

Publication number: RU2513028C2
Application number: RU2012103969/07A
Authority: RU
Inventors: Леонид Викторович Пурто; Геннадий Михайлович Беркович; Павел Валентинович Смирнов; Мария Михайловна Жохова; Владимир Александрович Свиридов
Original assignee: Общество с ограниченной ответственностью "Спирит Корп"
Priority date: 2012-02-07
Filing date: 2012-02-07
Publication date: 2014-04-20
Also published as: RU2012103969A

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.

SUBSTANCE: invention relates to radioelectronics and can be used as a cheap means of suppressing narrow-band interference at the input of a navigation receiver of signals from GLONASS, GPS, Galileo and Compass satellites. The interference suppressing device includes a spectrum analyser, having a first discrete Fourier transform (DFT) unit, a unit for selecting narrow-band interference, a unit for rejecting narrow-band interference having a second DFT unit, the output of which is connected to an inverse DFT unit, and an adder; a memory unit is connected between the input of the analyser and the non-inverting input of the adder, and the output of the rejection unit is connected to the inverting input of the adder.

EFFECT: designing a cheap means of suppressing narrow-band interference in conditions where there is a large amount of unstable narrow-band interference, using few hardware resources and computational costs without peak loads, as well as high reliability of timely determination of narrow-band interference owing to constant signal scanning for presence of said interference.

4 cl, 4 dwg

Description

Область техники, к которой относится изобретениеFIELD OF THE INVENTION

Изобретение относится к области радиоэлектроники и может быть использовано для подавления помех в приемниках спутниковых навигационных сигналов, в частности GPS, ГЛОНАСС, Galileo и Compass. Изобретение также может быть использовано для других спутниковых навигационных систем, работающих в соответствии с аналогичными принципами.The invention relates to the field of electronics and can be used to suppress interference in receivers of satellite navigation signals, in particular GPS, GLONASS, Galileo and Compass. The invention can also be used for other satellite navigation systems operating in accordance with similar principles.

Уровень техникиState of the art

В настоящее время сфера применения спутниковых радионавигационных систем (СРНС), таких как GPS и ГЛОНАСС, а также Galileo и Compass, постоянно расширяется за счет улучшения характеристик навигационных приемников, что достигается совершенствованием алгоритмов обработки навигационных сигналов и использованием навигационной аппаратуры в составе комплексов. В частности, к навигационным приемникам предъявляются требования по приему слабых сигналов в условиях затенения (например, в лесу, в городских и природных каньонах) и в помещениях.Currently, the scope of satellite radio navigation systems (SRNS), such as GPS and GLONASS, as well as Galileo and Compass, is constantly expanding due to improved characteristics of navigation receivers, which is achieved by improving the processing algorithms of navigation signals and using navigation equipment as part of the systems. In particular, navigation receivers are required to receive weak signals in shading conditions (for example, in the forest, in urban and natural canyons) and indoors.

По мере того как приемники становятся все более высокочувствительными, даже слабый уровень узкополосных помех от бытовой электроники оказывает негативное влияние на обнаружение и сопровождение навигационных сигналов.As receivers become increasingly sensitive, even a weak level of narrow-band interference from consumer electronics has a negative effect on the detection and tracking of navigation signals.

Это вызвано тем, что передатчик, установленный на навигационном спутнике, имеет небольшую мощность. Например, мощность навигационного сигнала GPS составляет примерно 50 Вт. При этом спутник находится на расстоянии 20000 км от поверхности Земли. Это приводит к тому, что гарантированная мощность принятого навигационного сигнала под открытым небом составляет всего 10^-16 Вт или - 130 дБм. При перемещении приемника в помещение мощность принятого сигнала оказывается еще на 20-40 дБ меньше. Поэтому даже помеха довольно низкой мощности, оказавшись на частоте полезного сигнала, может полностью нарушить работу навигационного приемника.This is because the transmitter mounted on the navigation satellite has low power. For example, the power of a GPS navigation signal is approximately 50 watts. In this case, the satellite is located at a distance of 20,000 km from the surface of the Earth. This leads to the fact that the guaranteed power of the received navigation signal in the open air is only 10 ^-16 W or - 130 dBm. When the receiver moves into the room, the received signal power is another 20-40 dB less. Therefore, even a fairly low power interference, being at the frequency of the useful signal, can completely disrupt the operation of the navigation receiver.

Повышенная чувствительность навигационного приемника к узкополосным помехам объясняется спектральными свойствами гражданского кода GPS, кода стандартной точности ГЛОНАСС и аналогичных кодов, применяемых в навигационных системах Galileo и Compass. Будучи периодическими, эти коды приводят к линейчатости спектра передаваемого спутниками навигационного сигнала. Аналогичными свойствами обладают и частотные характеристики согласованных фильтров корреляторов. Совпадение частоты узкополосной помехи с локальным максимумом частотной характеристики согласованного фильтра коррелятора способно причинить приемнику существенно больший вред, нежели обычный тепловой шум той же мощности. При этом алгоритмы повышения чувствительности приемника, эффективные при наличии только белого шума, оказываются неспособными противодействовать узкополосным помехам.The increased sensitivity of the navigation receiver to narrowband interference is explained by the spectral properties of the civil GPS code, GLONASS standard accuracy code and similar codes used in the Galileo and Compass navigation systems. Being periodic, these codes lead to a linearity in the spectrum of the navigation signal transmitted by the satellites. The frequency characteristics of matched correlator filters have similar properties. The coincidence of the frequency of the narrow-band interference with the local maximum of the frequency response of the matched correlator filter can cause the receiver much more harm than ordinary thermal noise of the same power. In this case, algorithms for increasing the sensitivity of the receiver, effective in the presence of only white noise, are unable to counteract narrowband interference.

Одним из источников помех являются тактовые генераторы массовых цифровых устройств, таких как персональные компьютеры, ноутбуки, смартфоны и планшетные компьютеры. Другим источником помех являются импульсные источники питания и мониторы (дисплеи). Процессы, происходящие в указанных устройствах, носят квазипериодический характер, что приводит к тому, что порождаемые ими помехи оказываются сосредоточенными по спектру, т.е. узкополосными. Источниками помех также являются передатчики базовых станций мобильной связи, способные создавать помехи, многократно превышающие по мощности уровень теплового шума в малошумящем усилителе приемника.One source of interference is the clocks of mass digital devices such as personal computers, laptops, smartphones and tablet computers. Another source of interference is switching power supplies and monitors (displays). The processes occurring in these devices are quasiperiodic, which leads to the fact that the noise generated by them turns out to be concentrated along the spectrum, i.e. narrowband. Sources of interference are also transmitters of base stations of mobile communication, capable of creating interference, many times higher than the level of thermal noise in power in the low-noise amplifier of the receiver.

Наиболее опасными являются помехи от электронного оборудования, спектр которых попадает в те же диапазоны частот, которые занимают спутниковые навигационные сигналы. Чем выше чувствительность навигационного приемника, тем сильнее влияние узкополосных помех на его работу при приеме слабых сигналов, так как увеличивается количество опасных узкополосных помех, присутствующих практически в любом помещении с электронным оборудованием. Если при уровне сигнала спутника - 160 дБм, влияющих на его сопровождение узкополосных помех в среднестатистическом помещении с электронным оборудованием единицы, то при уровне сигнала спутника - 170 дБм таких помех уже десятки.The most dangerous are the interference from electronic equipment, the spectrum of which falls in the same frequency ranges that are occupied by satellite navigation signals. The higher the sensitivity of the navigation receiver, the stronger the influence of narrow-band interference on its operation when receiving weak signals, as the number of dangerous narrow-band interference present in almost any room with electronic equipment increases. If at a satellite signal level of 160 dBm, affecting its tracking of narrow-band interference in an average room with electronic equipment, then at a satellite signal level of 170 dBm there are already dozens of such interference.

Таким образом, задача высокоэффективного и в то же время нересурсоемкого подавления узкополосных помех для коммерческих навигационных приемников является актуальной.Thus, the task of highly efficient and at the same time non-resource-intensive suppression of narrowband interference for commercial navigation receivers is relevant.

Сигналы спутниковых навигационных систем, таких как GPS, ГЛОНАСС, Galileo и Compass, занимают широкую полосу частот благодаря использованию технологии расширения спектра. В отличие от полезных навигационных сигналов мешающие сигналы помех обычно являются узкополосными (сосредоточенными по спектру), и, как уже было отмечено, именно узкополосные помехи представляют наибольшую опасность для приемников. Различие в форме спектра создает условия для выделения полезного сигнала в присутствии узкополосных помех.Signals from satellite navigation systems, such as GPS, GLONASS, Galileo and Compass, occupy a wide frequency band due to the use of spread spectrum technology. Unlike useful navigation signals, interfering interference signals are usually narrowband (concentrated over the spectrum), and, as already noted, it is narrowband interference that poses the greatest danger to receivers. The difference in the shape of the spectrum creates the conditions for the selection of a useful signal in the presence of narrow-band interference.

Для эффективного выделения навигационных сигналов в состав приемника вводят дополнительные модули, предназначенные для обнаружения и подавления узкополосных помех. Подавление помех до их попадания в корреляторы является самым надежным и одновременно самым дорогим способом борьбы с помехами.To effectively isolate navigation signals, additional modules are introduced into the receiver, designed to detect and suppress narrowband interference. Suppressing interference before it hits the correlators is the most reliable and at the same time the most expensive way to deal with interference.

Более дешевый способ для определения и борьбы с узкополосной помехой приведен в патенте [1]. Метод заключается в наблюдении за несколькими индикаторами наличия помехи. Один из них - это соотношение изменения температуры с изменением скорости ухода часов приемника. Этот метод индикации основывается на том, что скорость ухода изменяется в соответствии с небольшими изменениями температуры, а если произошло резкое изменение скорости ухода, то это является индикатором наличия помехи. Другой индикатор реализуется за счет наблюдения за соотношением сигнал-шум. Этот метод индикации основывается на том, что, если это соотношение резко падает, больше, чем заранее установленное значение (например, 3 дБ), значит присутствует сигнал помехи. Еще один индикатор реализуется за счет наблюдения за выходом коррелятора. Выполняется корреляция принятого GPS сигнала с ПСП в первом корреляторе. При этом выход первого коррелятора указывает, что ПСП присутствует в принятом сигнале GPS. Корреляция принятого GPS сигнала со сдвинутой по задержке версией ПСП во втором корреляторе используется для индикации помехи. Задержка должна быть достаточной для того, чтобы выход второго коррелятора показывал, что сдвинутая по задержке ПСП отсутствует в принятом сигнале. Индикатором присутствия помехи является падение выходного значения первого коррелятора, которое совпадает с увеличением выходного значения второго коррелятора. Следующий метод индикации наличия помехи основывается на корреляции входного сигнала GPS с ПСП кодом, не принятым GPS приемником. Это код, не соответствующий 32 используемым кодам, т.е. код, зарезервированный для иных применений. Кроме того, используя данные альманаха, содержащего информацию о позиции всех спутников в системе, можно выбрать спутник, который не входит в диапазон приема приемника, и использовать его ПСП. При отсутствии помехи и при достаточно сильном сигнале корреляция с неиспользуемой ПСП покажет низкое значение. Когда помеха присутствует, корреляция покажет высокое значение. Чем больше корреляторов, которые показывают рост значения, тем больше вероятность наличия помехи. Еще один метод индикации наличия помехи состоит в наблюдении за мощностью сигнала: соотношение мощности принимаемого сигнала с показателями мощности сигнала, которые хорошо известны. Резкое увеличение мощности сигнала укажет на паразитный сигнал и источник помех. Методы классификации помехи могут комбинироваться, так как надежнее иметь два (или более) индикатора для лучшего подтверждения наличия помехи.A cheaper method for determining and controlling narrowband interference is given in the patent [1]. The method consists in observing several indicators of the presence of interference. One of them is the ratio of the temperature change to the change in the departure speed of the receiver clock. This display method is based on the fact that the departure speed changes in accordance with small changes in temperature, and if there is a sharp change in the departure rate, this is an indicator of the presence of interference. Another indicator is implemented by monitoring the signal-to-noise ratio. This display method is based on the fact that if this ratio drops sharply, more than a predetermined value (for example, 3 dB), then an interference signal is present. Another indicator is implemented by monitoring the correlator output. The correlation of the received GPS signal with the bandwidth in the first correlator is performed. The output of the first correlator indicates that the SRP is present in the received GPS signal. The correlation of the received GPS signal with the delay-shifted version of the SRP in the second correlator is used to indicate interference. The delay should be sufficient for the output of the second correlator to show that the SRP shifted by the delay is absent in the received signal. An indicator of the presence of interference is a drop in the output value of the first correlator, which coincides with an increase in the output value of the second correlator. The following method for indicating the presence of interference is based on the correlation of the GPS input signal with a memory bandwidth not received by the GPS receiver. This is a code that does not correspond to the 32 codes used, i.e. code reserved for other applications. In addition, using data from the almanac containing information on the position of all satellites in the system, you can select a satellite that is not in the receiver's reception range and use its bandwidth. In the absence of interference and with a sufficiently strong signal, the correlation with an unused SRP will show a low value. When interference is present, correlation will show a high value. The more correlators that show an increase in value, the greater the likelihood of interference. Another method for indicating the presence of interference is to monitor the signal power: the ratio of the received signal power to the signal power indicators, which are well known. A sharp increase in signal strength will indicate a spurious signal and a source of interference. Interference classification methods can be combined, since it is more reliable to have two (or more) indicators to better confirm the presence of interference.

Если помеха обнаружена, то могут быть приняты контрмеры. Простейшая из них - это блокирование работы приемника на время действия узкополосных помех. Таким образом избегают ошибочных скачков в позиции или в скорости. На дисплее устройства может выводиться сообщение о наличии сигнала помехи и может отображаться последняя правильная позиция. Оно также может означать, что корректная позиция недоступна. Навигационное устройство также может использовать альтернативный метод навигационного вычисления в течение активной фазы узкополосных помех, в котором определяется позиция как результат последней известной правильной позиции, последнего известного направления движения и последней известной скорости. Недостатком изложенного метода является то, что в нем не производится действительное подавление узкополосных помех, а вероятность их детектирования зависит от количества индикаторов. Детектирование и противодействие помехам без их подавления во входном сигнале является наиболее экономичным, но и наименее эффективным методом борьбы с помехами.If interference is detected, countermeasures may be taken. The simplest of them is blocking the operation of the receiver for the duration of the narrow-band interference. In this way, erroneous jumps in position or speed are avoided. The device may display a message indicating the presence of an interference signal and the last correct position may be displayed. It may also mean that the correct position is not available. The navigation device can also use an alternative method of navigation calculation during the active phase of narrow-band interference, in which the position is determined as the result of the last known correct position, last known direction of travel and last known speed. The disadvantage of the described method is that it does not actually suppress narrow-band interference, and the probability of their detection depends on the number of indicators. Detecting and counteracting interference without suppressing it in the input signal is the most economical, but also the least effective method of combating interference.

Метод обнаружения и подавления узкополосных помех до их попадания на вход корреляторов приведен в патенте [2]. В патенте описывается система подавления узкополосных помех для использования в широкополосном приемнике. Система подавления включает в себя средство для преобразования принятого сигнала из временной области в частотную, средство для подавления помеховых компонент в частотной области, превышающих порог, средство для определения порога и средство для восстановления сигнала путем преобразования из частотной области во временную.A method for detecting and suppressing narrowband interference before it reaches the input of the correlators is given in the patent [2]. The patent describes a system for suppressing narrowband interference for use in a broadband receiver. The suppression system includes means for converting a received signal from a time domain into a frequency domain, means for suppressing interference components in a frequency domain above a threshold, means for determining a threshold, and means for reconstructing a signal by converting from a frequency domain to a temporary one.

Принцип действия основан на том, что узкополосные помехи во входном сигнале преобразуются в сильные «импульсные», т.е. дискретные компоненты в частотной области. Дискретные компоненты, имеющие амплитуды, превышающие порог, подавляются в частотной области. Пороговый уровень определяется путем усреднения амплитуды принятого сигнала во временной области. Обратное преобразование сигнала из частотной области в когерентный непрерывный выходной сигнал во временной области дает сигнал, практически равный принятому сигналу со значительно сниженными компонентами узкополосной помехи.The principle of operation is based on the fact that narrow-band interference in the input signal is converted into strong "pulsed", i.e. discrete components in the frequency domain. Discrete components having amplitudes greater than a threshold are suppressed in the frequency domain. The threshold level is determined by averaging the amplitude of the received signal in the time domain. The inverse transformation of the signal from the frequency domain to a coherent continuous output signal in the time domain gives a signal that is almost equal to the received signal with significantly reduced components of narrow-band interference.

Согласно патенту схема подавления помеховых компонент в частотной области состоит из нелинейного устройства одностороннего ограничения. Преобразование принятого сигнала из временной области в частотную область выполнятся посредством модуляции принятого сигнала с помощью линейной частотной модуляции (ЛЧМ). Обратное преобразование, восстанавливающее сигнал, включает в себя фильтр с импульсной характеристикой, которая является инвертированной во времени комплексно-сопряженной копией импульсной характеристики первого линейного фильтра.According to the patent, the circuit for suppressing interfering components in the frequency domain consists of a nonlinear device with one-way restriction. Converting the received signal from the time domain to the frequency domain is accomplished by modulating the received signal using linear frequency modulation (LFM). The inverse transform that reconstructs the signal includes a filter with an impulse response, which is a time-inverted complex conjugate copy of the impulse response of the first linear filter.

Данная система подавления узкополосной помехи является одним из видов системы режекции помехи в частотной области, которая обеспечивает непрерывное подавление узкополосных компонент помехи в пределах полосы входного сигнала. Кроме того, за исключением задержки система позволяет в режиме «реального времени» подавлять помехи без предварительного знания частот, фаз или амплитуды компонентов помехи. Однако система подавления узкополосных помех, описанная в патенте [2], имеет существенный недостаток - повышенные требования к вычислительным ресурсам.This narrowband interference suppression system is a type of frequency rejection rejection system that provides continuous suppression of narrowband interference components within the input signal band. In addition, with the exception of the delay, the system allows to suppress interference in the “real time” mode without first knowing the frequencies, phases or amplitudes of the interference components. However, the narrowband interference suppression system described in the patent [2] has a significant drawback - increased requirements for computing resources.

Метод для обнаружения и устранения узкополосных помех в частотной области представлен в патенте [3]. В основу метода положена нелинейная амплитудно-частотная фильтрация в реальном времени с помощью технологии быстрого преобразования Фурье (БПФ). Принятый сигнал оцифровывается и преобразуется в частотную область с помощью БПФ. Выходом БПФ является набор комплексных (реальных и мнимых) чисел, представляющих собой частотные компоненты оцифрованного сигнала. Алгоритм подавления помехи состоит из трех этапов. На первом этапе преобразователь в полярную форму сигнала раскладывает сигнал на его амплитудную и фазовую компоненты. На следующем этапе амплитуда сигнала нормируется, что позволяет устранить узкополосные помехи с большой амплитудой. На последнем этапе сигнал преобразуется из полярного системы координат в прямоугольную с амплитудой, установленной в некоторое произвольное значение, что является необходимым для возврата в нормированный спектр. Так как нет необходимости рассчитывать порог, не требуется дополнительного расхода вычислительного ресурса. Каждая точка данных обрабатывается без задержки времени. Очищенный от помех сигнал преобразуется с помощью обратного БПФ во временную область.A method for detecting and eliminating narrowband interference in the frequency domain is presented in the patent [3]. The method is based on nonlinear amplitude-frequency filtering in real time using the fast Fourier transform (FFT) technology. The received signal is digitized and converted to the frequency domain using the FFT. The output of the FFT is a set of complex (real and imaginary) numbers, which are the frequency components of the digitized signal. The interference suppression algorithm consists of three stages. At the first stage, the converter into the polar form of the signal decomposes the signal into its amplitude and phase components. At the next stage, the signal amplitude is normalized, which eliminates narrow-band interference with a large amplitude. At the last stage, the signal is converted from a polar coordinate system to a rectangular one with an amplitude set to some arbitrary value, which is necessary to return to the normalized spectrum. Since there is no need to calculate the threshold, no additional computational resource consumption is required. Each data point is processed without time delay. The signal cleared of interference is converted using the inverse FFT into the time domain.

Недостатком данной системы подавления узкополосных помех является требование больших аппаратных ресурсов, в том числе памяти, что затрудняет ее реализацию, а также существенное искажение полезного сигнала.The disadvantage of this system for suppressing narrowband interference is the requirement of large hardware resources, including memory, which complicates its implementation, as well as a significant distortion of the useful signal.

Другим направлением создания помехоустойчивых навигационных приемников является адаптивная фильтрация сигнала перед первичной обработкой. В таких устройствах используется перестраиваемый режекторный фильтр, выполняющий функции обеления помехи. Такой алгоритм реализован в приемнике радиосигналов с расширенным спектром методом прямой последовательности (Direct Sequence Spread Spectrum, или DSSS), описанном в патенте [4]. Режекция одной или более узкополосных помех выполняется, основываясь на спектральном анализе амплитуды сигналов в канале обнаружения. Для обозначения результатов спектрального анализа используется англоязычный термин "frequency bin" или просто "bin", означающий элемент разрешения по частоте. Здесь и далее для обозначения компонент спектра используется термин "бин" или "частотный бин". Для определения, какие частотные компоненты спектрального анализа содержат помеховые сигналы, амплитуды частотных бинов сравниваются с порогом. Частотные бины с помехой определяются амплитудами, превышающими порог. Режекторные фильтры вырезают соответствующие узкополосные помехи.Another direction of creating noise-free navigation receivers is adaptive signal filtering before initial processing. Such devices use a tunable notch filter that performs the functions of whitening interference. Such an algorithm is implemented in a spread spectrum radio receiver by the direct sequence method (Direct Sequence Spread Spectrum, or DSSS) described in the patent [4]. The rejection of one or more narrowband interference is performed based on a spectral analysis of the amplitude of the signals in the detection channel. To indicate the results of spectral analysis, the English term "frequency bin" or simply "bin" is used, which means the element of frequency resolution. Hereinafter, the term “bin” or “frequency bin” is used to indicate the components of the spectrum. To determine which frequency components of the spectral analysis contain interfering signals, the amplitudes of the frequency bins are compared with a threshold. Frequency bins with interference are determined by amplitudes that exceed the threshold. Notch filters cut out the corresponding narrow-band interference.

Входной сигнал может состоять из полезного сигнала расширенного спектра и одной или большего числа мощных сосредоточенных по спектру помех. Приемник с управляющим сигналом автоматической регулировки усиления (АРУ) поддерживает постоянный уровень входного сигнала. Входной сигнал вначале преобразуется в сигнал промежуточной частоты, затем оцифровывается и преобразуется в квадратурный (I/Q) сигнал.The input signal may consist of a useful spread spectrum signal and one or more powerful spectrum-focused noise. A receiver with an automatic gain control (AGC) control signal maintains a constant input signal level. The input signal is first converted to an intermediate frequency signal, then digitized and converted to a quadrature (I / Q) signal.

Устройство состоит из двух каналов, канала обнаружения помехи и сигнального канала. Сигнал поступает в оба канала одновременно. В канале обнаружения помехи выполняется спектральный анализ I/Q сигнала. Детектор амплитуды определяет амплитуды I/Q сигнала в частотных бинах. Попутно по информации об амплитуде в частотных бинах вырабатывается сигнал автоматической регулировки усиления (АРУ). Затем амплитуда частотного бина сравнивается с порогом и определяется номер бина, содержащего узкополосные помехи.The device consists of two channels, an interference detection channel and a signal channel. The signal enters both channels simultaneously. In the interference detection channel, spectral analysis of the I / Q signal is performed. The amplitude detector determines the amplitudes of the I / Q signal in frequency bins. Along the way, information about the amplitude in the frequency bins produces a signal for automatic gain control (AGC). Then, the amplitude of the frequency bin is compared with the threshold and the number of the bin containing narrowband interference is determined.

Сигнальный канал содержит линию задержки и частотно-избирательные режекторные фильтры. Режекторные фильтры служат для вырезания одного или более узкополосных сигналов в соответствии с номерами частотных бинов, содержащих помехи. Режекторные фильтры реализованы в виде двух банков действительных цифровых фильтров. Один банк фильтров служит для фильтрации синфазной (I) компоненты сигнала, а другой - для фильтрации квадратурной (Q) компоненты. Каждый фильтр банка использует архитектуру многоступенчатого дециматора-интерполятора. Банк режекторных фильтров реализован как банк полосовых фильтров и параллельно включенной с ними линии задержки. Время задержки равно половине длительности импульсной характеристики полосовых фильтров. Выход банка полосовых фильтров вычитается их выхода линии задержки. Эта операция и реализует банк режекторных фильтров.The signal channel contains a delay line and frequency selective notch filters. Notch filters are used to cut out one or more narrow-band signals in accordance with the numbers of frequency bins containing interference. Notch filters are implemented as two banks of valid digital filters. One filter bank serves to filter the in-phase (I) component of the signal, and the other to filter the quadrature (Q) component. Each bank filter uses the architecture of a multi-stage decimator-interpolator. The notch filter bank is implemented as a bank of band-pass filters and a delay line connected in parallel with them. The delay time is equal to half the duration of the impulse response of the bandpass filters. The output of the bandpass filter bank is subtracted by their output delay line. This operation implements a notch filter bank.

Весовые коэффициенты фильтров хранятся в памяти для различных центральных частот и загружаются в фильтры в зависимости от частоты подавляемых помех.Filter weights are stored in memory for various center frequencies and loaded into filters depending on the frequency of suppressed interference.

После режектирования помехи демодулятор выполняет демодуляцию сигнала расширенного спектра для получения оценки желаемого сигнала.After rejecting the interference, the demodulator demodulates the spread spectrum signal to obtain an estimate of the desired signal.

Преимущество такого алгоритма вырезания узкополосых помех состоит в использовании простого алгоритма анализа амплитуды спектра. Недостатком данного способа подавления помех является то, что использование многоступенчатых цифровых фильтров требует применения многоразрядных умножителей, причем количество операций весьма велико, так как приходится вычислять свертку входного сигнала с импульсной характеристикой фильтра, что необходимо для реализации фильтрации сигнала. Другим недостатком являются повышенные потребности памяти для хранения весовых коэффициентов. Таким образом, для реализации данного подавителя помех требуются большие аппаратные ресурсы, что приводит к увеличению потребляемой мощности.The advantage of this narrow-band interference cut-off algorithm is the use of a simple spectrum amplitude analysis algorithm. The disadvantage of this method of suppressing interference is that the use of multi-stage digital filters requires the use of multi-bit multipliers, and the number of operations is very large, since it is necessary to calculate the convolution of the input signal with the impulse response of the filter, which is necessary to implement signal filtering. Another disadvantage is the increased memory requirements for storing weights. Thus, the implementation of this interference suppressor requires large hardware resources, which leads to an increase in power consumption.

Еще одним примером адаптивной фильтрации сигнала перед первичной обработкой является адаптивный трансверсальный фильтр (АТФ), описанный в патенте [5]. На вход фильтра поступает сигнал, оцифрованный в многоразрядном аналого-цифровом преобразователе (АЦП) и содержащий смесь полезных сигналов с расширенным спектром, теплового шума и узкополосных помех.Another example of adaptive signal filtering before initial processing is the adaptive transverse filter (ATP) described in the patent [5]. At the filter input, a signal is digitized in a multi-bit analog-to-digital converter (ADC) and contains a mixture of useful signals with an expanded spectrum, thermal noise and narrow-band interference.

Цифровой входной сигнал фильтруется с помощью цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ), используя ранее вычисленные весовые коэффициенты фильтра. Фильтр выдает цифровой сигнал, который содержит уменьшенное количество частично подавленных узкополосных помех. Степень подавления узкополосной помехи возрастает с увеличением ее мощности. Веса цифрового фильтра вырабатываются рекурсивно путем обновления предыдущих весов посредством произведения цифрового модулирующего сигнала и цифрового выходного сигнала. Предотвращение чрезмерного дрейфа цифровых весов выполнено за счет периодического сброса весов в нулевое начальное значение и повторной инициализации.The digital input signal is filtered using a digital filter with a finite impulse response (FIR), using previously calculated filter weights. The filter generates a digital signal that contains a reduced amount of partially suppressed narrowband interference. The degree of suppression of narrowband interference increases with an increase in its power. Digital filter weights are generated recursively by updating previous weights by adding a digital modulating signal and a digital output signal. The prevention of excessive drift of the digital balance is accomplished by periodically resetting the balance to zero initial value and reinitializing.

Недостатком использования АТФ является то, что для эффективного помехоподавления требуется фильтр с импульсной характеристикой большой длины, что значительно увеличивает стоимость приемника.The disadvantage of using ATP is that for effective noise suppression, a filter with a long impulse response is required, which significantly increases the cost of the receiver.

Еще одним примером адаптивной фильтрации сигнала является фильтр линейного кодирования с предсказанием (ЛКП фильтр), описанный в патенте [6]. Периодические и квазипериодические сигналы, действующие, как помеха, эффективно отфильтровываются с помощью ЛКП фильтра. ЛКП фильтр получает принятый оцифрованный сигнал и выдает набор коэффициентов предсказания и набор коэффициентов ошибки. Предсказанные коэффициенты позволяют представить периодический и/или квазипериодический сигналы помехи. Разность между входным сигналом и предсказанным сигналом называется остатком или ошибкой предсказания и является выходным сигналом, содержащим полезные передаваемые данные, находящиеся в сигнале расширенного спектра.Another example of adaptive signal filtering is the linear prediction coding filter (LPC filter) described in the patent [6]. Periodic and quasiperiodic signals acting as a hindrance are effectively filtered using an LCP filter. The LPC filter receives the received digitized signal and provides a set of prediction coefficients and a set of error coefficients. The predicted coefficients allow us to represent periodic and / or quasiperiodic interference signals. The difference between the input signal and the predicted signal is called the residual or prediction error and is the output signal containing the useful transmitted data located in the spread spectrum signal.

По сравнению с АТФ - это более дешевая реализация подавления узкополосных помех. Однако недостатком такого алгоритма является то, что эффективность помехоподавления уменьшается при увеличении количества узкополосных помех, если их становится больше, чем количество коэффициентов ЛКП фильтра. Кроме того, использование многоразрядных умножений значительно увеличивает сложность приемника.Compared to ATP, this is a cheaper implementation of narrowband interference suppression. However, the disadvantage of this algorithm is that the noise suppression efficiency decreases with an increase in the number of narrow-band interference, if there are more of them than the number of LPC filter coefficients. In addition, the use of multi-bit multiplications significantly increases the complexity of the receiver.

Еще одним примером адаптивной фильтрации сигнала является использование фильтра с бесконечной импульсной характеристикой (БИХ), описанное в статье [7]. Алгоритм использует адаптивный режекторный фильтр (АРФ), который способен обнаруживать, оценивать и вырезать одиночную незатухающую гармоническую помеху. Модуль АРФ состоит из простого фильтра с бесконечной импульсной характеристикой (БИХ) второго порядка с решетчатой структурой. При отсутствии сигнала помехи принимаемый сигнал пойдет в обход АРФ модуля, так что ухудшение соотношения сигнал-шум, вызванное АРФ, можно избежать. Представленный алгоритм обнаружения и оценки незатухающей гармонической помехи работает во временной области. Благодаря этому не надо выполнять преобразование из временной в частотную область, вследствие чего уменьшается аппаратная сложность. Предложенная схема может подавлять множественные незатухающие гармонические помехи с помощью каскадного модуля АРФ. Порог обнаружения незатухающей гармонической помехи определяется в соответствии с соотношением сигнал-шум и приемлемой вероятностью ложного срабатывания. Оценка погрешности мощности помехи уменьшается, когда отношение мощности помехи к сигналу растет. Когда появляется несколько незатухающих гармонических помех, предложенный модуль АРФ будет адаптивно регулировать вырезание спектральной составляющей с частотой самой сильной незатухающей гармонической помехи, появляющейся на его входе.Another example of adaptive signal filtering is the use of a filter with an infinite impulse response (IIR), described in [7]. The algorithm uses an adaptive notch filter (ARF), which is able to detect, evaluate and cut out a single undamped harmonic interference. The ARF module consists of a simple filter with an infinite impulse response (IIR) of the second order with a lattice structure. In the absence of an interference signal, the received signal will bypass the ARF module, so that the deterioration of the signal-to-noise ratio caused by the ARF can be avoided. The presented algorithm for detecting and estimating undamped harmonic interference operates in the time domain. Due to this, it is not necessary to perform the conversion from the temporary to the frequency domain, as a result of which the hardware complexity is reduced. The proposed circuit can suppress multiple undamped harmonic interference using a cascaded ARF module. The detection threshold for undamped harmonic interference is determined in accordance with the signal-to-noise ratio and the acceptable probability of false response. The error estimate of the interference power decreases when the ratio of the interference power to the signal increases. When several undamped harmonic noise appears, the proposed ARF module will adaptively adjust the cut-out of the spectral component with the frequency of the strongest undamped harmonic noise appearing at its input.

Таким образом, предлагаемый АРФ модуль не требует сложных блоков БПФ, но недостатком алгоритма является то, что нужно следить не только за частотой, но и за амплитудой и фазой. Малейшее изменение частоты приводит к деградации подавления. Кроме того, высокодобротные фильтры требуют очень точных многоразрядных умножений, что увеличивает аппаратные ресурсы. Эффективность подавления множества узкополосных помех зависит от их взаимоположения, т.е. если они расположены одна рядом с другой, то АРФ будет реагировать на соседний узкополосный сигнал. К тому же приемники ГЛОНАСС особо чувствительны к искажению фазочастотной характеристики, поэтому рекурсивные БИХ фильтры использовать в схеме подавления узкополосных помех весьма проблематично.Thus, the proposed ARF module does not require complex FFT blocks, but the disadvantage of the algorithm is that it is necessary to monitor not only the frequency, but also the amplitude and phase. The slightest change in frequency leads to degradation of the suppression. In addition, high-quality filters require very accurate multi-bit multiplications, which increases hardware resources. The effectiveness of the suppression of many narrowband interference depends on their mutual position, i.e. if they are located next to each other, then the ARF will respond to an adjacent narrowband signal. In addition, GLONASS receivers are particularly sensitive to distortion of the phase-frequency characteristic, so it is very difficult to use recursive IIR filters in the suppression of narrow-band interference.

Необходимо учитывать тот факт, что внутри помещения с электротехническим оборудованием присутствует большое число узкополосных помех и эти помехи нестабильны, особенно при перемещении антенны приемника. Вследствие этого необходимо постоянно переоценивать наличие узкополосных помех, как это описано в патенте [8]. Адаптивное подавление нежелательных сигналов в динамической помеховой среде реализуется на основе КИХ фильтра. Этот метод может отслеживать относительно быстрые изменения в помеховой обстановке и вырезать кратковременные узкополосные сигналы, присутствующие в широкополосном сигнале.It is necessary to take into account the fact that there is a large number of narrow-band interference in the room with electrical equipment and these interference are unstable, especially when moving the receiver antenna. As a result, it is necessary to constantly overestimate the presence of narrowband interference, as described in the patent [8]. Adaptive suppression of unwanted signals in a dynamic noise environment is based on the FIR filter. This method can track relatively fast changes in the interference environment and cut out the short-term narrow-band signals present in the wide-band signal.

В патенте [8] КИХ фильтр реализован в частотной области путем выполнения БПФ сигнала, умножения его на передаточную функцию в частотной области и затем выполнения обратного БПФ. Передаточная функция динамически вычисляется в реальном времени путем определения энергии сигнала в частотной области и исключения бинов, которые содержат помеху. Сигнал задержан на время, требуемое для вычисления передаточной функции. Поэтому относительно быстрые изменения в помеховой среде могут быть отслежены и режектированы.In the patent [8], the FIR filter is implemented in the frequency domain by performing an FFT signal, multiplying it by the transfer function in the frequency domain, and then performing the inverse FFT. The transfer function is dynamically calculated in real time by determining the signal energy in the frequency domain and eliminating the bins that contain the interference. The signal is delayed by the time required to calculate the transfer function. Therefore, relatively rapid changes in the interference environment can be tracked and rejected.

Еще один метод подавления помех - это компенсация. Этот метод построен на принципе выделения помехи гармонического типа из смеси полезного сигнала с помехой и шумом и компенсации помехи за счет вычитания. В схеме подавителя, описанного в патенте [9], применяется способ выделения помехи при помощи генератора, формирующего помехоподобный сигнал. Отличительной особенностью метода является наличие генератора с фазовой подстройкой частоты (ФАПЧ). Поскольку предполагается, что мощность помехи на входе существенно больше мощности полезного сигнала, генератор управляется непосредственно входным сигналом либо предварительно отфильтрованным входным сигналом. Генератор помехоподобного сигнала формирует сигнал, максимально приближенный по мгновенному значению к помехе. Для этого необходимо отслеживать мгновенные значения трех основных параметров помехи - амплитуды, частоты и фазы. В данном методе к точности оценки мгновенных значений амплитуды и фазы предъявляются очень высокие требования.Another method of noise reduction is compensation. This method is based on the principle of extracting harmonic-type interference from a mixture of a useful signal with interference and noise and compensating for interference by subtraction. In the suppressor circuit described in the patent [9], a method is used to isolate interference using a generator that generates an interference-like signal. A distinctive feature of the method is the presence of a phase-locked oscillator (PLL). Since it is assumed that the input interference power is substantially greater than the useful signal power, the generator is controlled directly by the input signal or by a pre-filtered input signal. The noise-like signal generator generates a signal that is as close as possible to the noise in the instantaneous value. To do this, it is necessary to monitor the instantaneous values of the three main parameters of the interference - amplitude, frequency and phase. In this method, very high demands are made on the accuracy of estimating the instantaneous values of the amplitude and phase.

Достоинством подобных схем является их способность компенсировать помеху, внося минимальные искажения в полезный сигнал. Однако амплитудная или фазовая нестабильность помехи делает применение данного метода нецелесообразным. Таким образом, одним из основных недостатков метода компенсации является сильное ограничение, налагаемое на класс подавляемых помех.The advantage of such schemes is their ability to compensate for interference, introducing minimal distortion into the useful signal. However, the amplitude or phase instability of the interference makes the application of this method impractical. Thus, one of the main disadvantages of the compensation method is the strong restriction imposed on the class of suppressed interference.

Для решения задачи подавления узкополосных помех требуется применение алгоритмов цифровой обработки, оптимизированных для работы на программно-аппаратной платформе с ограниченными вычислительными ресурсами и объемом памяти, занимающих мало места при реализации на СБИС и отличающихся малым потреблением.To solve the problem of suppressing narrowband interference, it is necessary to use digital processing algorithms that are optimized to work on a software and hardware platform with limited computing resources and memory capacity, which take up little space when implemented on the VLSI and are characterized by low consumption.

Из рассмотренных технических решений в качестве прототипа выбран способ режекции узкополосных помех, описанный в патенте [4], как наиболее близкий к предлагаемому устройству.From the considered technical solutions, as a prototype, the method of rejecting narrowband interference, described in the patent [4], as the closest to the proposed device, was selected.

Раскрытие изобретенияDisclosure of invention

Предлагаемым изобретением решается задача создания устройства подавления узкополосных помех в спутниковом навигационном приемнике. Особенностью предлагаемого изобретения является экономия аппаратных ресурсов и снижение вычислительных затрат с помощью вычисления прямого дискретного преобразования Фурье (ДПФ) и обратного дискретного преобразования Фурье (ОДПФ) для неполного набора частот. Важно подчеркнуть, что использование в предлагаемом изобретении ДПФ и ОДПФ для неполного набора частот является более эффективным с точки зрения экономии вычислительных затрат, чем быстрое преобразование Фурье (БПФ), которое применяют в некоторых аналогичных устройствах.The present invention solves the problem of creating a device for suppressing narrowband interference in a satellite navigation receiver. A feature of the invention is the saving of hardware resources and the reduction of computational costs by calculating the direct discrete Fourier transform (DFT) and the inverse discrete Fourier transform (DFT) for an incomplete set of frequencies. It is important to emphasize that the use of DFT and DFT in the proposed invention for an incomplete set of frequencies is more efficient from the point of view of saving computational costs than the fast Fourier transform (FFT), which is used in some similar devices.

Другой особенностью предлагаемого изобретения является вычисление ДПФ в реальном времени. При поступлении очередного входного отсчета получаются промежуточные результаты ДПФ и вычисляются в реальном времени выходные отсчеты ОДПФ на основе ранее сформированных результатов ДПФ. Это приводит к экономии памяти, к равномерному формированию выходных отсчетов и устраняет пиковые вычислительные нагрузки. Благодаря экономии аппаратных ресурсов и снижению вычислительных затрат уменьшается и потребляемая мощность. В силу этих обстоятельств описываемое устройство может быть применено в спутниковых навигационных приемниках, используемых в мобильных приложениях, например смартфонах, планшетных компьютерах и других устройствах, для которых экономия аппаратных ресурсов и потребляемой мощности является наиболее важным требованием.Another feature of the invention is the calculation of DFT in real time. Upon receipt of the next input sample, the intermediate DFT results are obtained and the output samples of the DFT are calculated in real time based on the previously generated results of the DFT. This leads to memory savings, to the uniform formation of output samples and eliminates peak computing loads. By saving hardware resources and reducing computing costs, power consumption is also reduced. Due to these circumstances, the described device can be used in satellite navigation receivers used in mobile applications, such as smartphones, tablet computers and other devices for which the saving of hardware resources and power consumption is the most important requirement.

Перечисленные выше задачи решаются настоящим изобретением в предположении, что динамика объекта, на котором установлен навигационный приемник, не слишком высока. Примером таких объектов могут быть автомобили или гражданские самолеты. В этом случае распределение узкополосных помех по спектру можно считать относительно постоянным, а ускорение приемника и производную от ускорения при его перемещении в пространстве - незначительными.The above tasks are solved by the present invention under the assumption that the dynamics of the object on which the navigation receiver is mounted is not too high. An example of such objects can be cars or civilian aircraft. In this case, the distribution of narrowband interference over the spectrum can be considered relatively constant, and the acceleration of the receiver and the derivative of the acceleration when moving in space are negligible.

Сущность предлагаемого изобретения заключается в следующем.The essence of the invention is as follows.

На вход устройства подавления узкополосных помех поступает цифровой квадратурный сигнал, принятый радиочастотным модулем спутникового навигационного приемника. В общем случае входной сигнал представляет собой смесь полезного навигационного сигнала, широкополосного шума приемника и одной или нескольких узкополосных помех. Устройство подавления узкополосных помех содержит анализатор спектра входного сигнала, блок выделения помех, блок режекции помех и блок памяти для хранения входных отсчетов. Вход устройства подавления узкополосных помех соединен с входом анализатора спектра, с первым входом блока режекции помех и с входом блока памяти. Выход анализатора спектра соединен с входом блока выделения помех, а выход блока выделения помех соединен со вторым входом блока режекции помех. Выход блока памяти соединен с третьим входом блока режекции помех. Выход блока режекции помех является выходом устройства подавления узкополосных помех. Выходной сигнал устройства подавления узкополосных помех, очищенный от помех, поступает на блоки поиска и сопровождения спутникового навигационного приемника.The input of the narrowband interference suppression device receives a digital quadrature signal received by the radio frequency module of the satellite navigation receiver. In general, an input signal is a mixture of a useful navigation signal, receiver broadband noise, and one or more narrowband interference. The narrowband interference suppression device comprises an input signal spectrum analyzer, an interference isolation unit, an interference rejection unit, and a memory unit for storing input samples. The input of the narrowband interference suppression device is connected to the input of the spectrum analyzer, to the first input of the interference rejection block, and to the input of the memory block. The output of the spectrum analyzer is connected to the input of the interference isolation unit, and the output of the interference isolation unit is connected to the second input of the interference rejection unit. The output of the memory unit is connected to the third input of the interference rejection unit. The output of the interference rejection block is the output of the narrowband interference suppression device. The output signal of the narrowband interference suppression device, cleared of interference, is fed to the satellite navigation receiver search and tracking units.

Блок анализатора спектра выполняет преобразование входного сигнала из временной области в частотную область. С этой целью блок анализатора спектра содержит первый модуль дискретного преобразования Фурье (ДПФ), вход и выход которого соединены соответственно с входом и выходом блока анализатора спектра. Особенностью предлагаемого изобретения является то, что блок анализатора спектра в реальном времени вычисляет ДПФ входного сигнала для набора частот {F}={F₁, F₂, …, F_ScanMax}, являющихся частотными бинами N-точечного ДПФ, причем величина ScanMax меньше длины ДПФ N, а набор частот {F} после каждого вычисления ДПФ изменяется таким образом, что за N/F_ScanMax итераций перебираются все N частотных бинов. Благодаря относительной стационарности спектра помех удается анализировать спектр по частям, а не целиком, за счет чего снижаются вычислительные затраты. Результаты ДПФ передаются в блок выделения помех.The spectrum analyzer unit converts the input signal from the time domain to the frequency domain. To this end, the spectrum analyzer block contains the first discrete Fourier transform (DFT) module, the input and output of which are connected to the input and output of the spectrum analyzer block, respectively. A feature of the invention is that the spectrum analyzer unit in real time calculates the input signal DFT for a set of frequencies {F} = {F ₁ , F ₂ , ..., F _ScanMax }, which are the frequency bins of the N-point DFT, and the ScanMax value is less than the length DFT N, and the frequency set {F} after each DFT calculation is changed in such a way that all N frequency bins are _scanned for N / F _ScanMax iterations. Due to the relative stationarity of the interference spectrum, it is possible to analyze the spectrum in parts rather than in its entirety, thereby reducing computational costs. DFT results are transmitted to the interference isolation unit.

Блок выделения помех определяет наличие узкополосных помех посредством сравнения амплитуды спектральной компоненты на выходе ДПФ с порогом и формирует набор частот ${F'} = {F_{1}^{'}, F_{2}^{'}, \dots, F_{S u p r M a x}^{'}}$

, на которых произошло превышение порога. Таким образом, блок выделения помех формирует набор частот {F'} узкополосных помех, содержащий не более SuprMax элементов.The interference isolation unit determines the presence of narrow-band interference by comparing the amplitude of the spectral component at the output of the DFT with a threshold and forms a set of frequencies

{F''} = {F_{one}^{''}, F_{2}^{''}, ..., F_{S u p r M a x}^{''}}

at which the threshold has been exceeded. Thus, the interference isolation unit forms a set of narrowband interference frequencies {F '} containing no more than SuprMax elements.

Этот набор частот поступает в блок режекции помехи через его второй вход. Также в этот блок на его первый вход поступает входной цифровой квадратурный сигнал, а на его третий вход поступает сигнал с выхода блока памяти, являющийся задержанным входным сигналом. Блок режекции помех содержит второй модуль ДПФ, модуль обратного ДПФ (ОДПФ) и сумматор с инвертирующим и неинвертирующим входами. Первый вход второго модуля ДПФ соединен с первым входом блока режекции помех. Выход второго модуля ДПФ соединен со входом модуля ОДПФ. Вторые входы второго модуля ДПФ и модуля ОДПФ соединены со вторым входом блока режекции помех. Выход блока ОДПФ соединен с инвертирующим входом сумматора. Неинвертирующий вход сумматора соединен с третьим входом блока режекции помех, а выход сумматора является выходом блока режекции помех.This set of frequencies enters the block rejection interference through its second input. Also, an input digital quadrature signal is supplied to this unit at its first input, and a signal from the output of the memory unit, which is a delayed input signal, is supplied to its third input. The interference rejection unit contains a second DFT module, an inverse DFT module (DFT), and an adder with inverting and non-inverting inputs. The first input of the second DFT module is connected to the first input of the interference rejection unit. The output of the second DFT module is connected to the input of the DFT module. The second inputs of the second DFT module and the ODPF module are connected to the second input of the interference rejection unit. The output of the ODPF block is connected to the inverting input of the adder. The non-inverting input of the adder is connected to the third input of the interference rejection unit, and the output of the adder is the output of the interference rejection unit.

Подавление узкополосных помех, частоты которых входят в набор частот {F'}, выполняется в блоке режекции помех. Второй модуль ДПФ вычисляет ДПФ входного сигнала для набора частот ${F'} = {F_{1}^{'}, F_{2}^{'}, \dots, F_{S u p r M a x}^{'}}$

, являющихся частотными бинами N-точечного ДПФ, причем SuprMax меньше длины ДПФ N, а набор частот {F'} поступает из блока выделения помех на второй вход второго модуля ДПФ через второй вход блока режекции помех. Благодаря тому что количество узкополосных помех, определяемых величиной SuprMax, невелико, ДПФ считается для небольшого числа точек, чем достигается экономия вычислений. Далее модуль ОДПФ выполняет N-точечное ОДПФ только для SuprMax ненулевых входных элементов {F'}, которые поступают на второй вход модуля ОДПФ. Благодаря ограниченному количеству ненулевых точек при выполнении ОДПФ также экономятся вычисления. В результате на выходе модуля ОДПФ получается сигнал оценки узкополосных помех во временной области, отфильтрованный от сигнала спутника. Сигнал оценки узкополосных помех задержан относительно входного сигнала на время выполнения операций ДПФ и ОДПФ в блоке режекции помех. Выход ОДПФ поступает на инвертирующий вход сумматора. На неинвертирующий вход сумматора поступает сигнал с выхода блока памяти, представляющий собой задержанный входной сигнал. Таким образом, входной сигнал и сигнал оценки помех оказываются совпадающими по времени. В сумматоре происходит вычитание сигнала, оценивающего помехи, из задержанного входного сигнала, вследствие чего осуществляется подавление узкополосных помех.The suppression of narrowband interference whose frequencies are included in the frequency set {F '} is performed in the interference rejection unit. The second DFT module computes the DFT of the input signal for a set of frequencies

{F''} = {F_{one}^{''}, F_{2}^{''}, ..., F_{S u p r M a x}^{''}}

which are frequency bins of the N-point DFT, with SuprMax being less than the DFT length N, and the set of frequencies {F '} comes from the interference isolation unit to the second input of the second DFT module through the second input of the interference rejection unit. Due to the small number of narrow-band interference determined by the SuprMax value, the DFT is considered for a small number of points, thereby saving computations. Further, the ODPF module performs an N-point ODPF only for SuprMax non-zero input elements {F '}, which are fed to the second input of the ODPF module. Due to the limited number of nonzero points, the computation is also saved when performing the DFT. As a result, at the output of the TFT module, a narrowband interference estimation signal in the time domain is obtained, filtered from the satellite signal. The narrowband interference estimation signal is delayed with respect to the input signal for the duration of the DFT and ODPF operations in the interference rejection unit. The ODPF output is fed to the inverting input of the adder. The non-inverting input of the adder receives a signal from the output of the memory block, which is a delayed input signal. Thus, the input signal and the interference estimation signal are coincident in time. In the adder, the signal evaluating the interference is subtracted from the delayed input signal, as a result of which narrowband interference is suppressed.

Так как набор частот ограничен определенным числом, то N-точечные ДПФ и ОДПФ можно выполнить с помощью таблиц соответствия (look up table или LUT). Это позволяет избежать вычислений тригонометрических функций, уменьшить время расчета и сократить вычислительные нагрузки.Since the frequency set is limited to a certain number, N-point DFTs and DFTs can be performed using look-up tables or LUTs. This avoids the calculation of trigonometric functions, reduces the calculation time and reduces the computational load.

Один из вариантов реализации данного изобретения отличается тем, что блок памяти для входных отсчетов реализован в виде циркулярного буфера, длина которого равна длине ДПФ N. При этом N-точечное ДПФ в первом и втором модуле ДПФ вычисляются по мере поступления входных отсчетов на вход блока памяти для хранения входных отсчетов, постепенно формируя результаты для ScanMax и SuprMax частотных бинов. Для хранения указанных результатов в каждом модуле ДПФ содержатся блоки памяти для промежуточных результатов ДПФ на ScanMax и SuprMax элементов соответственно. При этом выходы первого и второго блока ДПФ соединены с входами соответствующих блоков памяти. N-точечное ОДПФ также вычисляется по мере поступления входных отсчетов на вход блока памяти для хранения входных отсчетов и содержит блок памяти для хранения результатов ДПФ для SuprMax частотных бинов, используемых модулем ОДПФ в качестве входных параметров. Выход блока памяти для хранения результатов ДПФ соединен с входом модуля ОДПФ. Выход блока памяти для промежуточных результатов второго модуля ДПФ и вход блока памяти для хранения результатов ДПФ связаны между собой переключателем.One embodiment of the invention is characterized in that the memory block for the input samples is implemented as a circular buffer, the length of which is equal to the length of the DFT N. In this case, the N-point DFT in the first and second DFT modules are calculated as the input samples arrive at the input of the memory block to store input samples, gradually generating results for ScanMax and SuprMax frequency bins. To store the specified results, each DFT module contains memory blocks for intermediate results of the DFT on ScanMax and SuprMax elements, respectively. The outputs of the first and second DFT blocks are connected to the inputs of the corresponding memory blocks. The N-point IDFT is also calculated as input samples arrive at the input of the memory block for storing input samples and contains a memory block for storing the DFT results for SuprMax frequency bins used by the ODFT module as input parameters. The output of the memory block for storing the results of the DFT is connected to the input of the DFT module. The output of the memory block for the intermediate results of the second DFT module and the input of the memory block for storing the results of the DFT are connected by a switch.

Другим отличием данного варианта реализации является то, что при поступлении нового входного отсчета в блок памяти для хранения входных отсчетов из циркулярного буфера вычитывается входной отсчет, поступивший на N тактов ранее текущего. При поступлении N-го входного отсчета вычисление N-точечного ДПФ в первом и втором модуле ДПФ завершается и промежуточные результаты ДПФ второго модуля копируются в блок памяти для результатов ДПФ модуля ОДПФ, после чего блок памяти для промежуточных результатов ДПФ в обоих модулях ДПФ обнуляется.Another difference of this implementation option is that upon receipt of a new input sample in the memory unit for storing input samples from the circular buffer, the input sample that arrives N cycles earlier than the current one is subtracted. When the Nth input sample arrives, the calculation of the N-point DFT in the first and second DFT modules is completed and the intermediate DFT results of the second module are copied to the memory block for the DFT results of the DFT module, after which the memory block for the intermediate DFT results in both DFT modules is reset.

Результатом данных вариантов реализации является двойная экономия памяти блока входных отсчетов за счет небольшого наращивания памяти для результатов ДПФ для ScanMax и SuprMax частотных бинов. Благодаря экономии памяти уменьшается и потребляемая мощность.The result of these implementation options is a double memory saving of the input sample block due to a small increase in memory for the DFT results for ScanMax and SuprMax frequency bins. Thanks to memory savings, power consumption is also reduced.

Краткое описание чертежейBrief Description of the Drawings

На фиг.1 приведена структурная схема спутникового навигационного приемника, использующего устройство подавления помех. Спутниковый приемник содержит радиочастотный блок (101), устройство подавления узкополосных помех (102), блок поиска навигационных сигналов (103), блок захвата и сопровождения навигационных сигналов и приема данных (104), блок решения навигационной задачи (105).Figure 1 shows the structural diagram of a satellite navigation receiver using an interference suppression device. The satellite receiver contains a radio frequency unit (101), a device for suppressing narrowband interference (102), a unit for searching navigation signals (103), a unit for capturing and tracking navigation signals and receiving data (104), a unit for solving a navigation problem (105).

На фиг.2 приведена структурная схема устройства подавления помех в спутниковом навигационном приемнике, которая содержит анализатор спектра (201), первый модуль ДПФ (202), блок выделения помех (203), блок режекции помех (204), второй модуль ДПФ (205), модуль ОДПФ (206), сумматор с инвертирующим и неинвертирующим входами (207), блок памяти (208).Figure 2 shows the structural diagram of the interference suppression device in the satellite navigation receiver, which contains a spectrum analyzer (201), a first DFT module (202), an interference isolation unit (203), an interference rejection unit (204), a second DFT module (205) , ODPF module (206), adder with inverting and non-inverting inputs (207), memory unit (208).

На фиг.3 приведена структурная схема блока режекции помех, которая содержит блок N-точечного ДПФ входных отсчетов (301), блок памяти для промежуточных результатов ДПФ (302), переключатель (303), блок памяти для результатов ДПФ (304), блок N-точечного ОДПФ (305), блок сумматора с инвертирующим и неинвертирующим входами (306).Figure 3 shows the structural diagram of the block rejection interference, which contains a block of N-point DFT input samples (301), a memory block for intermediate results of the DFT (302), a switch (303), a memory block for the results of the DFT (304), block N -point ODPF (305), the adder block with inverting and non-inverting inputs (306).

Фиг.4 иллюстрирует работу устройства подавления помех для варианта реализации, когда ДПФ и ОДПФ выполняются по мере поступления входных отсчетов. Обозначения: циркулярный буфер входных отсчетов (401), блок памяти для результатов ДПФ (402), блок N-точечного ОДПФ (403), сумматор с инвертирующим и неинвертирующим входами (404), блок памяти для промежуточных результатов ДПФ (405).FIG. 4 illustrates the operation of an interference suppression device for an embodiment when DFT and DFT are performed as input samples arrive. Designations: circular buffer of input samples (401), memory block for the results of the DFT (402), block of the N-point OFT (403), an adder with inverting and non-inverting inputs (404), a memory block for the intermediate results of the DFT (405).

Осуществление изобретенияThe implementation of the invention

Фиг.1 поясняет использование предлагаемого устройства подавления помех в спутниковом навигационном приемнике. Входной сигнал из антенны, содержащий смесь полезного навигационного сигнала, широкополосного шума входных цепей приемника и узкополосных помех, поступает в радиочастотный блок (101), где усиливается, преобразуется в квадратурный сигнал на нулевой частоте и подвергается аналого-цифровому преобразованию. На выходе радиочастотного блока получается цифровой квадратурный сигнал, который подается на вход устройства подавления узкополосных помех (102). В качестве этого устройства используется предлагаемое изобретение. На выходе устройства подавления узкополосных помех получается навигационный сигнал, очищенный от узкополосных помех, который далее подается на блок поиска навигационных сигналов (103). Блок поиска обнаруживает сигналы тех спутников, которые «видимы» в точке размещения антенны приемника и уровень сигнала которых достаточен для их приема, оценивает параметры этих сигналов (доплеровское смещение, время прихода, уровень сигнала) и полученную информацию передает блоку захвата, сопровождения и приема данных (104). Блок (104) на основе информации, полученной от блока поиска (103), осуществляет точный захват сигналов «видимых» спутников, в дальнейшем их сопровождает и извлекает данные из сигнала спутника и передает эти данные в блок решения навигационной задачи (105), который по этим данным и другой имеющейся информации решает навигационную задачу и определяет координаты и скорость объекта, на котором расположен приемник. Навигационные данные с выхода блока решения навигационной задачи поступают в аппаратуру потребителя.Figure 1 illustrates the use of the proposed interference suppression device in a satellite navigation receiver. The input signal from the antenna, containing a mixture of the useful navigation signal, the broadband noise of the receiver input circuits and narrowband interference, enters the radio frequency unit (101), where it is amplified, converted to a quadrature signal at zero frequency, and subjected to analog-to-digital conversion. At the output of the radio frequency block, a digital quadrature signal is obtained, which is fed to the input of the narrowband interference suppression device (102). As this device, the invention is used. At the output of the narrowband interference suppression device, a navigation signal is obtained, cleared of narrowband interference, which is then fed to the navigation signal search unit (103). The search unit detects the signals of those satellites that are “visible” at the location of the receiver’s antenna and whose signal level is sufficient to receive them, estimates the parameters of these signals (Doppler shift, arrival time, signal level) and transfers the received information to the data acquisition, tracking and reception unit (104). Block (104), based on information received from the search block (103), accurately captures the signals of “visible” satellites, then accompanies them and extracts data from the satellite signal and transmits these data to the block for solving the navigation problem (105), which This data and other available information solves the navigation problem and determines the coordinates and speed of the object on which the receiver is located. Navigation data from the output of the unit for solving the navigation problem enters the consumer equipment.

Фиг.2 поясняет работу предлагаемого устройства подавления узкополосных помех в спутниковом навигационном приемнике. Цифровой квадратурный сигнал с выхода радиочастотного блока поступает в блок анализатора спектра (201), который выполняет преобразование сигнала из временной области в частотную область. Для этого первый модуль ДПФ (202) вычисляет в реальном времени ДПФ входного сигнала для некоторого набора частот {F}={F₁, F₂, …, F_ScanMax}, являющихся частотными бинами N-точечного ДПФ, причем ScanMax меньше длины ДПФ N, а набор частот {F} после каждого вычисления ДПФ изменяется таким образом, что за N/F_ScanMax итераций перебираются все N частотных бинов. Если отношение N/F_ScanMax оказывается не целым, то его округляют до ближайшего большего целого числа.Figure 2 explains the operation of the proposed device for suppressing narrowband interference in a satellite navigation receiver. The digital quadrature signal from the output of the radio frequency block enters the block of the spectrum analyzer (201), which performs the conversion of the signal from the time domain to the frequency domain. For this, the first DFT module (202) calculates in real time the DFT of the input signal for a certain set of frequencies {F} = {F ₁ , F ₂ , ..., F _ScanMax }, which are the frequency bins of the N-point DFT, and ScanMax is less than the length of the DFT N and the set of frequencies {F} after each DFT calculation is changed in such a way that all N frequency bins are _scanned for N / F _ScanMax iterations. If the _ScanMax N / F _ratio is not integer, then it is rounded to the nearest larger integer.

Результат вычисления ДПФ передается в блок выделения помех (203). Блок выделения помех хранит результаты ДПФ для всех N частотных бинов, определяет наличие узкополосных помех посредством сравнения амплитуды выхода ДПФ с порогом и формирует набор частот ${F'} = {F_{1}^{'}, F_{2}^{'}, \dots, F_{S u p r M a x}^{'}}$

, на которых произошло превышение порога. Этот набор частот поступает в блок режекции помех (204). В блок режекции помех также поступает входной цифровой квадратурный сигнал - на один вход напрямую, на другой через блок памяти (208).The result of the calculation of the DFT is transmitted to the interference isolation unit (203). The interference isolation unit stores the DFT results for all N frequency bins, determines the presence of narrow-band interference by comparing the amplitude of the DFT output with a threshold, and generates a set of frequencies

{F''} = {F_{one}^{''}, F_{2}^{''}, ..., F_{S u p r M a x}^{''}}

at which the threshold has been exceeded. This set of frequencies enters the interference rejection block (204). An input digital quadrature signal is also fed to the interference rejection block — directly to one input and to another through a memory block (208).

В блоке режекции помех выполняется подавление узкополосных помех, соответствующих набору частот {F'}. Для этого входной отсчет цифрового квадратурного сигнала поступает на вход второго модуля ДПФ (205). Также в блок второго модуля ДПФ поступает управляющий сигнал, который задает набор частот, соответствующих узкополосным помехам, для которых выполняется ДПФ: ${F'} = {F_{1}^{'}, F_{2}^{'}, \dots, F_{S u p r M a x}^{'}}$

. Результат выполнения ДПФ можно представить следующей формулой:In the interference rejection block, narrowband interference corresponding to the frequency set {F '} is suppressed. For this, the input sample of the digital quadrature signal is fed to the input of the second DFT module (205). Also, a control signal is supplied to the block of the second DFT module, which sets the set of frequencies corresponding to narrowband interference for which the DFT is performed:

{F''} = {F_{one}^{''}, F_{2}^{''}, ..., F_{S u p r M a x}^{''}}

. The result of the DFT can be represented by the following formula:

$f (k) = \sum_{n = 0}^{N - 1} x (n) e^{- j \frac{2 π}{N} n k}, k = F_{1}^{'}, F_{2}^{'}, \dots, F_{S u p r M a x}^{'} (1)$

f (k) = \sum_{n = 0}^{N - one} x (n) e^{- j \frac{2 π}{N} n k}, k = F_{one}^{''}, F_{2}^{''}, ..., F_{S u p r M a x}^{''} (one)

Результаты с выхода второго модуля ДПФ (205) используются блоком ОДПФ (206), выполняющим ОДПФ для SuprMax ненулевых входных элементов {F'}. Результат выполнения ОДПФ можно представить следующей формулой:The results from the output of the second DFT module (205) are used by the OTF block (206), which performs OTF for SuprMax of non-zero input elements {F '}. The result of the implementation of the ODPF can be represented by the following formula:

$c (n) = \frac{1}{N} \sum_{k \in {F'}} f (k) e^{j \frac{2 π}{N} n k}, n = 0,1, \dots N - 1 (2)$

c (n) = \frac{one}{N} \sum_{k \in {F''}} f (k) e^{j \frac{2 π}{N} n k}, n = 0,1 ... N - one (2)

Как следует из этого выражения, суммирование выполняется по небольшому числу SuprMax индексов k, за счет чего происходит экономия вычислений.As follows from this expression, the summation is performed over a small number of SuprMax indices k, due to which the computation is saved.

Сигнал c(n) является задержанной относительно входного сигнала оценкой узкополосных помех во временной области. Сигнал c(n) оценки узкополосных помех во временной области с выхода ОДПФ (206) поступает на инвертирующий вход сумматора (207), на неинвертирующий вход которого поступает отсчет с выхода блока памяти (208). В сумматоре происходит вычитание сигнала оценки помех из задержанного входного сигнала, вследствие чего осуществляется подавление узкополосных помех. В результате вычитания формируется выходной отсчет блока режекции помех.The signal c (n) is a time-domain narrow-band interference delayed relative to the input signal. The signal c (n) for estimating narrow-band interference in the time domain from the output of the OTF (206) is fed to the inverting input of the adder (207), the non-inverting input of which receives a count from the output of the memory unit (208). In the adder, the interference estimation signal is subtracted from the delayed input signal, whereby narrowband interference is suppressed. As a result of subtraction, the output count of the interference rejection block is formed.

Структурная схема блока режекции помех для одного из вариантов реализации показана на Фиг.3. На вход блока режекции помех поступают входные отсчеты, представляющие собой дискретные выборки из принятого сигнала. Кроме того, на вход блока режекции помех поступают отсчеты с выхода блока памяти для N входных отсчетов (208), где N соответствует длине ДПФ. Память реализована в виде циркулярного буфера таким образом, что i-й отсчет сохраняется на месте отсчета, поступившего на N отсчетов ранее него.A block diagram of an interference rejection block for one embodiment is shown in FIG. 3. Input samples representing discrete samples from the received signal are received at the input of the interference rejection block. In addition, samples from the output of the memory block for N input samples (208), where N corresponds to the length of the DFT, are received at the input of the interference rejection block. The memory is implemented in the form of a circular buffer in such a way that the i-th sample is stored in place of the sample received at N samples earlier than it.

Входной отсчет цифрового квадратурного сигнала поступает на вход блока N-точечного ДПФ (301). Также в блок N-точечного ДПФ поступает управляющий сигнал, который задает набор частот, соответствующих узкополосным помехам, для которых выполняется ДПФ: ${F'} = {F_{1}^{'}, F_{2}^{'}, \dots, F_{S u p r M a x}^{'}}$

. ДПФ выполняется для небольшого числа частот SuprMax, за счет чего экономятся вычисления.The input sample of the digital quadrature signal is fed to the input of the N-point DFT block (301). Also, a control signal is supplied to the N-point DFT block, which sets the set of frequencies corresponding to narrowband interference for which the DFT is performed:

{F''} = {F_{one}^{''}, F_{2}^{''}, ..., F_{S u p r M a x}^{''}}

. DFT is performed for a small number of SuprMax frequencies, which saves computation.

При поступлении каждого входного отсчета выполняется частичный расчет ДПФ, т.е. расчет произведений для данного входного отсчета, затем эти произведения аккумулируются в блоке памяти для промежуточных результатов ДПФ (302). При поступлении N-го входного отсчета заканчивается расчет ДПФ и замыкается переключатель (303). Данные из блока памяти для промежуточных результатов (302) копируются в блок памяти для результатов ДПФ (304). После копирования данные в блоке памяти для промежуточных результатов ДПФ (302) обнуляются. Данные из блока памяти для результатов ДПФ (304) используются блоком N-точечного ОДПФ (305), выполняющего ОДПФ для SuprMax ненулевых входных элементов {F'}.Upon receipt of each input sample, a partial calculation of the DFT is performed, i.e. calculation of works for a given input sample, then these works are accumulated in the memory block for intermediate results of the DFT (302). Upon receipt of the Nth input sample, the DFT calculation ends and the switch (303) closes. Data from the memory block for intermediate results (302) is copied to the memory block for the DFT results (304). After copying, the data in the memory block for the intermediate results of the DFT (302) are reset. The data from the memory block for the results of the DFT (304) is used by the N-point ODFT (305) block, which performs the ODFT for SuprMax of non-zero input elements {F '}.

Сигнал c(n) оценки узкополосных помех во временной области с выхода ОДПФ (305) поступает на инвертирующий вход сумматора (306), на неинвертирующий вход которого поступает отсчет x(n-N) с выхода блока памяти (208). В сумматоре происходит вычитание сигнала оценки помех из задержанного входного сигнала, вследствие чего осуществляется подавление узкополосных помех. В результате вычитания формируется выходной отсчет блока режекции помех х(n-N)-c(n), отстающий от текущего входного отсчета на N отсчетов.The signal c (n) for estimating narrow-band interference in the time domain from the output of the OTF (305) is fed to the inverting input of the adder (306), the non-inverting input of which receives the sample x (n-N) from the output of the memory unit (208). In the adder, the interference estimation signal is subtracted from the delayed input signal, whereby narrowband interference is suppressed. As a result of the subtraction, the output sample of the interference rejection block x (n-N) -c (n) is formed, which is N samples behind the current input sample.

Для снижения аппаратной стоимости модуля ДПФ и ОДПФ можно выполнить с помощью таблиц соответствия или look up table (LUT). Таблица соответствия (LUT) содержит заранее рассчитанные величины $\sin (\frac{2 π}{N} n k)$

,

\cos (\frac{2 π}{N} n k)

от аргумента nk по модулю N. Использование LUT позволяет избежать вычислений тригонометрических функций, за счет чего снижается вычислительная нагрузка.To reduce the hardware cost of the DFT and DFT modules, it is possible to perform using correspondence tables or look up table (LUT). Conformity table (LUT) contains pre-calculated values

\sin (\frac{2 π}{N} n k)

,

\cos (\frac{2 π}{N} n k)

from the argument nk modulo N. Using LUT avoids the calculation of trigonometric functions, thereby reducing the computational load.

Обработка каждого входного отсчета в реальном времени показана на фиг.4. Фиг.4а и 4б показывают обработку i-го входного отсчета.Real-time processing of each input sample is shown in FIG. 4. Figa and 4b show the processing of the i-th input sample.

Фиг.4а показывает, что при поступлении входного отсчета старый входной отсчет (отсчет, отстающий на N отсчетов от текущего входного отсчета) подается на неинвертирующий вход сумматора (404), а на инвертирующий вход подается сигнал с выхода ОДПФ (403). Выход ОДПФ формируется при каждом новом входном отсчете, используя заполненный ранее блок памяти с результатами ДПФ (402).Figure 4a shows that when an input sample arrives, the old input sample (a sample that is N samples behind the current input sample) is fed to the non-inverting input of the adder (404), and the signal from the ODPF output (403) is supplied to the inverting input. The output of the DFT is formed at each new input sample, using the previously filled memory block with the results of the DFT (402).

Из фиг.4б видно, что текущий входной отсчет сохраняется в блоке памяти входных отсчетов, реализованном в виде циркулярного буфера (401), длина которого равна длине ДПФ N. Этот же отсчет подается в блок ДПФ, где на его основе частично вычисляется ДПФ для определенного набора частот {F'}. Промежуточный результат ДПФ аккумулируется в блоке памяти для промежуточных результатов ДПФ (405).Fig.4b shows that the current input sample is stored in the memory block of the input samples, implemented in the form of a circular buffer (401), the length of which is equal to the length of the DFT N. The same sample is fed to the DFT block, where it partially calculates the DFT for a certain frequency set {F '}. The intermediate DFT result is accumulated in the memory block for the intermediate DFT results (405).

Фиг.4в и 4г показывают обработку N-го входного отсчета.Figv and 4g show the processing of the N-th input sample.

Фиг.4в показывает обработку последнего отсчета (аналогично фиг.4а).Figure 4c shows the processing of the last sample (similar to Figure 4a).

Фиг.4г показывает, что при поступлении N-го входного отсчета результаты ДПФ полностью сформированы, поэтому они копируются из блока памяти для промежуточных результатов ДПФ (405) в блок памяти для результатов ДПФ (402), данные из которой далее будут использоваться для расчета ОДПФ (403). После копирования память для промежуточных результатов ДПФ (405) обнуляется.Fig. 4d shows that upon receipt of the Nth input sample, the DFT results are completely generated, therefore, they are copied from the memory block for the intermediate results of the DFT (405) to the memory block for the results of the DFT (402), the data from which will be further used to calculate the DFT (403). After copying, the memory for intermediate results of the DFT (405) is reset.

Реализация предлагаемого изобретения может быть выполнена на основе известных элементов цифровой техники (блоков памяти, сумматора, LUT), среди которых основное место занимают блоки, реализующие ДПФ и ОДПФ. ДПФ (ОДПФ) является известным алгоритмом, способы реализации которого известны из литературы (см., например, Shoab Ahmed Khan "Digital Design of Signal Processing Systems", Wiley, 2011 p.292-296). Таким образом, реализация данного изобретения не представляет проблемы.The implementation of the present invention can be performed on the basis of well-known elements of digital technology (memory blocks, adder, LUT), among which the main place is occupied by blocks that implement DFT and DFT. DFT (DFT) is a well-known algorithm whose implementation methods are known from the literature (see, for example, Shoab Ahmed Khan "Digital Design of Signal Processing Systems", Wiley, 2011 p.292-296). Thus, the implementation of the present invention is not a problem.

Источники информацииInformation sources

1. US 6448925 В1 Jamming detection and blanking for GPS receivers.1. US 6,448,925 B1 Jamming detection and blanking for GPS receivers.

2. US 4613978 Narrowband interference suppression system.2. US 4613978 Narrowband interference suppression system.

3. US 5263048 Narrow band interference frequency excision method and means.3. US 5263048 Narrow band interference frequency excision method and means.

4. US 6477196 B1 Direct sequence spread spectrum communications receiver and method for efficient narrow-band signal excision.4. US 6477196 B1 Direct sequence spread spectrum communications receiver and method for efficient narrow-band signal excision.

5. US 5268927 Digital adaptive transversal filter for spread spectrum receivers.5. US 5268927 Digital adaptive transversal filter for spread spectrum receivers.

6. US 7453921 B1 LPC filter for removing periodic and quasi-periodic interference from spread spectrum signals.6. US 7453921 B1 LPC filter for removing periodic and quasi-periodic interference from spread spectrum signals.

7. Ying-Ren Chien et al., "A novel continuous wave interference detectable adaptive notch filter for GPS receivers". 2010 IEEE Global Telecommunications Conference, Miami, 2010.7. Ying-Ren Chien et al., "A novel continuous wave interference detectable adaptive notch filter for GPS receivers." 2010 IEEE Global Telecommunications Conference, Miami, 2010.

8. US 5612978 Method and apparatus for real-time adaptive interference cancellation in dynamic environments.8. US 5612978 Method and apparatus for real-time adaptive interference cancellation in dynamic environments.

9. US 6219376 Apparatuses and methods of suppressing a narrow-band interference with a compensator and adjustment loops9. US 6219376 Apparatuses and methods of suppressing a narrow-band interference with a compensator and adjustment loops

Claims

1. A narrowband interference suppression device in a satellite navigation receiver comprising a spectrum analyzer, a narrowband interference isolation unit, an interference rejection unit, wherein the input of the narrowband interference suppression device is connected to the input of the spectrum analyzer and to the first input of the interference rejection unit, the output of the spectrum analyzer is connected to the input the interference isolation unit, the output of the interference isolation unit is connected to the second input of the interference rejection unit, while the output of the interference rejection unit is the output of the narrowband interference suppression device ,
characterized in that a memory unit is added for storing input samples, wherein the input of the narrowband interference suppression device is connected to the input of the memory unit, and the output of the memory unit is connected to the third input of the interference rejection unit,
the fact that the spectrum analyzer block contains the first discrete Fourier transform (DFT) module, the input and output of which are connected respectively to the input and output of the spectrum analyzer block, which calculates the DFT of the input signal for a certain set of frequencies {F} = {F ₁ , F ₂ , ... , F _ScanMax }, which are the frequency bins of the N-point DFT, with ScanMax being less than the DFT length N, and the set of frequencies {F} after each DFT calculation changes so that all N frequency bins are _searched for n / F _ScanMax iterations,
in that the narrow-band interference isolation unit forms a set

{F''} = {F_{one}^{''}, F_{2}^{''}, ..., F_{S u p r M a x}^{''}}

frequencies of bins occupied by narrow-band interference, containing not more than SuprMax elements,
the block rejection interference contains a second DFT module that calculates the DFT of the input signal for a set of frequencies

{F''} = {F_{one}^{''}, F_{2}^{''}, ..., F_{S u p r M a x}^{''}}

which are frequency bins of the N-point DFT, where SuprMax is less than the DFT length N, the first input of the second DFT module is connected to the first input of the interference rejection unit, and the second input of the second DFT module is connected to the second input of the interference rejection unit, through which the set of frequencies {F '} from the jamming unit,
in that the interference rejection unit comprises an N-point inverse DFT (DFT) module, wherein the output of the second DFT module is connected to the first input of the DFT module, and the second input of the DFT module is connected to the second input of the interference reject module, and the N-point DFT is performed for SuprMax non-zero input elements {F '},
the fact that the interference rejection unit contains an adder with inverting and non-inverting inputs, while the output of the ODPF unit is connected to the inverting input of the adder, and its non-inverting input is connected to the third input of the interference rejection unit, and the output of the adder is the output of the interference rejection unit.

2. The device for suppressing narrowband interference in a satellite navigation receiver according to claim 1, characterized in that the DFT and the ODPF are implemented using the correspondence tables (LUT).

3. The device for suppressing narrowband interference in a satellite navigation receiver according to claim 2, characterized in that the memory unit for input samples is implemented in the form of a circular buffer, the length of which is equal to the length of the DFT N,
the fact that the N-point DFTs in the first and second DFT modules are calculated as input samples arrive at the input of the memory block for storing input samples, gradually generating results for ScanMax and SuprMax frequency bins, for storage of which each DFT module contains memory blocks for intermediate DFT results on ScanMax and SuprMax elements, respectively, with the outputs of the first and second DFT blocks connected to the inputs of the corresponding memory blocks,
in that the N-point ODFT is calculated as the input samples arrive at the input of the memory block for storing input samples and contains a memory block for storing the DFT results for SuprMax frequency bins used by the ODFT module as input parameters, and the input of the memory block for storing the DFT results connected to the input of the ODPF module,
the fact that the output of the memory block for the intermediate results of the second DFT module and the input of the memory block for storing the results of the DFT are connected through a switch.

4. A device for suppressing narrowband interference in a satellite navigation receiver according to claim 3,
characterized in that upon receipt of a new input sample in the memory unit for storing input samples from the circular buffer, the input sample is received, received at N clock cycles of the newly arrived,
moreover, when the Nth input sample arrives, the calculation of the N-point DFT in the first and second DFT modules is completed and the intermediate DFT results of the second module are copied to the memory block for the DFT results of the DFT module, after which the memory block for the intermediate DFT results in both DFT modules is reset.