RU2517394C2 - Circularly polarised cophased antenna array - Google Patents
Circularly polarised cophased antenna array Download PDFInfo
- Publication number
- RU2517394C2 RU2517394C2 RU2012128766/08A RU2012128766A RU2517394C2 RU 2517394 C2 RU2517394 C2 RU 2517394C2 RU 2012128766/08 A RU2012128766/08 A RU 2012128766/08A RU 2012128766 A RU2012128766 A RU 2012128766A RU 2517394 C2 RU2517394 C2 RU 2517394C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- antenna
- wire line
- loops
- antenna elements
- antenna element
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в антенно-фидерных устройствах в качестве направленной антенны круговой поляризации и, в частности, в системах мобильной радиосвязи сотовой структуры.The invention relates to radio engineering and can be used in antenna-feeder devices as a directional antenna of circular polarization and, in particular, in mobile radio communication systems of a honeycomb structure.
Системы мобильной радиосвязи, развертываемые в УВЧ диапазоне радиочастот в виде сетей сотовой структуры, наиболее часто используют в составе антенно-фидерных устройств направленные панельные антенны, формирующие диаграмму направленности (ДН) с параметрами, которые выбираются исходя из требуемой зоны покрытия. Наиболее часто в сетях мобильной радиосвязи сотовой структуры используются антенны с линейной вертикальной или наклонной поляризацией, формирующие узкую ДН в вертикальной плоскости и широкую ДН в горизонтальной плоскости. Типовые значения ширины ДН антенн в горизонтальной плоскости, используемые в сетях мобильной радиосвязи сотовой структуры, составляют 65° и 90°. Данные антенны, традиционно используемые в составе оборудования базовых станций сети мобильной радиосвязи, имеют либо линейную вертикальную поляризацию, либо линейную +45° или -45° наклонную поляризацию. При этом антенна абонентского терминала, как правило, является ненаправленной и имеет также линейную поляризацию, ориентация которой в общем случае является произвольной, что приводит к возможности возникновения поляризационной несогласованности с антеннами БС и ослаблению принимаемых БС и АС сигналов. Величина данного ослабления статистически составляет более 5 дБ для 38% возможных положений абонентского терминала, более 10 дБ для 21% и более 15 дБ для 12%, что в условиях подвижности абонента и изменения взаимного пространственного положения будет означать существенное снижение качества предоставляемых услуг, вплоть до полного пропадания связи. Проблема поляризационной несогласованности особенно актуальна для БС, использующих антенны с линейной вертикальной поляризацией, поэтому для повышения качества принимаемого сигнала на БС применяются, в основном, сдвоенные кроссполяризованные антенны с линейной +45° или -45° наклонной поляризацией. При этом передача сигнала БС осуществляется одной из антенн и имеет наклонную поляризацию, поэтому проблема ослабления за счет поляризационной несогласованности сигнала принимаемого АС остается, и обеспечение требуемого качества достигается увеличением мощности передатчиков БС.Mobile radio communication systems deployed in the UHF range of radio frequencies in the form of honeycomb networks most often use directional panel antennas as part of antenna-feeder devices, which form a radiation pattern (LH) with parameters that are selected based on the desired coverage area. Most often, in cellular mobile radio communication networks, antennas with linear vertical or inclined polarization are used, forming a narrow beam in the vertical plane and a wide beam in the horizontal plane. Typical horizontal antenna beam widths used in cellular mobile radio networks are 65 ° and 90 °. These antennas, traditionally used as part of the equipment of base stations of a mobile radio communication network, have either linear vertical polarization, or linear + 45 ° or -45 ° inclined polarization. In this case, the antenna of the subscriber terminal, as a rule, is non-directional and also has linear polarization, the orientation of which is generally arbitrary, which leads to the possibility of polarization inconsistency with the BS antennas and weakening of the received BS and AC signals. The magnitude of this attenuation is statistically more than 5 dB for 38% of the possible positions of the subscriber terminal, more than 10 dB for 21% and more than 15 dB for 12%, which in the conditions of subscriber mobility and changes in the mutual spatial position will mean a significant decrease in the quality of services provided, up to complete loss of communication. The problem of polarization inconsistency is especially relevant for BS using antennas with linear vertical polarization, therefore, to improve the quality of the received signal on the BS, mainly dual cross-polarized antennas with linear + 45 ° or -45 ° inclined polarization are used. In this case, the BS signal is transmitted by one of the antennas and has an inclined polarization; therefore, the problem of attenuation due to polarization inconsistency of the signal of the received AS remains, and ensuring the required quality is achieved by increasing the power of the BS transmitters.
Примером сети радиосвязи сотовой структуры, в которой может быть достигнуто улучшение качества связи за счет применения антенны с круговой поляризацией, могут быть сети подвижной радиосвязи, развертываемые с использованием перспективных радиотехнологий IMT-2000/UMTS, LTE и NG1, известной в мире под брендом технологии подвижной радиосвязи беспроводного широкополосного доступа McWiLL и др.An example of a honeycomb radio communication network in which improvement in communication quality can be achieved through the use of a circularly polarized antenna can be mobile radio networks deployed using promising radio technologies IMT-2000 / UMTS, LTE and NG1, known worldwide as the mobile technology brand McWiLL wireless broadband wireless communications, etc.
Проблема ослабления за счет поляризационной несогласованности сигналов, принимаемых как БС, так и АС, может быть решена за счет использования на БС сети мобильной радиосвязи сотовой структуры антенн с круговой поляризацией. Недавние исследования, проводимые применительно к сетям радиосвязи, развертываемым в УВЧ диапазоне радиочастот, показали существенный прирост улучшения качества радиосвязи от использования антенн с круговой поляризацией применительно к подвижным абонентам. Полученные в [1, 2] результаты свидетельствуют о численной величине энергетического выигрыша при использовании антенны с круговой поляризацией, составившей в среднем 5-7 дБ по сравнению с антенной с линейной поляризацией. Именно на такую величину потребуется увеличить мощность передатчика для создания эквивалентного качества связи.The problem of attenuation due to polarization inconsistency of the signals received by both the BS and the AC can be solved by using the cellular structure of circularly polarized antennas on the mobile radio communication network on the BS. Recent studies in relation to radio networks deployed in the UHF radio frequency range have shown a significant increase in the improvement of radio quality from the use of circularly polarized antennas for mobile subscribers. The results obtained in [1, 2] indicate the numerical value of the energy gain when using an antenna with circular polarization, which averaged 5-7 dB compared to an antenna with linear polarization. It is by such a value that it will be necessary to increase the transmitter power to create equivalent communication quality.
Таким образом, решение задачи повышения качества связи применительно к существующим и перспективным системам радиосвязи сотовой структуры, в сущности, сводится к модернизации антенн базовых станций, заключающейся в создании новой структуры и конструктивного исполнения апертурной антенны, которая обеспечивала бы формирование круговой поляризации и реализацию максимально возможного для этой антенны коэффициента использования поверхности (КИП) при минимальных размерах излучающей апертуры и за счет этого ослабление влияния поляризационной несогласованности излучаемого сигнала с приемной антенной и повышение качества связи.Thus, the solution to the problem of improving the quality of communication in relation to existing and promising radio communication systems of the cellular structure, in essence, comes down to the modernization of base station antennas, which consists in creating a new structure and design of the aperture antenna, which would ensure the formation of circular polarization and the realization of the maximum possible for of this antenna surface utilization coefficient (IQF) at the minimum size of the radiating aperture and due to this weakening the effect of polarization onnoy inconsistency emitted signal from the receiving antenna and improve the quality of communication.
В изобретении решается задача улучшения технико-экономических характеристик апертурных антенн поперечного излучения с круговой поляризацией излучаемого поля, используемых, в частности, в системах мобильной радиосвязи сотовой структуры.The invention solves the problem of improving the technical and economic characteristics of aperture antennas of transverse radiation with circular polarization of the emitted field, used, in particular, in mobile radio communication systems of a honeycomb structure.
Петлевые антенны, к числу которых относятся круглые, квадратные, треугольные, прямоугольные, ромбические и рамочные, как правило, используются в качестве линейно поляризованных антенн. В последние годы было установлено, что петлевая антенна может формировать также круговую поляризацию, если в каждой из петель ввести разрыв [3]. Предпосылкой для формирования круговой поляризации является наличии бегущей волны распределения токов, возбуждаемых вдоль петли.Loop antennas, which include round, square, triangular, rectangular, rhombic, and loop antennas, are typically used as linearly polarized antennas. In recent years, it was found that the loop antenna can also form circular polarization if a break is introduced in each loop [3]. A prerequisite for the formation of circular polarization is the presence of a traveling wave of the distribution of currents excited along the loop.
Известна антенна с круговой поляризацией типа «двойная ромбическая петлевая антенна» [3], представляющая собой проволочную антенну, состоящую из двух ромбовидных петель одинакового размера, расположенных над сплошным экраном. Каждая из петель имеет по одному разрыву, которые расположены симметрично по отношению к точке питания. Изменение периметра, угла при вершине ромба и положение разрыва петли позволяет достичь ширины полосы частот по уровню коэффициента эллиптичности 2 дБ около 20% от величины центральной частоты, а направление круговой поляризации может быть изменено с левой на правую и наоборот изменением места разрыва. Недостатком антенны является небольшой коэффициент направленного действия (КНД), определяемый малой эффективной площадью излучателя, а также большие габаритные размеры, ограничивающие возможность использования данной антенны в качестве элемента синфазной антенной решетки, формирующей секторную диаграмму направленности, при шаге установки антенных элементов, равном половине средней длины волны рабочего диапазона.Known antenna with circular polarization type "double rhombic loop antenna" [3], which is a wire antenna consisting of two rhomboid loops of the same size located above a solid screen. Each of the loops has one gap, which are located symmetrically with respect to the feed point. Changing the perimeter, the angle at the rhombus apex, and the position of the loop break allows you to achieve a bandwidth of 2 dB ellipticity level of about 20% of the center frequency, and the direction of circular polarization can be changed from left to right and vice versa by changing the break point. The disadvantage of the antenna is a small coefficient of directional action (KND), determined by the small effective area of the emitter, as well as the large overall dimensions limiting the possibility of using this antenna as an element of an in-phase antenna array, forming a sector radiation pattern, with the installation step of antenna elements equal to half the average length working range waves.
Известен также способ возбуждения и настройки синфазной антенной решетки, предполагающий возбуждение излучателей линейной решетки напряжением в пучностях стоячей волны, формируемой в двухпроводной линии, присоединенной к излучателям решетки, путем закорачивания ее проводников с двух концов на расстояниях от точек возбуждения крайних излучателей решетки, удовлетворяющих условию параллельного резонанса в контуре, эквивалентном закороченному отрезку двухпроводной линии. При этом период следования прерываний прохождению токов в смежные пары ромбовидных элементов и период следования возбуждений излучателей решетки напряжением выбирают равным средней длине волны возбуждаемых в двухпроводной линии колебаний, выполняют резонансную настройку крайних излучателей решетки, при которой осуществляют согласование антенны с питающим фидером и синфазное возбуждение излучателей решетки, выравнивают амплитуды токов в проводниках излучателей решетки, симметрируют токи в проводниках двухпроводной линии относительно возникших на ее концах точек нулевого потенциала [4].There is also a method of exciting and tuning a common-mode antenna array, which involves the excitation of linear array radiators by the voltage at the antinodes of a standing wave, formed in a two-wire line connected to the array radiators by shorting its conductors from two ends at distances from the excitation points of the extreme array radiators satisfying the parallel condition resonance in a circuit equivalent to a shorted two-wire line. In this case, the period following the interruption of the passage of currents into adjacent pairs of diamond-shaped elements and the period following the excitations of the grating emitters with a voltage is chosen equal to the average wavelength of the waves excited in the two-wire line, resonant tuning of the extreme grating emitters is performed, at which the antenna is matched with the supply feeder and the common-mode excitation of the grating emitters , equalize the amplitudes of the currents in the conductors of the emitters of the grating, balance the currents in the conductors of a two-wire line flax arising at its ends the zero potential point [4].
Технический результат, на достижение которого направлено заявленное изобретение, - создание синфазной антенной решетки с круговой поляризацией с единственной точкой подключения питающего фидера, а также увеличение коэффициента использования поверхности излучающей апертуры синфазной антенной решетки из антенных элементов, выполненных в виде расположенных в одной плоскости двух петель прямоугольной формы с разрывами. Дополнительный технический результат, который может быть получен при выполнении синфазной антенной решетки из упомянутых антенных элементов, - расширение рабочей полосы частот, упрощение конструкции и уменьшение массогабаритных характеристик антенны.The technical result to which the claimed invention is directed is the creation of an in-phase antenna array with circular polarization with a single connection point of the supply feeder, as well as an increase in the utilization rate of the surface of the emitting aperture of the in-phase antenna array from antenna elements made in the form of two rectangular loops located in the same plane forms with gaps. An additional technical result that can be obtained by performing an in-phase antenna array from the aforementioned antenna elements is an extension of the working frequency band, simplification of the design and reduction of the overall dimensions of the antenna.
Для решения поставленной задачи с достижением указанного технического результата в известной антенне, выполненной в виде двух ромбовидных петель одинакового размера с симметрично расположенными разрывами, предполагается изменить форму петель на прямоугольную с величиной стороны прямоугольника в пределах 0.2λ…0.24λ, где λ - средняя длина волны рабочего диапазона, при этом обе петли расположены в одной плоскости и сближены на величину в пределах 0.01λ…0.08λ сторонами прямоугольников, на которых располагаются разрывы петель, что позволяет уменьшить продольный размер антенны до величины, необходимой для возможности ее использования в качестве элемента синфазной антенной решетки при шаге установки антенных элементов, равном половине средней длины волны, что обеспечит максимальное использование апертуры и как следствие максимальный коэффициент направленного действия при формировании диаграммы направленности секторного типа. К концу проводника каждой петли антенного элемента, противоположному точке его питания, подключен перпендикулярный смежным сторонам прямоугольных петель антенного элемента отрезок проводника длиной в пределах 0.01λ…0.04λ, изменением длины которого корректируется входное сопротивление антенного элемента. В антенную решетку введена двухпроводная линия, выполненная из двух трубок диаметром 2r, параллельных друг другу и продольной оси решетки, находящихся на расстоянии s<2r друг от друга, и короткозамкнутых между собой на концах, в середине между короткозамкнутыми концами двух трубок в стенке одной из них выполнено отверстие, в полости этой трубки со стороны верхнего или нижнего излучателя решетки до отверстия проложен коаксиальный фидер, наружный проводник которого подсоединен к трубке непосредственно у отверстия, а центральный проводник выведен из отверстия и подсоединен к другой трубке. При этом в известном способе возбуждения и настройки синфазной антенной решетки, предполагающем возбуждение излучателей линейной решетки напряжением в пучностях стоячей волны, формируемой в двухпроводной линии, присоединенной к излучателям решетки, согласно изобретению запитка антенных элементов, выполненных в виде указанной выше формы антенн с круговой поляризацией, происходит с шагом, равным половине средней длины волны, посредством отрезков двухпроводной линии, ось которой перпендикулярна плоскости расположения петель антенных элементов, длиной не более четверти средней длины волны, проводники которых со стороны одного конца подключены к серединам смежных сторон прямоугольных петель указанных выше антенн, а со стороны другого конца к питающей двухпроводной линии в пучностях напряжения стоячей волны, при этом для обеспечения фазировки элементов синфазной антенной решетки указанные выше отрезки двухпроводной линии подключаются к питающей двухпроводной линии синфазно для нечетных антенных элементов и противофазно для четных антенных элементов, что обеспечивается соответственно прямым или инверсным соединением проводников отрезка двухпроводной линии со стороны одного из концов. Длина lш отрезков двухпроводной линии от мест короткого замыкания трубок до точек соединения отрезков двухпроводной линии, питающих крайние антенные элементы решетки, с трубчатыми проводниками двухпроводной линии выбрана из соотношения 0.23λ≤lш≤0.27λ, где λ - средняя длина волны возбуждаемых в двухпроводной линии колебаний, двухпроводная линия выполнена с возможностью изменения длины lш короткозамкнутых отрезков.To solve the problem with the achievement of the specified technical result in the known antenna, made in the form of two rhomboid loops of the same size with symmetrically located gaps, it is supposed to change the shape of the loops to rectangular with the side of the rectangle in the range 0.2λ ... 0.24λ, where λ is the average wavelength working range, while both loops are located in the same plane and are brought together by an amount within 0.01λ ... 0.08λ by the sides of the rectangles on which the breaks of the loops are located, which allows the mind nshit longitudinal size of the antenna to the value required to enable its use as an element phase array antenna at step installation of antenna elements equal to half the average wavelength that provides maximum utilization of the aperture and consequently the maximum rate at directional beamforming sector type. To the end of the conductor of each loop of the antenna element, opposite to the point of its supply, a conductor segment perpendicular to the adjacent sides of the rectangular loops of the antenna element is connected with a length within 0.01λ ... 0.04λ, the input impedance of the antenna element is adjusted by changing its length. A two-wire line is introduced into the antenna array, made of two tubes with a diameter of 2r, parallel to each other and the longitudinal axis of the array, located at a distance s <2r from each other, and short-circuited at the ends, in the middle between the short-circuited ends of the two tubes in the wall of one of they have a hole, in the cavity of this tube from the side of the upper or lower radiator of the grating, a coaxial feeder is laid up to the hole, the outer conductor of which is connected to the tube directly at the hole, and the central conductor is driven out of the hole and connected to another tube. Moreover, in the known method of excitation and tuning of a common-mode antenna array, which involves excitation of the linear array emitters with a voltage at the antinodes of a standing wave generated in a two-wire line connected to the array emitters, according to the invention, the feeding of antenna elements made in the form of the aforementioned circular polarized antennas occurs with a step equal to half the average wavelength, through segments of a two-wire line, the axis of which is perpendicular to the plane of the location of the antenna loops elements with a length of not more than a quarter of the average wavelength, the conductors of which are connected from the one end to the midpoints of the adjacent sides of the rectangular loops of the above antennas, and from the other end to the supplying two-wire line at the antinodes of the voltage of the standing wave, while ensuring the phasing of the elements in-phase antenna the gratings of the above two-wire line segments are connected to the supply two-wire line in phase for odd antenna elements and out of phase for even antenna elements, which ensures It is correspondingly by direct or inverse connection of conductors of a two-wire line segment from one of the ends. The length l w of the segments of the two-wire line from the places of the short circuit of the tubes to the connection points of the segments of the two-wire line that feed the extreme antenna elements of the array with the tubular conductors of the two-wire line is selected from the relation 0.23λ≤l w ≤0.27λ, where λ is the average wavelength of the waves excited in the two-wire oscillation lines, a two-wire line is made with the possibility of changing the length l W short-circuited segments.
В антенную решетку введен плоский экран, расположенный параллельно плоскости расположения петель антенных элементов, при этом плоский экран выполнен прямоугольным, его длина не меньше длины питающей двухпроводной линии, ширина экрана выбрана большей, чем λ/2, причем расстояние hЭ между плоскостью экрана и плоскостью расположения петель антенных элементов было выбрано удовлетворяющим условию 0.16λ≤hЭ≤0.36λ. Двухпроводная линия располагается вблизи экрана, причем расстояние hЛ между плоскостью экрана и осью питающей двухпроводной линии выбрано удовлетворяющим условию hЛ<≤0.08λ. Крепление двухпроводной линии к экрану осуществляется посредством стоек 23, вынесенных за перемычки 13 по направлению от центра решетки.A flat screen is introduced into the antenna array, which is parallel to the plane of the arrangement of the loops of the antenna elements, while the flat screen is made rectangular, its length is not less than the length of the supplying two-wire line, the screen width is chosen greater than λ / 2, and the distance h e between the screen plane and the plane position loop antenna elements has been selected to meet the condition 0.16λ≤h E ≤0.36λ. The two-wire line is located near the screen, and the distance h L between the plane of the screen and the axis of the supply two-wire line is selected satisfying the condition h L <≤0.08λ. The two-wire line is fastened to the screen by means of
Возможны дополнительные варианты осуществления изобретения, в которых целесообразно, чтобы:Additional embodiments of the invention are possible in which it is advisable that:
- возбуждение излучателей решетки осуществляли бы посредством коаксиального фидера, проводники которого соединяли бы с проводниками двухпроводной линии либо на ее верхнем или нижнем конце на расстоянии ln≤0.08λ от точек присоединения отрезков двухпроводной линии, присоединяемых соответственно к верхнему или нижнему антенному элементу решетки, с резонансной настройкой излучателей решетки на противоположном конце двухпроводной линии;- the emitters of the grating emitters would be carried out by means of a coaxial feeder, the conductors of which would be connected to the conductors of the two-wire line or at its upper or lower end at a distance of l n ≤0.08λ from the points of attachment of the segments of the two-wire line connected respectively to the upper or lower antenna element of the grating, s resonant tuning of the grating emitters at the opposite end of the two-wire line;
- общее количество антенных элементов решетки было выбрано нечетным, а место подсоединения коаксиального фидера к двухпроводной линии было бы выполнено в геометрической середине решетки;- the total number of antenna elements of the array was chosen odd, and the connection point of the coaxial feeder to the two-wire line would be made in the geometric middle of the array;
- двухпроводная линия заменена на полосковую с соответствующим волновым сопротивлением, подложка которой может примыкать непосредственно к экрану или быть объединена с ним.- the two-wire line is replaced by a strip with the corresponding wave impedance, the substrate of which can adjoin directly to the screen or be combined with it.
На фиг.1 представлена антенна с круговой поляризацией в виде расположенных в одной плоскости двух петель прямоугольной формы с разрывами; на фиг.2 показаны распределение токов в проводниках антенных элементов решетки при резонансной настройке на средней длине волны λ и положение вектора Е поляризации излучаемой волны в двух эпюрах, соответствующих временному сдвигу питающего напряжения, равному четверти периода радиочастотного колебания резонансной частоты; на фиг.3 представлена структурная схема заявленной синфазной антенной решетки с числом антенных элементов, равным трем, и с плоским экраном; на фиг.4 показаны частотные зависимости входного сопротивления и КСВн, измеренные с использованием макета антенной решетки с тремя антенными элементами, на фиг.5 - то же, что фиг.4, после включения в макет антенной решетки согласующей цепи; на фиг.6 показана частотная зависимость коэффициента эллиптичности поляризации излучаемого поля в направлении главного максимума диаграммы направленности антенной решетки.Figure 1 shows the antenna with circular polarization in the form located in the same plane of two loops of rectangular shape with gaps; figure 2 shows the distribution of currents in the conductors of the antenna elements of the array with resonant tuning at an average wavelength λ and the position of the polarization vector E of the emitted wave in two diagrams corresponding to a temporary shift of the supply voltage equal to a quarter of the period of the radio frequency oscillation of the resonant frequency; figure 3 presents the structural diagram of the claimed in-phase antenna array with the number of antenna elements equal to three, and with a flat screen; figure 4 shows the frequency dependence of the input impedance and VSWR, measured using the layout of the antenna array with three antenna elements, figure 5 is the same as figure 4, after the inclusion in the layout of the antenna array matching circuit; figure 6 shows the frequency dependence of the coefficient of ellipticity of the polarization of the radiated field in the direction of the main maximum of the radiation pattern of the antenna array.
Синфазная антенная решетка (фиг.1) содержит три антенных элемента с круговой поляризацией, выполненных в виде расположенных в одной плоскости двух петель прямоугольной формы 16 с разрывами 9, расположенными симметрично относительно точки геометрического центра антенного элемента. Расположенные в одной плоскости две петли прямоугольной формы 16 всех антенных элементов приближены друг к другу в ряд так, что расстояние между геометрическими центрами антенных элементов d равно половине средней длины волны рабочего диапазона. Общая длина периметра петли антенного элемента, включающая отрезки 1-6, выбрана удовлетворяющей условию образования бегущей волны распределения тока на периметре петли, а соотношение сторон прямоугольника петли выбрано из условия возможности использования антенного элемента в виде расположенных в одной плоскости петель прямоугольной формы в качестве элемента синфазной антенной решетки с величиной шага, равным половине средней длины волны λ. Для этого длина периметра петли выбрана в пределах (0.9…1)λ, а длина сторон 2 и 4 выбрана в пределах 0.2λ…0.24λ, при этом величина промежутка между смежными сторонами петель антенного элемента выбрана в пределах 0.01λ…0.08λ, так что общий продольный размер антенного элемента р не превышает величины 0.49λ. Величина отрезка 6 выбрана в пределах 0.01λ…0.04λ, изменением длины которого может быть скорректировано входное сопротивление антенного элемента. Введена двухпроводная линия 17, выполненная из двух трубок диаметром 2r, расположенных параллельно друг другу и продольной оси решетки на расстоянии s<2r друг от друга. Присоединения петель прямоугольной формы 16 антенных элементов к питающей двухпроводной линии 17 производится в пучностях напряжения стоячей волны, посредством отрезков двухпроводной линии 11 и 12, длина которых не превышает величины λ/4 и ось симметрии которых перпендикулярна плоскости, в которой лежат петли антенных элементов. Проводники отрезков двухпроводной линии 11 и 12 подсоединены с одного конца в точках 7 и 8 смежных сторон петель антенных элементов прямоугольной формы к соответственно четным и нечетным антенным элементам, а с другого конца - к точкам питающей двухпроводной линии, соответствующим пучностям напряжения стоячей волны. При этом для обеспечения фазировки элементов синфазной антенной решетки отрезки двухпроводной линии 11 и 12 подсоединяются к питающей двухпроводной линии соответственно синфазно для нечетных антенных элементов и противофазно для четных антенных элементов, что обеспечивается соответственно прямым и инверсным соединением проводников отрезков двухпроводной линии 11 и 12 со стороны одного из концов.The in-phase antenna array (Fig. 1) contains three circularly polarized antenna elements made in the form of two
В отличие от прототипа в заявленном устройстве антенные элементы выполнены в виде расположенных друг над другом петель прямоугольной формы с разрывами, выполненными симметрично относительно центра антенного элемента, и длинами сторон в пределах 0.2λ…0.24λ, что при величине промежутка 10 между смежными сторонами петель антенных элементов в пределах 0.01λ…0.08λ позволяет их использовать в качестве элемента синфазной антенной решетки с величиной шага, равной λ/2. Этим достигнуто повышение коэффициента использования апертуры и увеличение коэффициента направленного действия антенной решетки при формировании диаграммы направленности секторного типа.Unlike the prototype, in the claimed device, the antenna elements are made in the form of rectangular loops located on top of each other with gaps made symmetrically relative to the center of the antenna element and side lengths within 0.2λ ... 0.24λ, which with a gap of 10 between adjacent sides of the antenna loops elements within 0.01λ ... 0.08λ allows them to be used as an element of an in-phase antenna array with a step value equal to λ / 2. This has achieved an increase in the aperture utilization coefficient and an increase in the directional coefficient of the antenna array during the formation of a sector-type radiation pattern.
Трубки питающей двухпроводной линии 17 короткозамкнуты между собой на концах с помощью перемычек 13. В середине между перемычками 13 в одной из трубок питающей двухпроводной линии 17 выполнено отверстие 19, в полости этой трубки со стороны верхнего излучателя решетки до отверстия 19 проложен коаксиальный фидер 18. Наружный проводник 14 коаксиального фидера 18 подсоединен к этой трубке по периметру отверстия 19, а центральный проводник 15 выведен из отверстия 13 и подсоединен к другой трубке питающей двухпроводной линии 17. Проводники отрезка двухпроводной линии 11, присоединенные к петлям центрального антенного элемента с одной стороны в точках 7 и 8, с другой стороны присоединяются к питающей двухпроводной линии 17 в точках 20 и 21, к которым подсоединены проводники 14 и 15 коаксиального фидера 18. Нечетные антенные элементы решетки (в данном случае два антенных элемента), следующие в обе стороны от центрального антенного элемента решетки с шагом d=λ/2, также присоединены к питающей двухпроводной линии 17 посредством отрезков двухпроводной линии 12 в точках 20 и 21. При этом для обеспечения фазировки элементов синфазной антенной решетки отрезки двухпроводной линии 11 и 12 подключаются к питающей двухпроводной линии 17 синфазно для нечетных антенных элементов и противофазно для четных антенных элементов, что обеспечивается соответственно прямым или инверсным соединением проводников отрезков двухпроводной линии 11 или 12 со стороны одного из концов.Tubes of the supply two-
Длина lш короткозамкнутых отрезков двухпроводной линии 17 от точек 20, 21 присоединения проводников отрезков двухпроводной линии 12 крайних антенных элементов решетки до перемычек 13 выбрана удовлетворяющей условию параллельного резонанса в контуре, эквивалентном закороченному отрезку двухпроводной линии. Для этого lш выбрана из соотношения 0,23λ≤lш≤0,27λ. Величина зазора s выбрана равной 0.01λ, которой при 2r=0,02λ соответствует значение волнового сопротивления двухпроводной линии 17, равное 115 Ом. Двухпроводная линия 17 выполнена с возможностью изменения длины lш короткозамкнутых отрезков в указанных пределах путем перемещения по проводникам питающей двухпроводной линии 17 перемычек 13.The length l w of the short-circuited segments of the two-
Если общее количество антенных элементов решетки выбрано нечетным и равным трем (фиг.3), то при возбуждении стоячей волны в питающей двухпроводной линии 17 в середине антенной решетки образуется из этих излучателей апертурная антенна с максимальной для данной антенны рабочей полосой частот. Увеличение количества антенных элементов позволяет увеличить коэффициент усиления антенны и сузить диаграмму направленности антенной решетки в вертикальной плоскости. Таким образом, могут быть реализованы различные варианты исполнения секторной антенны с круговой поляризацией, необходимых при строительстве сети мобильной радиосвязи.If the total number of antenna elements of the array is selected odd and equal to three (Fig. 3), then when a standing wave is excited in the supply two-
Введение в антенно-фидерное устройство фиг.3 плоского экрана 22, расположенного параллельно плоскости расположения петель антенных элементов 16 на расстоянии hЭ от нее, удовлетворяющем условию 0.16λ≤hЭ≤0.36λ, увеличивает коэффициент усиления примерно на 3 дБ и позволяет сформировать однолепестковую диаграмму направленности секторного типа. Плоский экран 22 выполнен прямоугольным. Его длина L не меньше расстояния Аn между наиболее удаленными от середины в продольном направлении антенной решетки сторонами 3 петель крайних антенных элементов, в общем случае, равном длине питающей двухпроводной линии. Ширина В экрана 22 выбрана большей, чем λ/2.The introduction into the antenna-feeder device of FIG. 3 of a
Предпочтительные пределы изменения геометрии заявленных антенно-фидерных устройств, показанных на фиг.1, 3, полученные в результате моделирования на ЭВМ, следующие:Preferred limits for changing the geometry of the claimed antenna-feeder devices shown in figures 1, 3, obtained as a result of computer simulation, are as follows:
- длина сторон петель прямоугольной формы 16 антенных элементов в пределах 0.2λ…0.24λ;- the length of the sides of the loops of a rectangular shape of 16 antenna elements within 0.2λ ... 0.24λ;
- длина lш отрезков двухпроводной линии 17 от точек мест 13 короткого замыкания до точек 20 и 21 присоединения отрезков двухпроводной линии 12, присоединенных к крайним антенным элементам решетки - 0.23λ≤lш≤0.27λ, величина разрывов 9 в петлях антенных элементов - в пределах 0,02λ…0,05λ, расстояние 10 между смежными сторонами петель антенных элементов 16-0,035λ;- the length l w of the segments of the two-
- величина зазора s между трубчатыми проводниками питающей двухпроводной линии 17 диаметром 2r=0,02λ составляет 0,01λ;- the gap s between the tubular conductors of the supply two-
- расстояние hЭ от плоского экрана 22 до плоскости расположения петель 16 антенных элементов - 0,21λ≤hЭ<0,26λ;- the distance h E from the
- длина проводников 6 петель антенных элементов - 0,01λ…0,02λ.- the length of the conductors of 6 loops of antenna elements is 0.01λ ... 0.02λ.
Антенно-фидерное устройство в режиме передачи работает следующим образом.Antenna feeder device in transmission mode operates as follows.
Энергия электромагнитных колебаний, генерируемых передатчиком, по коаксиальному фидеру 18 канализируется к точкам 20, 21 питания решетки источником сигнала, которые являются точками приложения ЭДС источника. Под воздействием ЭДС источника на трубчатых проводниках питающей двухпроводной линии 17 возникают токи, имеющие встречное направление. Поэтому двухпроводная линия 17 не излучает электромагнитные волны. Антенный эффект коаксиального фидера 18 также отсутствует, так как коаксиальный фидер 18 проложен внутри трубчатого проводника питающей двухпроводной линии 17 через точку ее нулевого потенциала по отношению к потенциалам в точках 20, 21, возникающую в месте короткого замыкания линии 17 перемычкой 13. Двухпроводная линия закорочена с двух концов перемычками 13, вследствие чего в ней образуются сдвинутые на λ/4 стоячие волны тока и напряжения.The energy of electromagnetic waves generated by the transmitter, through the
При выбранных длине lш=(0,23-0,27)λ короткозамкнутых отрезков двухпроводной линии 17 и шаге d=λ/2 линейной решетки (фиг.3) в точках 20, 21 присоединения отрезков двухпроводной линии 11 и 12 оказываются пучности стоячей волны напряжения в двухпроводной линии 17. Вследствие этого, а также отсутствия излучения двухпроводной линией 17 при симметричном питании решетки обеспечивается равноамплитудное питание излучателей решетки и улучшается равномерность распределения токов в их проводниках, что приводит к увеличению КИП излучающей апертуры решетки.With the selected length l W = (0.23-0.27) λ of short-circuited segments of the two-
При приложении к точкам 20, 21 ЭДС источника в отрезках двухпроводной линии 11 и 12 возникает бегущая волна. Аналогично питающей двухпроводной линии 17 на проводниках отрезков двухпроводной линии 11, 12 возникают токи, имеющие встречное направление. Поэтому отрезки двухпроводной линии 11 и 12 также не излучают электромагнитные волны. Благодаря разрывам 9 петель антенных элементов 16 и выбранной длине их периметра в пределах (0.9…1)λ в проводниках петель антенных элементов 16 образуется бегущая волна, распределение токов которой в моменты времени, сдвинутые на четверть периода радиочастотного колебания резонансной частоты, показано на фиг.2. Как видно из фиг.2а, в фиксированный момент времени горизонтальные составляющие токов Iг проводников петель антенных элементов 16 будут попарно противофазными. Поэтому их излучение в дальней зоне в значительной мере взаимно компенсируется. Вертикальные составляющие токов Iв проводников петель антенных элементов 16 оказываются синфазными и их излучение в дальней зоне суммируется с образованием преимущественно вертикально поляризованного положения вектора Е. В момент времени, сдвинутый на четверть периода радиочастотного колебания резонансной частоты относительно предыдущего (фиг.2б), противофазными оказываются вертикальные составляющие токов Iв проводников петель антенных элементов 16, их излучение в дальней зоне в значительной мере взаимно компенсируется, а синфазными - горизонтальные составляющие токов Iг проводников петель антенных элементов 16, и их излучение в дальней зоне суммируется с образованием преимущественно горизонтально поляризованного положения вектора Е. В момент времени, сдвинутый еще на четверть периода радиочастотного колебания резонансной частоты, аналогично фиг.2а, распределение токов даст опять преимущественно вертикально поляризованное положение вектора E, но с обратным его направлением. А в момент времени, сдвинутый еще на четверть периода радиочастотного колебания резонансной частоты, аналогично фиг.2б, распределение токов даст опять преимущественно горизонтально поляризованное положение вектора E, но с обратным его направлением. Такое чередование направления вектора Е при сохранении его амплитуды в течение всего периода радиочастотного колебания соответствует круговой поляризации поля. Положение разрывов в петлях антенных элементов 16 относительно точек их запитки 7, 8 определяет направление вращения круговой поляризации поля. При этом коэффициент эллиптичности поляризации поля зависит как от соотношения сторон прямоугольников петель антенных элементов 16, так и от их периметра.When a source is applied to
Вследствие симметричного возбуждения токов в петлях антенных элементов 16 и излучения синфазных составляющих токов увеличивается КИП излучающей апертуры решетки, что приводит к увеличению коэффициента направленного действия решетки. При моделировании на ЭВМ антенного элемента (фиг.1), состоящего из расположенных в одной плоскости двух петель прямоугольной формы с разрывами 16, значение его входного сопротивления на резонансной частоте, вычисленное при помощи метода моментов, составило Zвх=420-j·200 Ом, при этом отрезок двухпроводной линии, длина которого составляет почти четверть средней длины волны, выступает в качестве четвертьволнового трансформатора сопротивлений, входное сопротивление которого при нагрузке в виде указанного антенного элемента 16 может быть рассчитано в соответствии с известным соотношением Zвх=ρ2/Zвых из [5], где ρ - волновое сопротивление линии четвертьволнового трансформатора, составляющее приблизительно 285 Ом для отрезков двухпроводной линии 11, 12 при выполнении его из проводников диаметром 0,004λ и расстоянием между центрами проводников, равным 0,027λ. Таким образом, входное сопротивление отрезков двухпроводной линии 11, 12, нагруженных на указанные антенные элементы, составит Zвх=158+j·75 Ом. В точках 20, 21 питания решетки, к которым подсоединены проводники 15, 21 коаксиального фидера 18, входного сопротивление Zвх, как следствие параллельного включения трех отрезков двухпроводной линии 11, 12, нагруженных на идентичные антенные элементы, составляет в пределах Zвx=52.5+j·25 Ом.Due to the symmetric excitation of the currents in the loops of the
Резонансная настройка крайних антенных элементов решетки выполняется перемещением перемычек 13 в пределах lш=(0,23-0,27)λ. При этом автоматически осуществляется резонансная настройка и согласование с коаксиальным фидером 18 всех антенных элементов, следующих в решетке с шагом d=λ/2, их синфазное возбуждение с симметрированием и выравниванием амплитуд токов.The resonant tuning of the extreme antenna elements of the array is carried out by moving the
При непосредственном подсоединении к точкам питания 20, 21 проводников 15, 14 коаксиального фидера 18 с волновым сопротивлением Wo=50 Ом, КСВн составляет ~ 1.6, что является приемлемым для антенной техники, но может быть улучшено при использовании согласующих трансформаторов. Частотная характеристика КСВн антенны на входе фидера 18 имеет слабовыраженную зависимость (см. фиг.4б) в отличие от резонансной характеристики зависимости коэффициента эллиптичности (см. фиг.6) антенны, имеющего выраженный минимум, величиной ниже 1 дБ. Как показывают данные измерения параметров макета заявленного устройства, результирующая полоса частот (по уровню КСВн=2,0 и уровню коэффициента эллиптичности, равном 3 дБ) составляет ~ 23%.When directly connected to the
ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИINFORMATION SOURCES
1. John L. Schadler. New Experiments Comparing Linear and Circular Polarization Performance for Mobile Services - SBE Wisconsin, - 2011.1. John L. Schadler. New Experiments Comparing Linear and Circular Polarization Performance for Mobile Services - SBE Wisconsin, - 2011.
2. Circular Polarization Shown to Improve Mobile Reception Performance, - The Weekly NAB Newsletter for Television Broadcast Engineers - July 13, 2009 - issue of NAB TV TechCheck.2. Circular Polarization Shown to Improve Mobile Reception Performance, - The Weekly NAB Newsletter for Television Broadcast Engineers - July 13, 2009 - issue of NAB TV TechCheck.
3. H. Morishita. Circularly polarised wire antenna with a dual rhombic loop, - IEE Proc, Microw. Antennas Propag. - June 1998 - Volume 145, Issue 3.3. H. Morishita. Circularly polarized wire antenna with a dual rhombic loop, - IEE Proc, Microw. Antennas Propag. - June 1998 - Volume 145,
4. (RU 2343603 C2) Способ возбуждения и настройки синфазной антенной решетки из ромбовидных элементов и антенно-фидерное устройство для его осуществления, опубл. 20.09.2007.4. (RU 2343603 C2) A method for exciting and tuning an in-phase antenna array of rhomboid elements and an antenna-feeder device for its implementation, publ. 09/20/2007.
5. Сазонов Д.М., Гридин A.M., Мишустин Б.А. Устройства СВЧ - М.: Высш. школа, 1981.5. Sazonov D.M., Gridin A.M., Mishustin B.A. Microwave devices - M .: Higher. School, 1981.
Claims (3)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2012128766/08A RU2517394C2 (en) | 2012-07-10 | 2012-07-10 | Circularly polarised cophased antenna array |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2012128766/08A RU2517394C2 (en) | 2012-07-10 | 2012-07-10 | Circularly polarised cophased antenna array |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2012128766A RU2012128766A (en) | 2014-01-20 |
| RU2517394C2 true RU2517394C2 (en) | 2014-05-27 |
Family
ID=49944784
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2012128766/08A RU2517394C2 (en) | 2012-07-10 | 2012-07-10 | Circularly polarised cophased antenna array |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2517394C2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU217728U1 (en) * | 2023-02-07 | 2023-04-14 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "МИРЭА Российский технологический университет" | In-phase antenna array with electronically adjustable radiation pattern |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU1732387A1 (en) * | 1989-08-04 | 1992-05-07 | Ростовский научно-исследовательский институт радиосвязи | Cophased array |
| US6255998B1 (en) * | 2000-03-30 | 2001-07-03 | James Stanley Podger | Lemniscate antenna element |
| RU2199804C2 (en) * | 2000-07-20 | 2003-02-27 | Общество с ограниченной ответственностью Научно-производственная фирма "Антенна ХХI" | Antenna |
| US6573874B1 (en) * | 1998-06-04 | 2003-06-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenna and radio device |
| RU2343603C2 (en) * | 2007-04-18 | 2009-01-10 | Владимир Григорьевич Калугин | Method of exciting and tuning cophased antenna array of rhomb shaped elements and antenna-feeder device to this end |
-
2012
- 2012-07-10 RU RU2012128766/08A patent/RU2517394C2/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU1732387A1 (en) * | 1989-08-04 | 1992-05-07 | Ростовский научно-исследовательский институт радиосвязи | Cophased array |
| US6573874B1 (en) * | 1998-06-04 | 2003-06-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenna and radio device |
| US6255998B1 (en) * | 2000-03-30 | 2001-07-03 | James Stanley Podger | Lemniscate antenna element |
| RU2199804C2 (en) * | 2000-07-20 | 2003-02-27 | Общество с ограниченной ответственностью Научно-производственная фирма "Антенна ХХI" | Antenna |
| RU2343603C2 (en) * | 2007-04-18 | 2009-01-10 | Владимир Григорьевич Калугин | Method of exciting and tuning cophased antenna array of rhomb shaped elements and antenna-feeder device to this end |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ДРАБКИН А.Л. и др. "АНТЕННО-ФИДЕРНЫЕ УСТРОЙСТВА", Москва, "Советское радио", 1974. ФРОЛОВ О.П. "АНТЕННЫ И ФИДЕРНЫЕ ТРАКТЫ ДЛЯ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ ЛИНИЙ СВЯЗИ", М., Радио и связь, 2001 * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU217728U1 (en) * | 2023-02-07 | 2023-04-14 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "МИРЭА Российский технологический университет" | In-phase antenna array with electronically adjustable radiation pattern |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2012128766A (en) | 2014-01-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US2297202A (en) | Transmission and/or the reception of electromagnetic waves | |
| US8558747B2 (en) | Broadband clover leaf dipole panel antenna | |
| KR101892884B1 (en) | Stripline coupled antenna with periodic slots for wireless electronic devices | |
| CN107895846B (en) | Circular polarization patch antenna with broadband | |
| CN104037496B (en) | A kind of omnidirectional circular-polarized antenna | |
| JP2015050669A (en) | Antenna and sector antenna | |
| CN114094294B (en) | Leaky cable | |
| US7683849B2 (en) | System and method of producing a null free oblong azimuth pattern with a vertically polarized traveling wave antenna | |
| KR101252244B1 (en) | Multi antenna | |
| RU2517394C2 (en) | Circularly polarised cophased antenna array | |
| JP5605285B2 (en) | Dipole array antenna | |
| RU2343603C2 (en) | Method of exciting and tuning cophased antenna array of rhomb shaped elements and antenna-feeder device to this end | |
| KR100837006B1 (en) | A broadband leaky coaxial cable | |
| JP2017225007A (en) | Antenna device | |
| RU2356140C1 (en) | Log-periodic vibrator antenna | |
| RU2636259C1 (en) | Dual-polarized dipole antenna | |
| US2778015A (en) | Antenna | |
| CN103259082A (en) | Method for improving radiant efficiency based on omni-directional base station antenna | |
| JP5280973B2 (en) | antenna | |
| Chang et al. | Meander antenna with backside tuning stubs | |
| US11757187B2 (en) | Wide band directional antenna | |
| RU2744042C1 (en) | Weakly directional helical antenna with circular polarization of the radiation field | |
| RU2763113C1 (en) | Multiband circular antenna system based on half-wave vibrators with balancing and matching devices | |
| RU115569U1 (en) | ULTRA-BAND RADIATING ELEMENT WITH COAXIAL INPUT AND ANTENNA ARRAY CONTAINING SUCH RADIATING ELEMENT | |
| WO2023078121A1 (en) | Antenna and base station device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20150711 |