RU2470312C2 - Phase meter with heterodyne frequency conversion - Google Patents
Phase meter with heterodyne frequency conversion Download PDFInfo
- Publication number
- RU2470312C2 RU2470312C2 RU2010139880/28A RU2010139880A RU2470312C2 RU 2470312 C2 RU2470312 C2 RU 2470312C2 RU 2010139880/28 A RU2010139880/28 A RU 2010139880/28A RU 2010139880 A RU2010139880 A RU 2010139880A RU 2470312 C2 RU2470312 C2 RU 2470312C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- digital
- multiplier
- digital multiplier
- frequency
- pass filter
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к измерительной технике и может использоваться в радиотехнике, метрологии и других отраслях промышленности для прецизионного измерения разности фаз пары сигналов и ее изменении во времени.The invention relates to measuring equipment and can be used in radio engineering, metrology and other industries for precision measurement of the phase difference of a pair of signals and its change in time.
Задача прецизионного измерения разности фаз пары сигналов стоит при создании лазерных и радиочастотных измерителей вибраций и перемещений, где малые изменения фазы несут информацию об исследуемых процессах. Сигнал на входе фазометра - гармонический. Разность фаз Δφ(t) изменяется во времени таким образом, что содержит большую низкочастотную компоненту φНЧ(t) и малую высокочастотную компоненту δφ. Информация содержится в виде фазовых девиаций на уровне δφ∈[2π·10-5…2π·10-4]. Требуется измерение спектра малой высокочастотной компоненты δφ на условиях большой низкочастотной компоненты φНЧ(t).The task of precision measurement of the phase difference of a pair of signals is to create laser and radio-frequency vibration and displacement meters, where small phase changes carry information about the processes under study. The signal at the input of the phase meter is harmonic. The phase difference Δφ (t) changes over time in such a way that it contains a large low-frequency component φ of the NP (t) and a small high-frequency component δφ. The information is contained in the form of phase deviations at the level δφ∈ [2π · 10 -5 ... 2π · 10 -4 ]. It is necessary to measure the spectrum of the small high-frequency component δφ under the conditions of the large low-frequency component φ of the NP (t).
Известны высокочастотные широкополосные фазометры различных конструкций, измеряющие разность фаз двух гармонических сигналов. Например, известен фазометр, включающий:Known high-frequency broadband phase meters of various designs, measuring the phase difference of two harmonic signals. For example, a phase meter is known including:
- два аналого-цифровых преобразователя (АЦП);- two analog-to-digital converters (ADC);
- времязадающее средство,- time consuming tool
- средство сбора и обработки данных- data collection and processing tool
[Патент РФ №2225012, МПК G01R 25/00, H03D 13/00].[RF patent No. 2225012, IPC G01R 25/00,
Он работает следующим образом. Входные сигналы U1 и U2 высокой частоты ω1 имеют вид: 
Требуется измерить разность фаз Δφ=φ2-φ1.It is required to measure the phase difference Δφ = φ 2 -φ 1 .
С этой целью входные сигналы U1 и U2 поступают на два идентичных аналого-цифровых преобразователя, АЦП1 и АЦП2. Эти АЦП в моменты времени, задаваемые времязадающим устройством, формируют цифровые отсчеты значений входных сигналов с частотой следования ω0. Время преобразования АЦП существенно меньше, чем период поступающих на них сигналов. Частота взятия отчетов ω0 с некоторым приближением превышает в M раз частоту сигналов (1) и (2), т.е. ω0≈Mω1, где M - небольшое целое число, например M=3. Если получаемую последовательность отсчетов распределить на M серий отсчетов, например при M=3 три серии отсчетов с номерами (1, 4, 7, 10); (2, 5, 8, 11) и (3, 6, 9, 12,), то получаемые отсчеты сигнала (1) могут трактоваться как отсчеты разностной частоты между частотой этого сигнала (1) и частотой преобразования ω0, задаваемой времязадающим устройством. Сказанное справедливо и по отношению к отсчетам сигнала (2). Между каждой серией отчетов имеет место сдвиг фаз на величину Δϕ=2π/M. Дальнейшая обработка этих отсчетов позволяет раздельно вычислять разность фаз между сигналами U1 и U2, с одной стороны, и тактовым сигналом времязадающего устройства, с другой стороны, метод этих вычислений детально описан в патенте, описывающем это устройство.To this end, the input signals U 1 and U 2 are fed to two identical analog-to-digital converters, ADC 1 and ADC 2 . These ADCs at time moments specified by the time-setting device form digital samples of input signal values with a repetition rate of ω 0 . The ADC conversion time is significantly shorter than the period of the signals arriving at them. The frequency of taking reports ω 0 with some approximation exceeds M times the frequency of signals (1) and (2), i.e. ω 0 ≈Mω 1 , where M is a small integer, for example, M = 3. If the resulting sequence of samples is distributed over M series of samples, for example, with M = 3, three series of samples with numbers (1, 4, 7, 10); (2, 5, 8, 11) and (3, 6, 9, 12,), then the obtained samples of the signal (1) can be interpreted as samples of the difference frequency between the frequency of this signal (1) and the conversion frequency ω 0 specified by the timing device . The aforementioned is also true with respect to signal samples (2). Between each series of reports there is a phase shift by Δϕ = 2π / M. Further processing of these samples allows you to separately calculate the phase difference between the signals U 1 and U 2 , on the one hand, and the clock signal of the timing device, on the other hand, the method of these calculations is described in detail in the patent describing this device.
При нестрогом равенстве ω0 и Mω1 каждая из вычисленных фаз с течением времени в среднем линейно нарастает или убывает, но разность этих фаз и в этом случае в среднем остается постоянной. Конкретное же значение этой разности фаз Δφ=φ2-φ1 в каждый момент времени все время меняется, и его значение может быть определено в режиме реального времени за счет достаточного быстродействия цифрового устройства обработки. Таким путем достигается измерение разности фаз в полосе частот до 5-10 кГц. Все необходимые арифметические действия для вычисления разности фаз осуществляются устройством сбора и обработки сигналов в режиме реального времени. Этот метод измерения фаз позволяет точно вычислить и устранить из результата обработки в отдельности сдвиг нуля АЦП, амплитудную модуляцию входных сигналов (т.е. медленные изменения величин A1 и A2), а также позволяет получать разность фаз Δφ в виде непрерывной функции времени. Эта функция получается в виде цифровых значений этой величины, что позволяет эффективно подавлять те компоненты, которые лежат вне полосы частот, представляющей интерес.With a weak equality of ω 0 and Mω 1, each of the calculated phases linearly increases or decreases on average linearly over time, but the difference between these phases in this case, on average, remains constant. The specific value of this phase difference Δφ = φ 2 -φ 1 at every moment of time changes all the time, and its value can be determined in real time due to the sufficient speed of the digital processing device. In this way, the measurement of the phase difference in the frequency band up to 5-10 kHz is achieved. All necessary arithmetic operations for calculating the phase difference are carried out by the device for collecting and processing signals in real time. This phase measurement method allows you to accurately calculate and eliminate separately the ADC zero shift, the amplitude modulation of the input signals (i.e., slow changes in the values of A 1 and A 2 ), and also allows you to obtain the phase difference Δφ as a continuous function of time. This function is obtained in the form of digital values of this quantity, which allows you to effectively suppress those components that lie outside the frequency band of interest.
Недостаток этого фазометра состоит в том, что несущая частота ω1 входных сигналов (1) и (2) должна быть не слишком высокой, поскольку время преобразования используемых АЦП выбирается по принципу наибольшей разрядности и наименьших шумов и поэтому, например, для 20-разрядного АЦП частота преобразований ω1 не превышает 100 кГц. При M=3, с учетом ω≈Mω1, частота ω1 не может быть выше 33 кГц.The disadvantage of this phase meter is that the carrier frequency ω 1 of the input signals (1) and (2) should not be too high, since the conversion time of the used ADCs is selected according to the principle of maximum bit depth and lowest noise, and therefore, for example, for a 20-bit ADC the conversion frequency ω 1 does not exceed 100 kHz. At M = 3, taking into account ω≈Mω 1 , the frequency ω 1 cannot be higher than 33 kHz.
Таким образом, данный фазометр не позволяет измерять разность фаз сигналов, имеющих высокую несущую частоту.Thus, this phase meter does not allow measuring the phase difference of signals having a high carrier frequency.
Наиболее близким к заявляемому устройству является фазометр, включающий:Closest to the claimed device is a phase meter, including:
- два смесителя;- two mixers;
- два фильтра низких частот;- two low pass filters;
- гетеродинный генератор;- heterodyne generator;
- два аналого-цифровых преобразователя;- two analog-to-digital converters;
- времязадающее устройство,- time setting device
- устройство сбора и обработки данных- device for collecting and processing data
[Патент РФ №2225012, МПК G01R 25/00, H03D 13/00].[RF patent No. 2225012, IPC G01R 25/00,
Схема этого фазометра показана на рис.1, где 1 - гетеродинный генератор, 2 - смеситель 1, 3 - смеситель 2, 4 - фильтр НЧ 1, 5 - фильтр НЧ 2, 6 - аналого-цифровой преобразователь 1, 7 - времязадающее средство, 8 - аналого-цифровой преобразователь 2, 9 - средство сбора и обработки данных.The diagram of this phase meter is shown in Fig. 1, where 1 is a heterodyne generator, 2 is a mixer 1, 3 is a mixer 2, 4 is a low-pass filter 1, 5 is a low-
Фазометр работает следующим образом.The phasometer works as follows.
Сигналы вида (1) и (2) поступают на смеситель 1 (поз.2) и смеситель 2 (поз.3). На каждом смесителе эти сигналы умножаются на сигнал, формируемый гетеродинным генератором 1Signals of the form (1) and (2) are fed to mixer 1 (pos. 2) and mixer 2 (pos. 3). At each mixer, these signals are multiplied by the signal generated by the local oscillator 1
В результате на выходе смесителей формируются сигналы этих произведений:As a result, the signals of these works are formed at the output of the mixers:
В соответствии с правилами тригонометрических преобразований каждый из этих сигналов может быть представлен как сумма гармонических компонент с разностной и с суммарной несущими частотами. Включенные на выходах фильтры низких частот пропускают только низкочастотные компоненты. Поэтому с выходов фильтров на входы АЦП 1 (поз.6) и АЦП 2 (поз.8) поступают сигналы разностной частоты:In accordance with the rules of trigonometric transformations, each of these signals can be represented as the sum of harmonic components with difference and with total carrier frequencies. The low-pass filters included at the outputs allow only low-frequency components to pass through. Therefore, the outputs of the filters to the inputs of the ADC 1 (pos.6) and ADC 2 (pos.8) receive the difference frequency signals:
Эти сигналы можно записать в другой форме:These signals can be written in another form:
Здесь Ci=0,5 AiB, ω2=ω1-ω0. Сигналы (8) и (9) идентичны по форме сигналам (1) и (2), но отличаются меньшими значениями несущей частоты ω2<<ω1, что обеспечивается соответствующим выбором частоты гетеродинного генератора ω0. Дальнейшая часть фазометра, показанного на рис.2, образует собой низкочастотный фазометр, полностью идентичный фазометру, показному на рис.1. Принцип его действия рассмотрен выше.Here C i = 0.5 A i B, ω 2 = ω 1 -ω 0 . Signals (8) and (9) are identical in shape to signals (1) and (2), but differ in lower values of the carrier frequency ω 2 << ω 1 , which is ensured by the appropriate choice of the frequency of the local oscillator generator ω 0 . A further part of the phase meter shown in Fig. 2 forms a low-frequency phase meter that is completely identical to the phase meter shown in Fig. 1. The principle of its action is considered above.
Например, если несущая частота исходного сигнала ω1=80 МГц, то выбором частоты гетеродинного генератора ω0=80,01 МГц или ω0=79,99 МГц можно обеспечить разностную частоту ω2=ω1-ω0=±0,01 МГц, т.е. 10 кГц. При этом условии дальнейшее измерение разности фаз сигналов (8) и (9) может быть обеспечено с помощью АЦП, частота преобразований ω1 не составляет от 30 до 100 КГц. Таким образом, этот фазометр позволяет осуществлять измерения разности фаз сигналов, имеющих высокочастотную несущую частоту ω1.For example, if the carrier frequency of the original signal is ω 1 = 80 MHz, then by choosing the frequency of the local oscillator ω 0 = 80.01 MHz or ω 0 = 79.99 MHz, it is possible to provide a difference frequency ω 2 = ω 1 -ω 0 = ± 0.01 MHz, i.e. 10 kHz. Under this condition, further measurement of the phase difference of the signals (8) and (9) can be achieved using the ADC, the conversion frequency ω 1 is not from 30 to 100 kHz. Thus, this phase meter allows you to measure the phase difference of signals having a high-frequency carrier frequency ω 1 .
Этот фазометр является ближайшим аналогом предлагаемого и принят за прототип изобретения.This phase meter is the closest analogue of the proposed and adopted as a prototype of the invention.
Недостатком его являются значительные шумы, вносимые каскадом понижения частоты, который образуется смесителями, фильтрами и гетеродинным генератором. Амплитудная модуляция, присутствующая во входных сигналах, при таком преобразовании трансформируется в паразитную фазовую модуляцию, которую невозможно выделить и подавить при последующей цифровой обработке. Кроме того, собственные шумы смесителей также приводят к повышению шумов на их выходе, которые снижают точность фазометра в целом. Таким образом, описанный фазометр не обладает достаточно высокой точностью.Its disadvantage is significant noise introduced by the cascade of lowering the frequency, which is formed by mixers, filters and a local oscillator. Amplitude modulation present in the input signals transforms into spurious phase modulation, which cannot be isolated and suppressed during subsequent digital processing. In addition, the intrinsic noise of the mixers also leads to an increase in noise at their output, which reduces the accuracy of the phase meter as a whole. Thus, the described phasemeter does not have a sufficiently high accuracy.
Задачей, на решение которой направлено изобретение, является повышение точности фазометра при измерении разности фаз сигналов, имеющих высокочастотную несущую частоту.The problem to which the invention is directed, is to increase the accuracy of the phase meter when measuring the phase difference of signals having a high-frequency carrier frequency.
Поставленная задача решается тем, что предлагается фазометр с гетеродинным преобразованием частоты, содержащий времязадающее средство, первый и второй идентичные аналого-цифровые преобразователи, средство сбора и обработки данных, причем времязадающее средство связано со средством сбора и обработки данных и каждым аналого-цифровым преобразователем, который содержит первый цифровой умножитель и второй цифровой умножитель, связанные с первым аналого-цифровым преобразователем, а также третий цифровой умножитель и четвертый цифровой умножитель, связанные со вторым аналого-цифровым преобразователем, первый цифровой конвейерный фильтр, связанный с первым цифровым умножителем, второй цифровой конвейерный фильтр, связанный со вторым цифровым умножителем, третий цифровой конвейерный фильтр, связанный с третьим цифровым умножителем, четвертый цифровой конвейерный фильтр, связанный с четвертым цифровым умножителем, при этом каждый цифровой конвейерный фильтр связан также со средством сбора и обработки данных, а времязадающее средство связано с первым цифровым умножителем и третьим цифровым умножителем, а первый аналого-цифровой преобразователь и второй аналого-цифровой преобразователь соединены со вторым цифровым умножителем и третьим цифровым умножителем, первый цифровой конвейерный фильтр, связанный с первым цифровым умножителем множителя и последовательно с каждым из них включенные четыре цифровых конвейерных фильтра низких частот, каждые две пары которых соединяют один из выходов аналого-цифрового преобразователя с соответствующими входами устройства сбора и обработки данных, а вторые входы цифровых умножителей соединены с выходами когерентного и квадратурного опорных сигналов времязадающего устройства.The problem is solved in that a phasemeter with a heterodyne frequency conversion is proposed, comprising a timing device, first and second identical analog-to-digital converters, means for collecting and processing data, and the timing device is associated with a means for collecting and processing data and each analog-to-digital converter, which contains a first digital multiplier and a second digital multiplier associated with the first analog-to-digital converter, as well as a third digital multiplier and a fourth digital a multiplier associated with the second A / D converter, a first digital conveyor filter associated with the first digital multiplier, a second digital conveyor filter associated with the second digital multiplier, a third digital conveyor filter associated with the third digital multiplier, a fourth digital conveyor filter associated with the fourth digital multiplier, with each digital conveyor filter is also associated with a means of collecting and processing data, and the timing is associated with the first digital multiply and the third digital multiplier, and the first analog-to-digital converter and the second analog-to-digital converter are connected to the second digital multiplier and the third digital multiplier, the first digital conveyor filter connected to the first digital multiplier of the multiplier and four digital conveyor filters connected in series with each of them low frequencies, every two pairs of which connect one of the outputs of the analog-to-digital converter with the corresponding inputs of the data acquisition and processing device, and the second inputs digital multipliers are connected to the outputs of the coherent and quadrature reference signals of the timing device.
Дополнительные тактовые выходы времязадающего средства могут быть соединены с тактовыми входами каждого из аналого-цифровых преобразователей и с тактовым входом средства сбора и обработки данных.Additional clock outputs of the timing means may be connected to the clock inputs of each of the analog-to-digital converters and to the clock input of the data acquisition and processing means.
В качестве идентичных аналого-цифровых преобразователей с общим времязадающим устройством взяты быстродействующие АЦП, выбор АЦП с повышенным быстродействием возможен благодаря снижению требований к их разрядности.High-speed ADCs were taken as identical analog-to-digital converters with a common timing device, the choice of ADCs with increased speed is possible due to a decrease in the requirements for their capacity.
Схема предлагаемого устройства показана на рис.2, где: 6 - первый аналого-цифровой преобразователь, 7 - времязадающее средство, 8 - второй аналого-цифровой преобразователь, 9 - средство сбора и обработки данных, 10 - первый цифровой умножитель, 11 - второй цифровой умножитель, 12 - третий цифровой умножитель, 13 - четвертый цифровой умножитель, 14 - первый цифровой конвейерный фильтр низких частот, 15 - второй цифровой конвейерный фильтр низких частот, 16 - третий цифровой конвейерный фильтр низких частот, 17 - четвертый цифровой конвейерный фильтр низких частот.The scheme of the proposed device is shown in Fig. 2, where: 6 - the first analog-to-digital converter, 7 - time-consuming means, 8 - the second analog-to-digital converter, 9 - means for collecting and processing data, 10 - the first digital multiplier, 11 - the second digital multiplier, 12 - the third digital multiplier, 13 - the fourth digital multiplier, 14 - the first digital low-pass filter, 15 - the second digital low-pass filter, 16 - the third digital low-pass filter, 17 - the fourth digital low-pass filter stot.
Предлагаемый фазометр работает следующим образом.The proposed phasometer works as follows.
Входные сигналы вида (1) и (2) поступают на два быстродействующих АЦП (поз.6 и 8). С выхода первого АЦП цифровые отсчеты первого сигнала поступают на один из входов первого (поз.10) и второго (поз.11) цифровых умножителей, на вторые входы этих умножителей поступают цифровые коды, соответствующие значениям программно формируемого парного (аналитического) гармонического сигнала частоты ω0, то есть такого сигнала, в котором содержатся когерентная и квадратурная компоненты. Сдвиг фаз в сигналах, подаваемых на вторые входы первого и второго цифровых умножителей, составляет 90 градусов. На выходах цифровых умножителей формируются сигналы вида (4) и (5) в форме цифровых значений. Эти сигналы поступают на первый и второй цифровые конвейерные фильтры низких частот (поз.14 и 15), где фильтруются с одновременным уменьшением частоты их следования и увеличением разрядности [Е.А.Семерников, Е.Е.Семерникова, И.Л.Трунов. Области устойчивости конвейерных фильтров второго порядка http://www.contrterror.tsure.ru/site/magazine9/06-21-Semernikov.htm]. Такая фильтрация может быть, например, достигнута простым сложением этих сигналов, представленных в двоичной форме с соответствующим переносом децимальной запятой.Input signals of the form (1) and (2) are fed to two high-speed ADCs (pos. 6 and 8). From the output of the first ADC, digital readings of the first signal are fed to one of the inputs of the first (pos. 10) and second (pos. 11) digital multipliers, to the second inputs of these multipliers digital codes corresponding to the values of a software-generated pair (analytical) harmonic signal of frequency ω 0 , that is, a signal that contains coherent and quadrature components. The phase shift in the signals supplied to the second inputs of the first and second digital multipliers is 90 degrees. At the outputs of the digital multipliers, signals of the form (4) and (5) are generated in the form of digital values. These signals are fed to the first and second digital low-frequency conveyor filters (pos. 14 and 15), where they are filtered with a simultaneous decrease in their repetition rate and an increase in bit depth [E.A.Semernikov, E.E. Semernikova, I.L. Trunov. The stability areas of second-order conveyor filters http://www.contrterror.tsure.ru/site/magazine9/06-21-Semernikov.htm]. Such filtering can, for example, be achieved by simple addition of these signals, presented in binary form with the corresponding decimal point transfer.
Действие такого фильтра можно проиллюстрировать на последовательности малой разрядности.The effect of such a filter can be illustrated on a sequence of low resolution.
Например, пусть идут последовательно следующие двоичные отсчеты: 101, 110, 101, 100, 101, 110, 111, 110. Если эти числа складывать попарно, получится следующая последовательность: 1011, 1001, 1011, 1101. Для получения полусумм необходимо эти результаты разделить на 2, что соответствует сдвигу разрядов на единицу влево. То есть самый младший разряд в полученных последовательностях имеет вес не «1», a «1/2», что можно обозначить, отделив его запятой от старших разрядов. Таким образом, попарное сложение и сдвиг дает дополнительные разряды в результирующих средних числах. При этом частота следования таких разрядов может быть снижена вдвое. Если эту процедуру применить еще раз, частота следования снизится в четыре раза, а децимальную запятую в результате необходимо будет передвинуть на два разряда влево. При таком снижении полосы частот в четыре раза среднеквадратическое значение нормального гауссова шума снижается лишь два раза (в корень из четырех), а количество получаемых при этом дополнительных разрядов - два. Это соответствует уточнению значения в четыре раза. Поэтому один из полученных разрядов лишний, шумовой, и его можно отбросить. То есть потоковая фильтрация позволяет из потока N-разрядных чисел на частоте следования f0 получить поток (N+1)-разрядных чисел с частотой следования f1=f0/4 или поток (N+2)-разрядных чисел с частотой следования f2=f0/16 и так далее. Например, можно получить поток (N+5)-разрядных чисел с частотой следования f5=f0/1024.For example, let the following binary readings go sequentially: 101, 110, 101, 100, 101, 110, 111, 110. If you add these numbers in pairs, you get the following sequence: 1011, 1001, 1011, 1101. To get half the sum, you need to divide these results by 2, which corresponds to a shift of the digits by one to the left. That is, the smallest digit in the obtained sequences has a weight of not “1”, but “1/2”, which can be indicated by separating it with a comma from the higher digits. Thus, pairwise addition and shift gives additional digits in the resulting averages. In this case, the repetition rate of such discharges can be reduced by half. If this procedure is applied again, the repetition rate will decrease by four times, and the decimal point as a result will need to be moved two digits to the left. With such a decrease in the frequency band by four times, the rms value of normal Gaussian noise decreases only two times (to the root of four), and the number of additional bits obtained in this case is two. This corresponds to a refinement of the value four times. Therefore, one of the received discharges is superfluous, noise, and it can be discarded. That is, stream filtering allows you to get from a stream of N-bit numbers at a repetition rate f 0 a stream of (N + 1) -bit numbers with a repetition rate f 1 = f 0/4 or a stream of (N + 2) -bit numbers with a repetition rate f 2 = f 0/16 and so on. For example, it is possible to receive the stream (N + 5) -bit numbers with a repetition frequency f 5 = f 0/1024.
Например, последовательность 14-разрядных чисел, следующих с частотой 100 МГц, может быть преобразована конвейерным фильтром в последовательность 20-рязрядных чисел, следующих с частотой 24,4140625 кГц.For example, a sequence of 14-bit numbers following a frequency of 100 MHz can be converted by a pipeline filter into a sequence of 20-bit numbers following a frequency of 24.4140625 kHz.
В результате таких преобразований получаются последовательности двоичных многоразрядных чисел на достаточно низких частотах, которые позволяют для дальнейшей обработки использовать устройство сбора и обработки данных. Аналогичным путем работают третий и четвертый (поз.12 и 13) цифровые умножители, а также третий и четвертый конвейерные фильтры (поз.16 и 17). В результате средство сбора и обработки данных (роз. 9) вычисляет фазу сигналов (1) и (2), откуда вычисляется разность этих фаз.As a result of such transformations, sequences of binary multi-bit numbers at sufficiently low frequencies are obtained, which allow the use of a data acquisition and processing device for further processing. The third and fourth (pos. 12 and 13) digital multipliers, as well as the third and fourth conveyor filters (pos. 16 and 17) work in a similar way. As a result, the means of data collection and processing (rose. 9) calculates the phase of the signals (1) and (2), from where the difference of these phases is calculated.
Применение высокочастотных АЦП позволяет обрабатывать сигналы (1) и (2) на высоких несущих частотах, применение цифровых умножителей для умножения получаемых последовательностей отсчетов на программно формируемые цифровые значения когерентной и квадратурной компонент аналитического сигнала позволяет получать сигналы разностной частоты в цифровом виде также в форме когерентной и квадратурной компонент сигналов разностной частоты. Применение конвейерного фильтра позволяет снизить частоту следования получаемых отсчетов до такой достаточно низкой частоты, которая позволяет далее для обработки этих данных использовать относительно низкочастотное устройство сбора и обработки данных. В целом такое техническое решение позволяет исключить из тракта гетеродинного преобразования частот аналоговые усилители и фильтры, реализовать все операции в цифровом виде, что существенно снижает шумы обработки и повышает точность фазометра при одновременном повышении несущей частоты сигналов (1) и (2).The use of high-frequency ADCs allows the processing of signals (1) and (2) at high carrier frequencies, the use of digital multipliers to multiply the obtained sequences of samples by programmatically generated digital values of the coherent and quadrature components of the analytical signal allows to receive difference frequency signals in digital form also in the form of coherent and quadrature component of difference frequency signals. The use of a conveyor filter allows to reduce the repetition rate of the obtained samples to such a sufficiently low frequency that allows further use of a relatively low-frequency data acquisition and processing device for processing this data. In general, such a technical solution makes it possible to exclude analog amplifiers and filters from the heterodyne frequency conversion path, implement all operations in digital form, which significantly reduces processing noise and increases the accuracy of the phase meter while increasing the carrier frequency of signals (1) and (2).
Таким образом, предлагаемое устройство обеспечивает повышение точности при измерении разности фаз сигналов, имеющих высокочастотную несущую частоту.Thus, the proposed device provides improved accuracy when measuring the phase difference of signals having a high-frequency carrier frequency.
Все устройство полностью может быть реализовано на сигнальном процессоре, например на процессоре фирмы Altera [NCO MegaCore Function. User Guide. http://www.altera.com/literature/ug/ug_nco.pdf], использующим АЦП типа ADC6645, имеющим 14 разрядов и работающим на тактовой частоте 100 МГц.The entire device can be fully implemented on a signal processor, for example, on a processor company Altera [NCO MegaCore Function. User Guide http://www.altera.com/literature/ug/ug_nco.pdf] using an ADC type ADC6645, having 14 bits and operating at a clock frequency of 100 MHz.
Структурная схема средства сбора данных, которая проектируется и реализуется в составе этого сигнального процессора, может быть такой, например, как описано в Патенте РФ №2225012. Дополнительно может быть обеспечена лучшая синхронность работы всех элементов, для чего времязадающее средство может иметь дополнительные выходы синхронизирующих частот, которые могут быть соединены с тактовыми входами аналого-цифровых преобразователей и устройства сбора и обработки данных.The block diagram of the data collection tool, which is designed and implemented as part of this signal processor, may be, for example, as described in RF Patent No. 2225012. Additionally, better synchronization of the operation of all elements can be ensured, for which the time-consuming means can have additional outputs of synchronizing frequencies, which can be connected to the clock inputs of analog-to-digital converters and data acquisition and processing devices.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2010139880/28A RU2470312C2 (en) | 2010-09-28 | 2010-09-28 | Phase meter with heterodyne frequency conversion |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2010139880/28A RU2470312C2 (en) | 2010-09-28 | 2010-09-28 | Phase meter with heterodyne frequency conversion |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2010139880A RU2010139880A (en) | 2012-04-10 |
| RU2470312C2 true RU2470312C2 (en) | 2012-12-20 |
Family
ID=46031307
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2010139880/28A RU2470312C2 (en) | 2010-09-28 | 2010-09-28 | Phase meter with heterodyne frequency conversion |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2470312C2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2582625C1 (en) * | 2015-02-20 | 2016-04-27 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Новосибирский государственный технический университет" | Phasemeter |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4025848A (en) * | 1975-09-11 | 1977-05-24 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Waveform comparing phasemeter |
| SU883790A1 (en) * | 1980-02-08 | 1981-11-23 | Предприятие П/Я Г-4273 | Digital phase meter |
| RU1788477C (en) * | 1990-05-07 | 1993-01-15 | Институт Прикладной Физики Ан Бсср | Method of and device for measuring phase difference of two sine-wave voltages |
| RU2071067C1 (en) * | 1990-12-10 | 1996-12-27 | Дикарев Виктор Иванович | Phasemeter |
| EP1249689A2 (en) * | 1994-09-13 | 2002-10-16 | Fuji Electric Co., Ltd. | Phase difference measuring apparatus and mass flowmeter thereof |
| RU2225012C2 (en) * | 2002-04-19 | 2004-02-27 | Институт лазерной физики СО РАН | Phase-meter |
| RU60733U1 (en) * | 2006-08-08 | 2007-01-27 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Государственный московский завод "Салют" | PHASOMETER |
| CN101339212A (en) * | 2008-08-14 | 2009-01-07 | 西安爱邦电气有限公司 | Non-contact type high voltage phasing tester |
-
2010
- 2010-09-28 RU RU2010139880/28A patent/RU2470312C2/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4025848A (en) * | 1975-09-11 | 1977-05-24 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Waveform comparing phasemeter |
| SU883790A1 (en) * | 1980-02-08 | 1981-11-23 | Предприятие П/Я Г-4273 | Digital phase meter |
| RU1788477C (en) * | 1990-05-07 | 1993-01-15 | Институт Прикладной Физики Ан Бсср | Method of and device for measuring phase difference of two sine-wave voltages |
| RU2071067C1 (en) * | 1990-12-10 | 1996-12-27 | Дикарев Виктор Иванович | Phasemeter |
| EP1249689A2 (en) * | 1994-09-13 | 2002-10-16 | Fuji Electric Co., Ltd. | Phase difference measuring apparatus and mass flowmeter thereof |
| RU2225012C2 (en) * | 2002-04-19 | 2004-02-27 | Институт лазерной физики СО РАН | Phase-meter |
| RU60733U1 (en) * | 2006-08-08 | 2007-01-27 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Государственный московский завод "Салют" | PHASOMETER |
| CN101339212A (en) * | 2008-08-14 | 2009-01-07 | 西安爱邦电气有限公司 | Non-contact type high voltage phasing tester |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2582625C1 (en) * | 2015-02-20 | 2016-04-27 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Новосибирский государственный технический университет" | Phasemeter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2010139880A (en) | 2012-04-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7227346B1 (en) | Two channel digital phase detector | |
| WO2018188228A1 (en) | High-precision frequency measuring system and method | |
| EP1584929A2 (en) | High performance signal generation | |
| CN211348423U (en) | High-frequency signal measuring device | |
| CN106291105A (en) | A kind of sweep generator based on digital zero intermediate frequency | |
| JP6274818B2 (en) | Characteristic measuring device with surface acoustic wave sensor | |
| CN116755510A (en) | FPGA implementation method and system of digital phase-locked amplifier | |
| CN104808064A (en) | Triangular wave excited Wheatstone bridge measuring circuit | |
| US8860505B2 (en) | Lock-in amplifier with phase-synchronous processing | |
| CN110768661A (en) | Phase-locked amplifier based on neural network | |
| RU2470312C2 (en) | Phase meter with heterodyne frequency conversion | |
| EP3220545B1 (en) | Phase measuring device and apparatuses using phase measuring device | |
| EP2450714A2 (en) | Test and measurement instrument with oscillator phase dejitter | |
| Toral et al. | Reactive power and energy measurement in the frequency domain using random pulse arithmetic | |
| RU2225012C2 (en) | Phase-meter | |
| CN104950168B (en) | A kind of low signal-to-noise ratio sinusoidal signal High Precision Frequency method based on quadratic average | |
| EP0972172B1 (en) | Circuit arrangement for deriving the measured variable from the signals of sensors of a flow meter | |
| RU2497136C1 (en) | Phase meter with heterodyne conversion of frequency | |
| RU2388001C1 (en) | Device for measuring phase difference of radio signals | |
| US6606572B2 (en) | Circuit arrangement for deriving the measured variable from the signals of sensors of a flow meter | |
| RU2582625C1 (en) | Phasemeter | |
| RU2551837C2 (en) | Phase meter with heterodyne conversion of frequency | |
| RU2700334C1 (en) | Method of measuring phase difference of harmonic signals at outputs of linear paths with low signal-to-noise ratios | |
| RU2591742C1 (en) | Method of measuring frequency of harmonic signal and device therefor | |
| CN111736016B (en) | Alternating current transmission characteristic detection circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20180929 |