RU2524679C1 - Bipolar key cascade - Google Patents
Bipolar key cascade Download PDFInfo
- Publication number
- RU2524679C1 RU2524679C1 RU2013106284/07A RU2013106284A RU2524679C1 RU 2524679 C1 RU2524679 C1 RU 2524679C1 RU 2013106284/07 A RU2013106284/07 A RU 2013106284/07A RU 2013106284 A RU2013106284 A RU 2013106284A RU 2524679 C1 RU2524679 C1 RU 2524679C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- transistor
- key
- current
- base
- collector
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
Предлагаемое устройство относится к конвертерам напряжения с индуктивной нагрузкой и предназначено, в основном, для построения импульсных источников питания с высоким входным напряжением, например, выпрямленным напряжением промышленной сети переменного тока.The proposed device relates to voltage converters with inductive load and is intended mainly for the construction of switching power supplies with high input voltage, for example, rectified voltage of an industrial AC network.
В настоящее время считается, что наиболее эффективные конвертеры такого типа можно реализовать только на полевых транзисторах, поскольку эти полупроводниковые приборы обладают исключительно высокой скоростью коммутации. Кроме этого, в ключевых каскадах такого типа очень малы потери мощности на управление. Однако конструкция мощного полевого транзистора такова, что его выходная емкость, шунтирующая разомкнутый ключ, имеет большую величину. Поэтому потери мощности на полевых ключевых элементах в сетевых конвертерах, входное напряжение в которых составляет несколько сотен вольт, оказываются слишком большими, поскольку мощность динамических потерь зависит от квадрата переключаемого напряжения. Если же емкость уменьшается за счет изменения конструкции полевого транзистора (уменьшения ширины канала), то возрастает его сопротивление в замкнутом состоянии, вследствие чего основную часть потерь создает падение напряжения на замкнутом ключе, при этом суммарная мощность потерь остается практически прежней. Кроме этого, для полевых транзисторов характерна недостаточно высокая крутизна прямой передачи, из-за чего преобразователи с полевым транзистором в качестве выходного в ключевом каскаде имеют обычно относительно сложную структуру.Currently, it is believed that the most efficient converters of this type can be implemented only on field-effect transistors, since these semiconductor devices have an exceptionally high switching speed. In addition, in key stages of this type, control power losses are very small. However, the design of a powerful field-effect transistor is such that its output capacitance shunting the open key is large. Therefore, the power loss at the field key elements in network converters, the input voltage of which is several hundred volts, is too large, since the power of dynamic losses depends on the square of the switched voltage. If the capacitance decreases due to a change in the design of the field-effect transistor (decreasing the channel width), then its resistance in the closed state increases, as a result of which the main part of the losses is created by the voltage drop across the closed key, while the total loss power remains almost the same. In addition, the field-effect transistors are not characterized by a sufficiently high steepness of direct transmission, which is why converters with a field-effect transistor as an output in a key stage usually have a relatively complex structure.
От этих недостатков свободны биполярные транзисторы, обладающие одновременно очень низким напряжением насыщения и относительно малой выходной емкостью, а их высокая крутизна позволяет создавать преобразователи на единственном транзисторе. Кроме этого, при использовании индуктивных цепей управления потери мощности в этих цепях могут быть соизмеримы с потерями на управление полевых транзисторов. Однако у биполярных транзисторов существует недостаток, связанный с медленным переключением из насыщенного режима и большой вследствие этого рассеиваемой на транзисторе мощностью, наличие которого сводит на нет все имеющиеся преимущества.Bipolar transistors with both very low saturation voltage and relatively low output capacity are free from these shortcomings, and their high steepness allows the creation of converters on a single transistor. In addition, when using inductive control circuits, the power losses in these circuits can be commensurate with the control losses of the field effect transistors. However, bipolar transistors have the disadvantage associated with slow switching from saturated mode and, as a result, the power dissipated by the transistor, the presence of which negates all the available advantages.
Известно [1], что для устранения этого недостатка при выключении насыщенного биполярного ключевого транзистора следует смещать его базу в область отрицательных напряжений с помощью достаточно мощного драйвера, что существенно повышает быстродействие транзистора, при этом считается, что выделяемая на нем мощность становится минимально возможной. Устройства, предназначенные для реализации указанного способа, представлены, например, в [2, 3]. Однако проведенные исследования показали, что такой способ выключения ключевых транзисторов, находящихся в режиме насыщения, позволяет получить лишь весьма ограниченный выигрыш как в скорости переключения, так и в рассеиваемой на транзисторе мощности. Это вероятно объясняется тем, что при выключении биполярного транзистора из насыщенного состояния существует избыточный заряд как в области базы, так и в коллекторной области. Причем оба заряда имеют противоположную полярность. Поэтому хотя избыточный заряд из области базы с помощью обратного смещения удаляется достаточно эффективно, что увеличивает скорость переключения, одновременно удалить коллекторный заряд, имеющий другую полярность, с помощью такого способа невозможно. Поэтому этот заряд нейтрализуется во время переключения и полностью или частично преобразуется в мощность потерь, проявляющуюся в виде нагрева ключевого транзистора.It is known [1] that to eliminate this drawback when turning off a saturated bipolar key transistor, its base should be shifted to the region of negative voltages using a sufficiently powerful driver, which significantly increases the transistor’s speed, and it is believed that the power allocated to it becomes the minimum possible. Devices designed to implement this method are presented, for example, in [2, 3]. However, studies have shown that this method of turning off the key transistors in saturation mode allows you to get only a very limited gain both in switching speed and in the power dissipated by the transistor. This is probably due to the fact that when the bipolar transistor is turned off from the saturated state, there is an excess charge both in the base region and in the collector region. Moreover, both charges have the opposite polarity. Therefore, although the excess charge from the base region with the help of reverse bias is removed quite efficiently, which increases the switching speed, it is impossible to simultaneously remove a collector charge having a different polarity using this method. Therefore, this charge is neutralized during switching and is fully or partially converted into loss power, which manifests itself in the form of heating of the key transistor.
Другим известным способом увеличения быстродействия биполярных ключевых транзисторов является использование диодов Шоттки, включаемых между коллектором и базой ключевого транзистора [1]. При использовании такого решения транзистор вообще не входит в режим насыщения, поэтому переключение осуществляется из ненасыщенного режима, что значительно увеличивает быстродействие. Однако такой прием в конвертерах с высоким входным напряжением неприменим по нескольким причинам. Во-первых, не существует диодов Шоттки с достаточно малым прямым падением при допустимом обратном напряжении 500 В и более. Во-вторых, мощность, выделяемая на ключевом транзисторе в случае использования диода Шоттки, оказывается относительно большой, поскольку в течение всего времени замкнутого состояния ключевого транзистора напряжение коллектор-эмиттер должно поддерживаться на уровне выше 0,5 B, и даже при этом никогда нет гарантии, что транзистор уже не насыщен. И, наконец, при использовании диода Шоттки для поддержания ненасыщенного состояния ключевого транзистора существенно возрастает влияние эффекта Миллера, поскольку емкость диода добавляется к собственной емкости коллектор-база ключевого транзистора. Поэтому такой способ на практике в конвертерах напряжения не применяется.Another well-known way to increase the performance of bipolar key transistors is to use Schottky diodes connected between the collector and the base of the key transistor [1]. When using this solution, the transistor does not enter saturation mode at all, so switching is performed from the unsaturated mode, which significantly increases the speed. However, this technique is not applicable in converters with high input voltage for several reasons. Firstly, there are no Schottky diodes with a sufficiently small forward drop at a permissible reverse voltage of 500 V or more. Secondly, the power allocated to the key transistor when using a Schottky diode turns out to be relatively large, since the collector-emitter voltage must be maintained above 0.5 V during the entire closed state of the key transistor, and even then there is never a guarantee that the transistor is no longer saturated. And finally, when using a Schottky diode to maintain the unsaturated state of the key transistor, the effect of the Miller effect increases significantly, since the diode capacitance is added to the collector-base capacitance of the key transistor. Therefore, this method is not used in practice in voltage converters.
Известен также способ увеличения быстродействия ключевых транзисторов, конкретная схемная реализация которого предложена в [4]. В соответствии с этим способом выключение ключевого транзистора производится замыканием его базо-эмиттерного перехода в момент, когда напряжение между коллектором и эмиттером в результате увеличения коллекторного тока начинает быстро нарастать, что соответствует моменту выхода транзистора из состояния насыщения. Использование этого способа позволило существенно улучшить скоростные показатели биполярных транзисторов и сделать их не только конкурентоспособными по сравнению с полевыми транзисторами при большой величине коммутируемого напряжения (300 и более Вольт), но даже позволило в таких условиях обеспечить меньшее тепловыделение биполярного ключевого каскада по сравнению с выполненными на полевых транзисторах. Однако и в этом случае скорость переключения не превышает 70-120 нс, хотя тепловыделение уменьшается в несколько раз по сравнению с рассмотренным выше первым способом вследствие выключения транзистора из ненасыщенного состояния, когда избыточный заряд в коллекторной области отсутствует, а по сравнению со вторым - поскольку при использовании способа, используемого в [4] ненасыщенное состояние устанавливается только непосредственно перед переключением, а все остальное время транзистор удерживается в состоянии глубокого насыщения при напряжении на коллекторе не выше 0,1-0,3 B. Кроме того, в этом варианте полностью устраняется эффект Миллера.There is also a method of increasing the performance of key transistors, a specific circuit implementation of which was proposed in [4]. In accordance with this method, the key transistor is turned off by closing its base-emitter junction at the moment when the voltage between the collector and the emitter begins to increase rapidly as a result of the increase in collector current, which corresponds to the moment the transistor leaves the saturation state. Using this method allowed to significantly improve the speed performance of bipolar transistors and make them not only competitive in comparison with field effect transistors with a large switching voltage (300 volts or more), but even allowed under such conditions to provide less heat generation of the bipolar key stage compared to those performed on field effect transistors. However, in this case, the switching speed does not exceed 70-120 ns, although the heat generation decreases several times compared with the first method considered above due to the transistor turning off from the unsaturated state when there is no excess charge in the collector region, and compared to the second one, since at using the method used in [4], the unsaturated state is established only immediately before switching, and the rest of the time the transistor is held in a deep saturation state when zhenii the collector not higher 0,1-0,3 B. In addition, in this embodiment completely eliminates the Miller effect.
Однако несмотря на то, что данный способ позволяет по сравнению с другими известными способами получить существенный выигрыш в мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе, тем не менее скоростные характеристики биполярных транзисторов при его использовании оказываются все же не предельными, а мощность потерь не минимальной, что установлено в результате экспериментальных исследований.However, despite the fact that this method allows, in comparison with other known methods, to obtain a significant gain in the power dissipated by the key transistor, nevertheless, the high-speed characteristics of bipolar transistors when it is used are still not limiting, and the power of losses is not minimal, which is established as a result of experimental studies.
Поскольку устройство, описанное в [4], обеспечивает наименьшее тепловыделение и к тому же содержит большинство общих признаков, оно является наиболее близким по технической сущности к заявляемому устройству.Since the device described in [4], provides the least heat and also contains most of the common features, it is the closest in technical essence to the claimed device.
В состав известного устройства входит биполярный ключевой каскад, содержащий ключевой и управляющий транзисторы одинакового типа проводимости, включенные по схеме с общим эмиттером, причем коллектор управляющего и база ключевого транзисторов соединены, коллектор ключевого транзистора через последовательно включенные диод и первый токозадающий элемент подключен к источнику управления, к которому через второй токозадающий элемент также подключена его база, причем диод включен встречно по отношению к переходу коллектор-база ключевого транзистора. Эмиттеры обоих транзисторов соединены с общей шиной, а первый токозадающий элемент через прямосмещенный диод подключен к базе управляющего транзистора.The composition of the known device includes a bipolar key cascade containing key and control transistors of the same type of conductivity, connected in a circuit with a common emitter, and the collector of the control and the base of the key transistors are connected, the collector of the key transistor through a series-connected diode and the first current-setting element is connected to the control source, to which its base is also connected through the second current-collecting element, and the diode is turned on counter to the collector-base junction transistor. The emitters of both transistors are connected to a common bus, and the first current-sensing element is connected to the base of the control transistor through a forward-biased diode.
Задачей настоящего изобретения является увеличение скорости коммутации в биполярном ключевом каскаде и снижение мощности, рассеиваемой на биполярном ключевом транзисторе.An object of the present invention is to increase the switching speed in a bipolar key stage and to reduce the power dissipated by the bipolar key transistor.
С этой целью в биполярный ключевой каскад, содержащий ключевой и управляющий транзисторы одинакового типа проводимости, включенные по схеме с общим эмиттером, причем коллектор управляющего и база ключевого транзисторов соединены, коллектор ключевого транзистора через последовательно включенные диод и первый токозадающий элемент подключен к источнику управления, к которому через второй токозадающий элемент также подключена его база, причем диод включен встречно по отношению к переходу коллектор-база ключевого транзистора, введен дополнительный транзистор противоположного типа проводимости, база которого соединена с базой ключевого транзистора, соединенные выводы диода и первого токозадающего элемента подключены к базе управляющего транзистора через промежуток эмиттер-коллектор дополнительного транзистора, а эмиттер управляющего транзистора подключен к источнику смещения противоположной полярности по отношению к рабочему напряжению ключевого транзистора.To this end, in a bipolar key cascade containing key and control transistors of the same type of conductivity connected in a circuit with a common emitter, and the collector of the control and the base of the key transistors are connected, the collector of the key transistor is connected through a diode and the first current-sensing element to the control source, to to which its base is also connected through the second current-collecting element, and the diode is turned on counter to the collector-base junction of the key transistor, an additional An alternating transistor of the opposite type of conductivity, the base of which is connected to the base of the key transistor, the connected terminals of the diode and the first pick-up element are connected to the base of the control transistor through the emitter-collector gap of the additional transistor, and the emitter of the control transistor is connected to a bias source of opposite polarity with respect to the operating voltage of the key transistor.
Кроме этого, в известное устройство введен дополнительно конденсатор, который включен между общей шиной и эмиттером дополнительного транзистора.In addition, a capacitor is additionally introduced into the known device, which is connected between a common bus and an emitter of an additional transistor.
Принципиальная схема заявляемого биполярного ключевого каскада, которая использовалась для испытаний, представлена на фиг.1, на фиг.2а, б представлены осциллограммы напряжений на коллекторе и эмиттере ключевого транзистора, а на фиг.3 для примера приведена принципиальная схема первичной секции трансформаторного автоколебательного конвертера с косвенной стабилизацией выходного тока, использующего такой каскад.The schematic diagram of the inventive bipolar key stage, which was used for testing, is presented in figure 1, figure 2a, b shows the waveforms of voltages on the collector and emitter of the key transistor, and figure 3 shows for example an schematic diagram of the primary section of a transformer self-oscillating converter with indirect stabilization of the output current using such a cascade.
Биполярный ключевой каскад содержит ключевой транзистор 1, коллектор которого через трансформаторную нагрузку подключен к источнику входного напряжения, управляющий транзистор 2, последовательно включенные диод 3 и первый токозадающий элемент 4, второй токозадающий элемент 5, источник управления 6, дополнительный транзистор 7 противоположного типа проводимости, источник смещения 8 отрицательной полярности и конденсатор 9.The bipolar key stage contains a key transistor 1, the collector of which is connected to an input voltage source through a transformer load, a control transistor 2, a
Заявляемое устройство работает следующим образом.The inventive device operates as follows.
В результате исследований установлено, что подача отрицательного смещения на базу ненасыщенного транзистора также полезна для увеличения скорости переключения, как и при выходе из насыщения. Следовательно, используя такой прием, можно дополнительно улучшить характеристики прототипа, поскольку в этом устройстве переключение производится из ненасыщенного режима, однако база ключевого транзистора перед переключением замыкается на общую шину. Поэтому способ выключения биполярного ключевого транзистора, реализованный в заявляемом устройстве, заключается в том, что вначале обеспечивается контролируемый вывод ключевого транзистора из насыщения, используемый в прототипе, после чего базовый электрод уже ненасыщенного транзистора смещается большим током в область отрицательных напряжений. Причем последняя операция выполняется настолько быстро, что процесс разряда успевает закончиться при минимальном напряжении на коллекторе ключевого транзистора.As a result of studies, it was found that applying a negative bias to the base of an unsaturated transistor is also useful for increasing the switching speed, as well as when leaving saturation. Therefore, using this technique, it is possible to further improve the characteristics of the prototype, since in this device switching is performed from the unsaturated mode, however, the base of the key transistor is closed on a common bus before switching. Therefore, the method of turning off the bipolar key transistor implemented in the inventive device consists in first providing a controlled output of the key transistor from saturation used in the prototype, after which the base electrode of the already unsaturated transistor is biased by a large current to the negative voltage region. Moreover, the last operation is performed so quickly that the discharge process manages to end with a minimum voltage on the collector of the key transistor.
При таком способе выключения избыточный заряд в коллекторе отсутствует, поскольку к моменту подачи отрицательного смещения на базу транзистор уже не насыщен, а поскольку базовый переход смещается большим током в обратном направлении, быстро ликвидируется заряд в базовой области. Причем если эта ликвидация произведена быстрее, чем значительно увеличится напряжение на коллекторе, активная мощность, выделяемая на ключевом транзисторе при выключении, может теоретически стать равной нулю.With this method of switching off, there is no excess charge in the collector, since by the time a negative bias is applied to the base, the transistor is no longer saturated, and since the base transition is biased by a large current in the opposite direction, the charge in the base region is quickly eliminated. Moreover, if this elimination is done faster than the collector voltage increases significantly, the active power allocated to the key transistor when turned off can theoretically become equal to zero.
Соответственно, рабочий цикл биполярного ключевого каскада в заявляемом устройстве выглядит следующим образом. Сначала обеспечивается достаточный ток базы для глубокого насыщения ключевого транзистора. Затем за счет увеличения коллекторного тока, обусловленного индуктивной нагрузкой, обеспечивается выход из насыщенного состояния, контролируемый по величине напряжения на коллекторе ключевого транзистора. Момент выхода из насыщенного состояния можно регулировать, изменяя ток базы. Возможный вариант такого регулирования использован в схеме конвертера, представленного на фиг.3. И, наконец, когда установлено, что ключевой транзистор вышел из состояния насыщения и напряжение на его коллекторе сравнялось с напряжением на базе или превысило его, обеспечивается ликвидация базового заряда путем обратного смещения перехода база-эмиттер. Причем поскольку скорость разряда определяется величиной разрядного тока, его величина должна быть максимально возможной.Accordingly, the duty cycle of the bipolar key cascade in the inventive device is as follows. First, sufficient base current is provided to deeply saturate the key transistor. Then, due to an increase in the collector current due to the inductive load, a saturated state is exited, which is controlled by the voltage across the collector of the key transistor. The moment of exit from the saturated state can be adjusted by changing the base current. A possible variant of such regulation is used in the converter circuit shown in FIG. 3. And finally, when it is established that the key transistor has left the saturation state and the voltage at its collector is equal to or exceeds the voltage at the base, the base charge is eliminated by reverse biasing the base-emitter junction. Moreover, since the discharge rate is determined by the magnitude of the discharge current, its value should be the maximum possible.
Поэтому в заявляемом устройстве величина тока со стороны коллектора управляющего транзистора не ограничивается, при этом величина разрядного тока достигает максимально возможного значения, равного коллекторному току ключевого транзистора 1 в момент разряда. Здесь следует отметить, что по результатам экспериментов ток разряда ограничивается объемным сопротивлением базы ключевого транзистора, поэтому для обеспечения максимального эффекта напряжение обратного смещения следует увеличивать при увеличении максимального эмиттерного тока ключевого транзистора.Therefore, in the inventive device, the magnitude of the current from the collector side of the control transistor is not limited, while the magnitude of the discharge current reaches the maximum possible value equal to the collector current of the key transistor 1 at the time of discharge. It should be noted that according to the results of experiments, the discharge current is limited by the volume resistance of the base of the key transistor, therefore, to ensure the maximum effect, the reverse bias voltage should be increased with an increase in the maximum emitter current of the key transistor.
Изложенный механизм функционирования реализован в заявляемом устройстве следующим образом.The described functioning mechanism is implemented in the inventive device as follows.
Одновременно с положительным фронтом импульса на выходе источника управления 6 через оба токозадающих элемента 4, 5 появляются токи, один из которых втекает в базу ключевого транзистора 1, а второй - в эмиттер дополнительного транзистора 7. Однако в базу управляющего транзистора 2 этот ток не поступает, поскольку между эмиттером дополнительного транзистора 7 и общей шиной включен конденсатор 9. Поэтому ток базы ключевого транзистора 1 не шунтируется управляющим транзистором 2, вследствие чего ключевой транзистор 1 насыщается.Simultaneously with the positive edge of the pulse at the output of the
В результате насыщения напряжение на коллекторе ключевого транзистора 1 становится близким к нулю, вследствие чего открывается диод 3 и ток токозадающего элемента 4 отводится через него на коллектор насыщенного ключевого транзистора 1. Соответственно, управляющий транзистор 2 остается выключенным в течение всего времени, пока ключевой транзистор 1 насыщен.As a result of saturation, the voltage at the collector of the key transistor 1 becomes close to zero, as a result of which the
Однако коллекторный ток ключевого транзистора 1, обусловленного индуктивным характером нагрузки, линейно возрастает. При этом коэффициент его усиления по току нелинейно уменьшается. Вследствие этого через некоторое время ток базы становится недостаточным для удержания ключевого транзистора 1 в насыщении и напряжение на его коллекторе начинает увеличиваться, что соответствует моменту выхода из насыщенного состояния. Как только это происходит, диод 3 начинает запираться и ток токозадающего элемента 4 через промежуток эмиттер-коллектор дополнительного транзистора 7 начинает поступать в базу управляющего транзистора 2. Управляющий транзистор 2 открывается и замыкает базу ключевого транзистора 1 на шину отрицательного источника 8. Однако этот процесс относительно медленный, поскольку совокупность управляющего 2 и дополнительного транзисторов 7 совместно с токозадающим элементом 4 эквивалентны линейному усилителю. Поэтому существенную роль в увеличении скорости переключения управляющего транзистора 2 играет конденсатор 9. При наличии этого конденсатора эмиттер дополнительного транзистора 7 в момент переключения оказывается подключенным к источнику напряжения, который образован заряженным конденсатором 9. Вследствие этого дополнительный транзистор 7 и управляющий транзистор 2 оказываются охваченными положительной обратной связью, образуя эквивалент тиристора, выходной ток которого может многократно превышать ток разряда конденсатора 9, причем выход этого тиристора подключен к базе ключевого транзистора 1. Вследствие такого включения заряд, образованный током базы этого транзистора, удаляется с настолько высокой скоростью, что практически перестает влиять на переключение ключевого транзистора 1. В результате скорость переключения индуктивной нагрузки определяется практически только паразитными емкостями, а мощность, рассеиваемая на ключевом транзисторе, определяется в основном только динамическими потерями и падением напряжения в режиме насыщения.However, the collector current of the key transistor 1, due to the inductive nature of the load, increases linearly. At the same time, its current gain is nonlinearly reduced. As a result, after some time, the base current becomes insufficient to keep the key transistor 1 in saturation and the voltage at its collector begins to increase, which corresponds to the moment of exit from the saturated state. As soon as this happens, the
При описании работы заявляемого устройства предполагалось, что импульсы источника управления 6 имеют несколько большую длительность, чем длительность удержания низкого уровня на коллекторе ключевого транзистора 1, т.к. устройство самостоятельно выходит из включенного состояния. Кроме этого, напряжение на выходе источника управления 6 обязательно должно быть двухполярным. В автоколебательном конвертере, который для примера использования заявляемого технического решения показан на фиг.3, такие условия выполняются автоматически. Кроме этого, в представленном на фиг.3 конвертере показан способ стабилизации максимального тока через индуктивность нагрузки, что позволяет наиболее простыми средствами обеспечить относительную стабильность его выходного тока. Аналогично (при использовании еще нескольких пассивных элементов) может осуществляться ограничение выходного напряжения при отсутствии нагрузки. Обе эти особенности могут быть полезны при использовании конвертера в качестве зарядного устройства.When describing the operation of the inventive device, it was assumed that the pulses of the
Стабилизация тока при использовании заявляемого технического решения обеспечивается за счет введения всего одного транзистора VT3, при участии которого конвертер работает следующим образом. В течение зарядного цикла за счет возрастания тока нагрузки возрастает напряжение на резисторе R6, и когда падение напряжения на этом резисторе превышает напряжение открывания перехода эмиттер-база транзистора VT3, коллекторный ток этого транзистора начинает втекать в базу управляющего транзистора VT2. Коллекторный ток последнего возрастает и начинает вычитаться из тока базы ключевого транзистора, причем все три транзистора оказываются охваченными обратной отрицательной связью по току. В результате ключевой транзистор VT4 оказывается выходным транзистором токостабилизатора, выходной ток которого постоянен. Однако ток через индуктивную нагрузку продолжает нарастать, вследствие чего напряжение на коллекторе VT4 увеличивается, диод VD2 запирается и в дальнейшем устройство функционирует так, как это описано выше.The current stabilization when using the claimed technical solution is ensured by the introduction of only one transistor VT3, with the participation of which the converter operates as follows. During the charging cycle, due to an increase in the load current, the voltage across the resistor R6 increases, and when the voltage drop across this resistor exceeds the opening voltage of the emitter-base transition of the transistor VT3, the collector current of this transistor begins to flow into the base of the control transistor VT2. The collector current of the latter increases and begins to be subtracted from the base current of the key transistor, and all three transistors are covered by negative current feedback. As a result, the key transistor VT4 turns out to be the output transistor of the current stabilizer, the output current of which is constant. However, the current through the inductive load continues to increase, as a result of which the voltage at the collector VT4 increases, the diode VD2 is locked and in the future the device operates as described above.
Данный пример показывает, что использование биполярных транзисторов позволяет создавать существенно более простые и более эффективные импульсные преобразователи напряжения по сравнению с выполненными на полевых транзисторах.This example shows that the use of bipolar transistors allows you to create significantly simpler and more efficient switching voltage converters compared to those performed on field effect transistors.
В заключение следует отметить, что увеличение скорости переключения зафиксировано при использовании в качестве ключевого относительно высокочастотного транзистора, каким является, например, 2SC3973. При его замене на более низкочастотный транзистор типа MJE18004 скорость переключения остается практически такой же, как в прототипе (примерно 100 нс). Тем не менее рассеиваемая на транзисторе мощность, определяемая по температуре корпуса, при подаче отрицательного смещения уменьшается примерно вдвое.In conclusion, it should be noted that the increase in switching speed is fixed when used as a key relatively high-frequency transistor, which is, for example, 2SC3973. When it is replaced with a lower frequency transistor such as MJE18004, the switching speed remains almost the same as in the prototype (about 100 ns). Nevertheless, the power dissipated by the transistor, determined by the temperature of the case, is reduced by about half when a negative bias is applied.
Следует также отметить, что управляющий транзистор 2 может быть заменен без изменения принципа работы устройства на любой усилительный элемент с однофазным выходом - компаратор с мощным выходом, мощный драйвер с двухтактным выходом, последовательно с которым включен диод, и т.д.It should also be noted that the control transistor 2 can be replaced without changing the principle of operation of the device with any amplifier element with a single-phase output - a comparator with a powerful output, a powerful driver with a push-pull output, a diode connected in series with it, etc.
Источники информацииInformation sources
1. С. Соклоф. «Аналоговые интегральные схемы». М.: «Мир». 1988 г., с.490-506.1. S. Soklof. "Analog Integrated Circuits." M .: "World". 1988, pp. 490-506.
2. Motorola. Semiconductor technical data. MJE18004 - MJF18004, p.7.2. Motorola. Semiconductor technical data. MJE18004 - MJF18004, p. 7.
3. Motorola. Semiconductor technical data. MJE13002, pp.4.3. Motorola. Semiconductor technical data. MJE13002, pp. 4.
4. Заявка на изобретение РФ №2011146219.4. Application for the invention of the Russian Federation No. 20111146219.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2013106284/07A RU2524679C1 (en) | 2013-02-13 | 2013-02-13 | Bipolar key cascade |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2013106284/07A RU2524679C1 (en) | 2013-02-13 | 2013-02-13 | Bipolar key cascade |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2524679C1 true RU2524679C1 (en) | 2014-08-10 |
Family
ID=51355077
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2013106284/07A RU2524679C1 (en) | 2013-02-13 | 2013-02-13 | Bipolar key cascade |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2524679C1 (en) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2170663A (en) * | 1985-02-02 | 1986-08-06 | Brian Ernest Attwood | Harmonic-resonant power supply |
| RU2251786C2 (en) * | 2003-01-08 | 2005-05-10 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Производственно- конструкторское предприятие "ИРИС" | Voltage converter and its control process |
| RU2343622C1 (en) * | 2007-11-09 | 2009-01-10 | Альберт Герасимович Алексеев | Method for thyristor transistor switch control and device for its realisation |
-
2013
- 2013-02-13 RU RU2013106284/07A patent/RU2524679C1/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2170663A (en) * | 1985-02-02 | 1986-08-06 | Brian Ernest Attwood | Harmonic-resonant power supply |
| RU2251786C2 (en) * | 2003-01-08 | 2005-05-10 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Производственно- конструкторское предприятие "ИРИС" | Voltage converter and its control process |
| RU2343622C1 (en) * | 2007-11-09 | 2009-01-10 | Альберт Герасимович Алексеев | Method for thyristor transistor switch control and device for its realisation |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9787302B2 (en) | Source driver circuit and control method thereof | |
| KR101345078B1 (en) | Switching power converter and method to control the switching power converter | |
| US4360744A (en) | Semiconductor switching circuits | |
| US4459539A (en) | Charge transfer constant volt-second regulator | |
| US20130271187A1 (en) | Driver for semiconductor switch element | |
| US9979301B2 (en) | Control method and control circuit for switching power supply | |
| US7701279B2 (en) | Driving circuit for an emitter-switching configuration | |
| US9673807B2 (en) | Gate voltage control apparatus configured to control a gate voltage of a switching device | |
| Schirone et al. | Predictive dead time controller for GaN‐based boost converters | |
| US20130049816A1 (en) | Power Saving Resonant Gate Driver and Related Method | |
| JPH1012629A (en) | Adjusting method for turning-on of igbt and device for conducting the method | |
| US7053678B2 (en) | Driving circuit for a control terminal of a bipolar transistor in an emitter-switching configuration and corresponding method for reducing the VCESAT dynamic phenomenon | |
| US20140132312A1 (en) | Efficiency optimized driver circuit | |
| RU2524679C1 (en) | Bipolar key cascade | |
| US20170126116A1 (en) | Apparatus for controlling a semiconductor switch | |
| CA1310063C (en) | Overvoltage suppressing circuit for semiconductor device | |
| US10250117B2 (en) | Apparatus for controlling converter | |
| DE102020102581A1 (en) | CLOCKED POWER SUPPLY WITH COMPENSATION ADJUSTMENT | |
| CN103997212A (en) | Input adaptive auto-excitation type Sepic convertor | |
| RU98651U1 (en) | KEY POWER AMPLIFIER | |
| Pan et al. | A Monolithic E-Mode GaN Boost Converter IC with Improved Gate Driver | |
| Ebli et al. | A high-efficiency bidirectional GaN-HEMT DC/DC converter | |
| US20240146093A1 (en) | Control Circuit for Linearly Charging Power Capacitors | |
| JP3508965B2 (en) | Switch element drive circuit | |
| CN106787733B (en) | Boost conversion circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20170214 |