RU2530542C1

RU2530542C1 - Method and device for measurement of angular height of object of search in surveillance non-linear radars

Info

Publication number: RU2530542C1
Application number: RU2013116170/07A
Authority: RU
Inventors: Ирина Николаевна Замятина; Владимир Иванович Ирхин
Priority date: 2013-04-09
Filing date: 2013-04-09
Publication date: 2014-10-10
Also published as: RU2013116170A

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.

SUBSTANCE: method consists in analysis of an amplitude of reflected signals from objects of search after their processing based on a correlation convolution integral; besides, measurement of a position angle is performed by choosing the number of a parallel channel corresponding to height of the object of search, as per assessment of maximum of a propagation factor, which depends as much as possible on height of the object of search, based on use in channels to correlators of band pass filters, the characteristics of which correspond to heights of detected objects according to the calculated propagation factor for the chosen heights, with further combination of all channels by a selection scheme to maximum, at the output of which there determined is the number of the channel with expected height of the object of search. A device implementing the proposed method is offered as well.

EFFECT: measurement of angular height of a detected object in surveillance non-linear radars of close action with a small-size moving antenna system.

2 cl, 4 dwg

Description

Настоящее изобретение относится к области радиолокации, в частности к РЛС ближней радиолокации, в которые входят обзорные нелинейные радиолокаторы (НРЛ), осуществляющие поиск объектов, содержащих активные радиоэлементы. Причем отражение от такого объекта поиска происходит на высших гармониках зондирующего сигнала, возникающих при нелинейном преобразовании в активных элементах объекта поиска.The present invention relates to the field of radar, in particular to near-radar radars, which include non-linear survey radars (NRL) that search for objects containing active radio elements. Moreover, reflection from such a search object occurs at the higher harmonics of the probing signal arising from nonlinear conversion in the active elements of the search object.

Радиолокационные системы ближнего действия имеют специфические особенности, которые связаны, в первую очередь, с тем, что дальность их действия соизмерима с геометрическими размерами отражающих объектов и может изменяться от нескольких сотен метров практически до нуля.Short-range radar systems have specific features that are primarily associated with the fact that their range is comparable to the geometric dimensions of reflecting objects and can vary from several hundred meters to almost zero.

Вследствие данных обстоятельств, методы классической радиолокации в случае малых дальностей сталкиваются с рядом проблем их реализации, которые, например, обусловлены необходимостью обеспечения защиты входа приемника на момент излучения мощного зондирующего сигнала. В нелинейной локации эта проблема решается применением линейных фильтров на входе приемника, которые выделяют высшие гармоники, возникающие при нелинейном преобразовании в активных радиоэлементах объектов поиска, и подавляют основную гармонику зондирующего сигнала. Другой проблемой в ближней локации является измерение угловых направлений. Практическое решение проблемы измерения угловых направлений ограничивается допустимым числом элементарных излучателей антенной системы. Исходя из удобства эксплуатации систем ближней локации в них недопустимо применение традиционных для классической радиолокации антенных систем типа антенных решеток с большим апертурным раскрывом. Наиболее целесообразно применение малоапертурных антенных решеток, состоящих из 2-3 элементарных излучателей. В этом случае измерение угловых направлений обеспечивается применением моноимпульсного метода, суть которого заключается в сравнении отраженных сигналов от объекта, принятых одновременно по двум или более несовпадающим диаграммам направленности, которые расположены симметрично относительно геометрической оси антенны, образующей равносигнальное направление [1, стр.11]. В своей простейшей форме моноимпульсный метод измерений сравнивает отраженные сигналы только в одной из плоскостей: азимутальной или угломестной. В частности, показано [1, стр.17], что моноимпульсный метод измерений наиболее эффективно применяется для измерения азимутального направления на цель.Due to these circumstances, classical radar methods in the case of short ranges encounter a number of problems of their implementation, which, for example, are due to the need to protect the input of the receiver at the time of radiation of a powerful probe signal. In a non-linear location, this problem is solved by the use of linear filters at the input of the receiver, which emit higher harmonics arising from non-linear conversion of the search objects in the active radio elements and suppress the fundamental harmonic of the probe signal. Another problem in the near location is the measurement of angular directions. The practical solution to the problem of measuring angular directions is limited by the allowable number of elementary radiators of the antenna system. Based on the ease of use of near-location systems, it is unacceptable to use antenna systems, such as antenna arrays with a large aperture opening, that are traditional for classical radiolocation. The most appropriate use of low-aperture antenna arrays, consisting of 2-3 elementary emitters. In this case, the measurement of the angular directions is ensured by the use of the monopulse method, the essence of which is to compare the reflected signals from the object, taken simultaneously by two or more mismatched radiation patterns, which are located symmetrically with respect to the geometric axis of the antenna, forming an equal-signal direction [1, p. 11]. In its simplest form, a single-pulse measurement method compares reflected signals in only one of the planes: azimuthal or elevation. In particular, it was shown [1, p. 17] that the single-pulse measurement method is most effectively used to measure the azimuthal direction to the target.

В качестве прототипа заявляемого способа и устройства измерения угловой высоты выбран способ и устройство измерения угловых направлений моноимпульсным методом в НРЛ, реализованный с помощью дискретного набора многодиапазонных передающей и приемных антенн, который минимизирует массогабаритные характеристики обзорных НРЛ, причем число приемных каналов N определяется полной зоной обзора по угловой координате к ширине диаграммы направленности антенны (ДНА) элементарных излучателей [2].As a prototype of the proposed method and device for measuring the angular height, the method and device for measuring angular directions by a single-pulse method in the NRL, implemented using a discrete set of multi-band transmit and receive antennas, which minimizes the weight and size characteristics of the overview NRL, is selected, and the number of receiving channels N is determined by the full viewing area over the angular coordinate to the width of the antenna pattern (BOTTOM) of elementary emitters [2].

Несмотря на возможность измерения угловых направлений моноимпульсным методом в НРЛ, следует отметить, что точное измерение азимутального направления моноимпульсным методом обеспечивается при условии нахождения в пределах элемента разрешения по дальности только одной цели [1, стр.19] и необходимостью наличия N-приемных каналов.Despite the possibility of measuring angular directions by the monopulse method in the NRL, it should be noted that accurate measurement of the azimuthal direction by the monopulse method is provided provided that only one target is within the range resolution element [1, p. 19] and the need for the presence of N-receiving channels.

Поэтому способ измерения угловых направлений в обзорных НРЛ сохраняет актуальный характер, особенно если прием сигнала в НРЛ осуществляется по числу приемных каналов не более двух.Therefore, the method of measuring the angular directions in the survey NRL remains relevant, especially if the signal is received in the NRL by the number of receiving channels no more than two.

В этом случае для ближней локации, для измерения углового направления в угломестной плоскости метод моноимпульсной радиолокации не дает необходимой точности, поскольку в принятом сигнале от объекта присутствует отражение от поверхности земли. В результате этого в вертикальной плоскости всегда присутствует два сигнала, т.е. на вход приемной антенны приходит отраженная электромагнитная волна от поверхности земли и прямая волна от объекта поиска, которая распространяется непосредственно между приемной антенной системой и объектом поиска. Между прямой и отраженной волной появляется разность хода, равная [3, стр.37]:In this case, for the near location, for measuring the angular direction in the elevation plane, the monopulse radar method does not provide the necessary accuracy, since the received signal from the object contains reflection from the earth's surface. As a result of this, two signals are always present in the vertical plane, i.e. A reflected electromagnetic wave from the surface of the earth and a direct wave from the search object, which propagates directly between the receiving antenna system and the search object, come to the input of the receiving antenna. Between the direct and reflected waves, a path difference equal to [3, p. 37] appears:

$Δ = \frac{2 \cdot h_{a} \cdot h_{о б}}{D}, (1)$

Δ = \frac{2 \cdot h_{a} \cdot h_{about b}}{D}, (one)

где h_a - высота подъема антенны,where h _a is the height of the antenna,

h_об - высота подъема объекта поиска,h _about - the height of the search object,

D - расстояние между антенной и объектом поиска (дальность до объекта).D is the distance between the antenna and the search object (range to the object).

В случае нелинейной радиолокации длительность отклика от объекта поиска на высших гармониках ограничивается шириной полосы выделяемых гармоник, которые не должны перекрываться со спектральными составляющими зондирующего сигнала. В результате данного обстоятельства элемент разрешения по дальности в НРЛ, равный $δ D = \frac{c}{2 \cdot Δ f}$

, где c - скорость света, Δf - ширина спектра зондирующего сигнала, существенно превышает разность хода лучей, т.е. δD>>А.In the case of nonlinear radar, the duration of the response from the search object at higher harmonics is limited by the bandwidth of the emitted harmonics, which should not overlap with the spectral components of the probe signal. As a result of this circumstance, the element of range resolution in the NRL equal to

δ D = \frac{c}{2 \cdot Δ f}

, where c is the speed of light, Δf is the spectrum width of the probe signal, significantly exceeds the difference in the path of the rays, i.e. δD >> A.

Наличие в элементе разрешения по дальности двух сигналов (прямого и отраженного от земли) не позволяет с необходимой точностью измерить моноимпульсным способом угловое направление в НРЛ с помощью малоапертурных антенн, а применение габаритных антенных решеток с большим числом элементарных излучателей нецелесообразно по конструктивным требованиям.The presence of two signals in the resolution element over the range (direct and reflected from the ground) does not allow measuring the angular direction in the NRL with the necessary accuracy using low-aperture antennas, and the use of dimensional antenna arrays with a large number of elementary radiators is impractical by design requirements.

Техническим результатом данного изобретения является измерение угловой высоты обнаруживаемого объекта в обзорных НРЛ ближнего действия с малогабаритной движущейся антенной системой на основе траекторного анализа амплитуды отраженных сигналов от объекта поиска при наличии двух сигналов (прямого и отраженного от земли) в элементе разрешения по дальности.The technical result of this invention is the measurement of the angular height of the detected object in the short-range surveillance radar with a small moving antenna system based on the trajectory analysis of the amplitude of the reflected signals from the search object in the presence of two signals (direct and reflected from the ground) in the range resolution element.

Напряженность поля в месте приема отличается от напряженности поля в свободном пространстве на величину множителя ослабления F за счет ослабления сигнала на трассе. Множитель ослабления - это сложная функция, зависящая от рельефа местности, коэффициента направленности антенны, высоты антенны и т.д. Рассчитаем множитель ослабления в случае ближней локации для НРЛ, когда передающая и приемная антенны расположены в одном месте (располагаются друг под другом), в этом случае падающая на объект и отраженная от объекта волны распространяются примерно по одному и тому же пути.The field strength at the receiving site differs from the field strength in free space by the value of the attenuation factor F due to the attenuation of the signal along the path. Attenuation factor is a complex function depending on the terrain, antenna directivity, antenna height, etc. We calculate the attenuation factor in the case of near location for the NRL, when the transmitting and receiving antennas are located in one place (located one below the other), in this case the waves incident on the object and reflected from the object propagate along approximately the same path.

Еще в 1922 году академиком Б.А. Введенским впервые было показано, что электромагнитное поле волны в месте расположения приемной антенны можно рассматривать как результат интерференции прямого (свободно распространяющегося в воздухе) луча r1 и луча r2, отраженного в точке C от поверхности земли и попадающего в приемную антенну (см. фиг.1). Координату точки отражения C определяют из условия равенств углов падения и отражения γ. Это обстоятельство позволяет представить результирующую напряженность поля в точке приема в виде суммы мгновенных значений напряженности поля прямого луча и отраженного от поверхности земли [3, стр.35].Back in 1922, academician B.A. Vvedensky first showed that the electromagnetic field of the wave at the location of the receiving antenna can be considered as the result of interference of the direct (freely propagating in the air) beam r1 and beam r2 reflected at point C from the earth's surface and entering the receiving antenna (see Fig. 1 ) The coordinate of the reflection point C is determined from the condition of equality of the angles of incidence and reflection γ. This circumstance allows us to represent the resulting field strength at the receiving point as a sum of instantaneous values of the direct beam field strength and reflected from the earth’s surface [3, p. 35].

На фиг.1 показан путь прохождения электромагнитной волны от объекта до приемной антенны (в обратном направлении). Путь прохождения от передающей антенны до объекта (в прямом направлении) будем считать примерно совпадающим с обратным направлением.Figure 1 shows the path of the passage of the electromagnetic wave from the object to the receiving antenna (in the opposite direction). The path from the transmitting antenna to the object (in the forward direction) will be considered approximately coinciding with the reverse direction.

На фиг.1 обозначено:In figure 1 is indicated:

h_a - высота поднятия приемной (передающей) антенны А,h _a - the height of the receiving (transmitting) antenna A,

h_об - высота поднятия объекта В,h _about - the height of the object B,

D - дальность до объекта,D is the distance to the object,

C - точка отражения обратной (прямой) волны от земной поверхности,C is the reflection point of the backward (direct) wave from the earth’s surface,

γ - угол падения (отражения) (угол скольжения),γ - angle of incidence (reflection) (slip angle),

r1=AB - длина пути прямого луча (свободно распространяющегося в воздухе) от объекта до антенны (или наоборот),r1 = AB is the path length of the direct beam (freely propagating in air) from the object to the antenna (or vice versa),

r2=AC+CB - длина пути отраженного от земли луча от объекта до антенны (или наоборот).r2 = AC + CB is the path length of the beam reflected from the ground from the object to the antenna (or vice versa).

Отраженный от земли луч r2 проходит больший путь от объекта до антенны, по сравнению с прямым лучом r1, на величину Δ=AC+СВ-АВ, которая называется разностью хода.Beam r2 reflected from the ground travels a greater distance from the object to the antenna, compared to the direct beam r1, by Δ = AC + CB-AB, which is called the path difference.

Из подобия треугольников фиг.1 разность хода между отраженным от земли и прямым лучом равна (см. формулу 1).From the similarity of the triangles of Fig. 1, the path difference between the reflected from the ground and the direct beam is equal to (see formula 1).

С учетом следующих ограничений, в частности, что высота антенны НРЛ намного меньше дальности до объекта (h_a<<D); наличия разности хода между прямым и отраженным от земли лучами Δ, которая приводит к дополнительному отставанию по фазе отраженного от земли луча на угол $ϕ = \frac{2 \cdot π}{λ} \cdot Δ$

(где λ - длина волны отраженной от объекта λ2 или падающей на объект λ1 для НРЛ) [3, стр.35], множитель ослабления равен [3, стр.37]:Given the following restrictions, in particular, that the height of the NRL antenna is much less than the distance to the object (h _a <<D); the presence of a path difference between the direct and reflected rays from the earth Δ, which leads to an additional phase lag of the beam reflected from the earth by an angle

ϕ = \frac{2 \cdot π}{λ} \cdot Δ

(where λ is the wavelength reflected from the object λ2 or incident on the object λ1 for the NRL) [3, p. 35], the attenuation factor is [3, p. 37]:

$F = \sqrt{1 + 2 \cdot R \cdot \cos (θ + \frac{2 \cdot π}{λ} \cdot Δ) + R^{2}}, (2)$

F = \sqrt{one + 2 \cdot R \cdot \cos (θ + \frac{2 \cdot π}{λ} \cdot Δ) + R^{2}}, (2)

где R=R·e^-j.θ - комплексный коэффициент отражения,where R = R · e ^-j.θ is the complex reflection coefficient,

θ - угол потери фазы при отражении.θ is the angle of phase loss upon reflection.

При малых значениях угла скольжения γ (h_a<<D,h_об<<D) фиг.1 для большинства встречаемых на практике видов поверхности земли R=1, в θ≈180° и с учетом формулы (1) множитель ослабления, согласно [3, стр.40], равен:For small values of the glide angle γ (h _a << D, h _about << D) of Fig. 1, for most types of the earth's surface encountered in practice, R = 1, at θ≈180 ° and taking into account formula (1), the attenuation factor, according to [3, p. 40], is equal to:

$F = 2 \cdot | \sin (\frac{π}{λ} \cdot Δ) | = 2 \cdot | \sin (\frac{2 \cdot π \cdot h_{a} \cdot h_{о б}}{λ \cdot D}) |, (3)$

F = 2 \cdot | | | \sin (\frac{π}{λ} \cdot Δ) | | | = 2 \cdot | | | \sin (\frac{2 \cdot π \cdot h_{a} \cdot h_{about b}}{λ \cdot D}) | | |, (3)

Как видно из формулы (3), множитель ослабления F зависит помимо высоты поднятия антенны и дальности до объекта еще и от высоты поднятия самого объекта.As can be seen from formula (3), the attenuation factor F depends, in addition to the height of the antenna and the distance to the object, also on the height of the object itself.

На основании формулы (3) была построена зависимость множителя ослабления отраженной от объекта волны от дальности до объекта F(D} для разных высот поднятия объекта h_об от 0.5 м до 2 м с шагом 0.5 м для НРЛ при условии, что длина отраженной от объекта волны $λ 2 = \frac{λ 1}{2}$

(отражение от объекта поиска в нелинейной радиолокации происходит на высших гармониках зондирующего сигнала, возникающих при нелинейном преобразовании в активных элементах объекта поиска, в частности на второй гармонике), где λ1 - длина падающей на объект волны.Based on formula (3), the dependence of the attenuation coefficient of the wave reflected from the object on the range to the object F (D} was constructed for different object heights h _ob from 0.5 m to 2 m with a step of 0.5 m for the NRL, provided that the length of the reflected from the object the waves

λ

2 = \frac{λ one}{2}

(reflection from the search object in nonlinear radar occurs at the higher harmonics of the probe signal that arise during nonlinear conversion in the active elements of the search object, in particular at the second harmonic), where λ1 is the wavelength of the incident wave on the object.

Как видно из фиг.2, зависимость множителя ослабления от дальности до объекта имеет типичный вид: наличие ряда максимумов и ряда минимумов, а также основной максимум на дальности D_макс, в котором аргумент косинуса, согласно формуле (2), принимает значение $θ + \frac{4 \cdot π \cdot h_{a} \cdot h_{о б}}{λ 2 \cdot D} = 2 π$

, после которой при малых углах скольжения множитель ослабления монотонно стремится к нулю. Причем значение D_макс, (согласно фиг.2), при котором множитель ослабления имеет основной максимум, для разных высот поднятия объекта свое.As can be seen from figure 2, the dependence of the attenuation factor on the distance to the object has a typical form: the presence of a number of maxima and a series of minima, as well as the main maximum at a distance D _max , in which the cosine argument, according to formula (2), takes on the value

θ + \frac{four \cdot π \cdot h_{a} \cdot h_{about b}}{λ} = 2 π

, after which, at small slip angles, the attenuation factor tends to zero monotonously. Moreover, the value of D _max , (according to figure 2), in which the attenuation factor has a main maximum, for different heights of raising the object of their own.

Значение D_макс разбивает зону обнаружения НРЛ на две части. В ближней зоне, для дальностей D<D_макс, происходит чередование максимумов и минимумов, поэтому вдоль трассы при перемещении антенны НРЛ от 0 до D_макс траекторный сигнал представляет собой сложный фазоманипулированный сигнал, модуляция которого определяется множителем ослабления. В дальней зоне, когда D>D_макс, фазовой модуляции сигнала нет, но появляется амплитудная модуляция частотного спектра траекторного сигнала. Следует отметить, что амплитудная модуляция спектра траекторного сигнала возникает также и в ближней зоне (см. фиг.3), где представлены результаты расчета множителя ослабления для разных частот в пределах октавы, что соответствует выделению в НРЛ второй гармоники.The D _max value divides the NRL detection zone into two parts. In the near zone, for ranges D <D _max , alternation of maxima and minima occurs, therefore, along the path when the NRL antenna moves from 0 to D, the _max trajectory signal is a complex phase-shifted signal whose modulation is determined by the attenuation factor. In the far zone, when D> D _max , there is no phase modulation of the signal, but amplitude modulation of the frequency spectrum of the path signal appears. It should be noted that the amplitude modulation of the spectrum of the trajectory signal also occurs in the near field (see Fig. 3), where the results of calculating the attenuation factor for different frequencies within the octave are presented, which corresponds to the allocation of the second harmonic in the NRL.

Наличие амплитудной модуляции, обусловленной влиянием множителя ослабления, будет приводить к увеличению уровня боковых лепестков сжатого сложного сигнала на выходе обработки на основе коррелятора [4, стр.145]. Уменьшить уровень боковых лепестков сжатого сигнала можно введением фильтра, параметры которого являются функцией дальности. При этом в ближней зоне, когда D<D_макс, фильтр должен осуществлять и фазовую компенсацию, обусловленную влиянием множителя ослабления.The presence of amplitude modulation due to the influence of the attenuation factor will lead to an increase in the level of the side lobes of the compressed complex signal at the output of the processing based on the correlator [4, p. 145]. You can reduce the level of the side lobes of a compressed signal by introducing a filter whose parameters are a function of range. Moreover, in the near zone, when D <D _max , the filter must also carry out phase compensation due to the influence of the attenuation factor.

Поскольку множитель ослабления существенно зависит от высоты поднятия объекта поиска, то оптимизация обработки принимаемых колебаний достигается набором параллельных каналов, каждый из которых настроен на соответствующую высоту поднятия объекта поиска. По оценке максимума амплитуды множителя ослабления определяется номер канала, соответствующий высоте подъема объекта поиска.Since the attenuation factor substantially depends on the height of the search object, the optimization of the processing of received vibrations is achieved by a set of parallel channels, each of which is set to the corresponding height of the search object. By assessing the maximum amplitude of the attenuation factor, the channel number corresponding to the height of the search object is determined.

Структурная схема НРЛ с определением высоты подъема объекта поиска показана на фиг.4.The structural diagram of the NRL with the determination of the height of the search object shown in figure 4.

Предлагаемое устройство определения высоты подъема объекта поиска в обзорных НРЛ содержит два канала, один соответствует формированию опоры для корреляционной обработки с последовательно соединенными 1 - первый аналого-цифровой преобразователь (АЦП1), 2 - преобразователь зондирующего сигнала; другой - одному приемному каналу (один или два приемных канала зависит от функциональности НРЛ), с последовательно соединенными 3 - приемник, 4 - полосовой фильтр (ПФ1), 5 - второй аналого-цифровой преобразователь (АЦП2), 6 - набор полосовых фильтров (ПФ), 7 - набор корреляторов, 8 - схема отбора по максимуму.The proposed device for determining the height of the search object in the survey NRL contains two channels, one corresponds to the formation of the support for correlation processing with series connected 1 - the first analog-to-digital converter (ADC1), 2 - the probe signal transducer; the other - to one receiving channel (one or two receiving channels depends on the functionality of the NRL), with 3 connected to a receiver in series, 4 - a bandpass filter (PF1), 5 - a second analog-to-digital converter (ADC2), 6 - a set of bandpass filters (PF ), 7 - set of correlators, 8 - maximum selection scheme.

В канале формирования опоры для корреляционной обработки сформированный зондирующий сигнал со второго выхода направленного ответвителя передатчика [2] поступает на АЦП1 1, в котором осуществляется дискретизация сигнала, далее на преобразователь зондирующего сигнала 2, в котором происходит перевод записанного сигнала с передатчика на вторую гармонику простым возведением его в квадрат, для имитации отраженного сигнала с нелинейным преобразованием в активных элементах объекта поиска. Таким образом, формируется опора, которая поступает на вторые входы корреляторов.In the channel of forming the support for correlation processing, the generated probing signal from the second output of the directional coupler of the transmitter [2] is fed to the ADC1 1, in which the signal is sampled, then to the probe of the probing signal 2, in which the recorded signal is transferred from the transmitter to the second harmonic by a simple construction squared it to simulate a reflected signal with non-linear transformation in the active elements of the search object. Thus, a support is formed, which enters the second inputs of the correlators.

В канале приемника отраженный сигнал от объекта поиска поступает в приемник 3, в полосовом фильтре 4 выделяется вторая гармоника, возникающая при преобразовании в активных элементах объектов поиска и подавляется основная гармоника зондирующего сигнала, далее сигнал поступает на АЦП2 5, в котором осуществляется его дискретизация. Дискретизированный отраженный сигнал поступает на набор полосовых фильтров 6, характеристики которых соответствуют высотам поднятия обнаруживаемых объектов поиска в соответствии с рассчитанным множителем ослабления для выбранных высот. Число полосовых фильтров, а следовательно, и каналов равно числу ожидаемых высот поднятия объектов поиска. Обработка отфильтрованных сигналов в каждом канале осуществляется коррелятором 7 на основе интеграла-свертки отфильтрованных отраженных сигналов, поступающих на первый его вход после полосового фильтра 6, с зондирующим сигналом, предварительно подвергнутым нелинейному преобразованию в преобразователе 2 (опорой), поступающей на его второй вход. Выходы всех корреляторов поступают на схему отбора по максимуму 8. На выходе коррелятора, в случае отражения зондирующего сигнала от объекта поиска с определенной высотой, будет сжатый сигнал, по максимуму которого на выходе схемы 8 будет определен номер канала, а следовательно, и угловая высота поднятия объекта поиска.In the receiver channel, the reflected signal from the search object enters the receiver 3, the second harmonic is extracted in the bandpass filter 4, which occurs when the active elements of the search objects are converted and the main harmonic of the probe signal is suppressed, then the signal is fed to ADC2 5, in which it is sampled. The discretized reflected signal is fed to a set of band-pass filters 6, the characteristics of which correspond to the elevation heights of the detected search objects in accordance with the calculated attenuation factor for the selected heights. The number of bandpass filters, and hence the channels, is equal to the number of expected elevations of the search objects. The processing of the filtered signals in each channel is carried out by the correlator 7 on the basis of the convolution integral of the filtered reflected signals arriving at its first input after the bandpass filter 6, with a probe signal previously subjected to nonlinear conversion in the converter 2 (reference), arriving at its second input. The outputs of all correlators go to the selection circuit with a maximum of 8. At the output of the correlator, if the probe signal is reflected from the search object with a certain height, there will be a compressed signal, at the maximum of which the channel number will be determined at the output of circuit 8, and hence the angular elevation search object.

Техническим результатом данного изобретения является измерение угловой высоты объекта в обзорных НРЛ ближнего действия с малогабаритной движущейся антенной системой на основе траекторного анализа амплитуды отраженных сигналов от объекта поиска при наличии двух сигналов (прямого и отраженного от земли) в элементе разрешения по дальности.The technical result of this invention is the measurement of the angular height of the object in the short-range survey NRL with a small-sized moving antenna system based on the trajectory analysis of the amplitude of the reflected signals from the search object in the presence of two signals (direct and reflected from the ground) in the range resolution element.

Список литературыBibliography

1. Д-Р. Роде «Введение в моноимпульсную радиолокацию», - М.: «Советское радио», 1960.2. Патент РФ №2474839 «Способ и устройство нелинейной радиолокации», МПК G01S 13/02, заявка №2011128239/07 от 07.07.2011.1. DR. Rod "Introduction to monopulse radar", - M.: "Soviet Radio", 1960.2. RF patent No. 2474839 "Method and device for non-linear radar", IPC G01S 13/02, application No. 2011128239/07 from 07.07.2011.

3. М.П. Долуханов «Распространение радиоволн», - М.: «Связь», 1972.3. M.P. Dolukhanov “Propagation of radio waves”, - M.: “Communication”, 1972.

4. Ю.С. Лезин «Введение в теорию и технику радиотехнических систем»,- М.: «Радио и связь», 1986.4. Yu.S. Lezin "Introduction to the theory and technique of radio systems", - M .: "Radio and communications", 1986.

Claims

1. The method of measuring the angular height of the search object in non-linear survey locators that search for objects containing active radio elements, which consists in analyzing the amplitude of the reflected signals from the search objects after processing them on the basis of the correlation integral-convolution, where the probe signal previously subjected non-linear transformation, characterized in that the measurement of the elevation angle is carried out by selecting the number of the parallel channel corresponding to the height of the object claim, by assessing the maximum attenuation factor, which significantly depends on the height of the search object, based on the use of band-pass filters in the channels to the correlators, the characteristics of which correspond to the elevations of the detected objects in accordance with the calculated attenuation factor for the selected heights, followed by the combination of all channels with a circuit maximum selection, the output of which determines the channel number with the expected height of the search object.

2. A device for measuring the angular height in survey non-linear locators, containing two channels: one corresponding to the transmitting channel, with the conversion of the probing signal to form the support of the correlators consisting of a series-connected first analog-to-digital converter (ADC) and a non-linear converter of the probing signal, the other corresponding a receiving channel, with a receiver connected in series, a band-pass filter emitting a second harmonic that occurs during conversion in active elements of the search object, which suppresses the fundamental harmonic of the probe signal, and the second ADC, characterized in that at the output of the second ADC a set of bandpass filters is introduced that parallelize the processing by the number of channels equal to the number of expected elevations of the search objects and are connected in series with the first inputs of the correlators, the second the inputs of which are connected to the output of the nonlinear transducer of probing signals, and the outputs are combined by a maximum selection circuit.