RU2459326C1

RU2459326C1 - Dipole antenna

Info

Publication number: RU2459326C1
Application number: RU2011118467/07A
Authority: RU
Inventors: Анатолий Петрович Горбачев (RU); Анатолий Петрович Горбачев; Юлия Олеговна Филимонова (RU); Юлия Олеговна Филимонова
Priority date: 2011-05-06
Filing date: 2011-05-06
Publication date: 2012-08-20

Abstract

FIELD: radio engineering.

SUBSTANCE: antenna has a double-wire feed line and, lying at an angle to each other, a first 1, a second 2, a third 3 and a fourth 4 thin wires, wherein adjacent ends of the first 1 and third 3 wires, as well as the second 2 and fourth 4 wires are galvanically connected to each other and each of the leads 5 and 6 of the double-wire feed line 7. All wires are identical and have length which is equal to a quarter of the central wavelength of the operating frequency range. The interconnected wires 1 and 3, as well as 2 and 4 lie in mutually orthogonal planes, and the angle between connected wires is selected such that the power polynomial-based relationship is satisfied: R_A=73.0775-94.426532α'+846.861388α'²-3268.248784α'³+4151.07214α'⁴-1703.376622α'⁵, where R_A is the active input resistance which varies from 5 ohms to 73 ohms, α'=α/180, α is the angle between connected wires which varies from 0° to 180°.

EFFECT: enabling smooth adjustment of the antenna input resistance by changing the angle between connected wires.

5 dwg

Description

Предлагаемая дипольная антенна относится к области техники сверхвысоких частот (СВЧ) и может быть использована как самостоятельная, отдельно функционирующая антенна в телекоммуникационных устройствах, так и в качестве базового излучающего элемента (БИЭ) фазированных антенных решеток (ФАР) радиолокационных и радионавигационных систем.The proposed dipole antenna belongs to the field of microwave technology and can be used as an independent, separately functioning antenna in telecommunication devices, or as a base emitting element (BIE) of phased antenna arrays (PAR) of radar and radio navigation systems.

Актуальность разработки таких антенн обусловлена всевозрастающими требованиями к антенным системам СВЧ в отношении их массогабаритных показателей, технологичности изготовления и сборочно-регулировочных работ, а также в плане обеспечения произвольного уровня сопротивления излучения. Для разрабатываемых ныне систем необходимы компактные антенны, пригодные для групповой технологии реализации микроэлектроники и полосковых микросхем, включая тонкие (порядка 0.1 мм) диэлектрические материалы, на поверхности которых реализуется печатная антенна. Произвольный уровень сопротивления излучения (или активной составляющей входного сопротивления) антенны позволяет обойтись без широкополосных согласующих трансформаторов в многоканальных делителях мощности систем питания ФАР.The relevance of the development of such antennas is due to the ever-increasing requirements for microwave antenna systems with regard to their overall dimensions, manufacturability and assembly and adjustment work, and also in terms of ensuring an arbitrary level of radiation resistance. The systems currently being developed require compact antennas suitable for group technology for the implementation of microelectronics and strip microcircuits, including thin (about 0.1 mm) dielectric materials, on the surface of which a printed antenna is realized. An arbitrary level of radiation resistance (or the active component of the input resistance) of the antenna eliminates the need for broadband matching transformers in multichannel power dividers of the power supply systems of the PAR.

Реализация произвольного сопротивления излучения за счет изменения лишь угла между излучающими проводниками будет способствовать также расширению сфер использования таких антенн. В частности, весьма перспективно их применение в радиоидентификационных СВЧ-системах [the ultra high frequency radio frequency identification (UHF RFID) systems], когда полезная информация о продукции и конфиденциальность доступа к ней обеспечивается цифровым кодом, «зашитым» в компактную радиочастотную микросхему (чип), имеющую активную составляющую выходного сопротивления на радиочастоте порядка 7…25 Ом. Чип соединяется непосредственно с клеммами питания антенны, имеющей ту же активную составляющую входного сопротивления и комплексно-сопряженную с чипом реактивную составляющую, имеющую индуктивный характер (чип, как правило, с емкостным характером выходного сопротивления). Радиоидентификационные системы ныне интенсивно совершенствуются и находят все более широкое применение в торговле, сфере услуг, ресторанном бизнесе, упаковке и маркировке товаров. Для этих целей отведены следующие диапазоны частот: Европа - 866…869 МГц; Северная и Южная Америка - 902…92 8 МГц; Япония и ряд регионов Азии - 950…956 МГц.The implementation of arbitrary radiation resistance due to changes in only the angle between the radiating conductors will also contribute to the expansion of the scope of use of such antennas. In particular, their use in the microwave radio identification systems [the ultra high frequency radio frequency identification (UHF RFID) systems] is very promising, when useful product information and confidentiality of access to it is provided by a digital code “wired” into a compact radio frequency microcircuit (chip ), having an active component of the output resistance at the radio frequency of the order of 7 ... 25 Ohms. The chip is connected directly to the power terminals of the antenna, which has the same active component of the input impedance and the reactive component complexly conjugated to the chip, which has an inductive character (the chip, as a rule, with the capacitive nature of the output impedance). Radio identification systems are now being intensively improved and are increasingly used in trade, services, the restaurant business, packaging and labeling of goods. For these purposes, the following frequency ranges are reserved: Europe - 866 ... 869 MHz; North and South America - 902 ... 92 8 MHz; Japan and a number of Asian regions - 950 ... 956 MHz.

Известна широкополосная дипольная антенна, описанная в патенте США №2258406, опубликованном 7 октября 1941 года. Эта антенна содержит питающую двухпроводную линию, а также пару расположенных под углом 90° четвертьволновых тонких проводников (см. фиг.1 Описания этого патента, доступного по адресу: http://ep.espacenet.com). Смежные концы обоих проводников расположены в непосредственной близости и соединены с соответствующими выводами питающей двухпроводной линии. Здесь и далее термин «в непосредственной близости» означает, что расстояние между смежными концами тонких проводников во много раз меньше их длины. В результате диаграмма направленности такой антенны практически полностью удовлетворяет требованию всенаправленности (см. фиг.4 Описания этого патента), а изменение активной составляющей ее входного сопротивления осуществляется только подбором диаметров проводников.Known broadband dipole antenna, described in US patent No. 2258406, published October 7, 1941. This antenna contains a two-wire supply line, as well as a pair of quarter-wave thin conductors located at an angle of 90 ° (see Fig. 1 for a description of this patent, available at http://ep.espacenet.com). The adjacent ends of both conductors are located in close proximity and are connected to the corresponding terminals of the supply two-wire line. Hereinafter, the term "in close proximity" means that the distance between the adjacent ends of thin conductors is many times smaller than their length. As a result, the directivity pattern of such an antenna almost completely satisfies the omnidirectionality requirement (see FIG. 4 of the Description of this patent), and the change in the active component of its input resistance is carried out only by selecting the diameters of the conductors.

Однако диаметры проводников не могут изменяться в широких пределах, ибо должно соблюдаться «тонко цилиндровое» условие, когда наибольший размер поперечного сечения проводников (в случае цилиндрической формы проводников - это их диаметр) должен быть во много раз (порядка 100 раз) меньше их длины. Поэтому сопротивление излучения такой антенны не снижается ниже 40…70 Ом, чтобы быть согласованным с волновым сопротивлением питающей двухпроводной линии. Если упомянутую антенну реализовать печатным способом на тонкой диэлектрической подложке в диапазоне частот 860…960 МГц (UHF RFID systems), то обеспечить малые (порядка 7…15 Ом) значения сопротивления излучения не представляется возможным.However, the diameters of the conductors cannot vary widely, because the “thin cylinder” condition must be met when the largest cross-sectional size of the conductors (in the case of a cylindrical shape of the conductors is their diameter) should be many times (about 100 times) less than their length. Therefore, the radiation resistance of such an antenna does not decrease below 40 ... 70 Ohms in order to be consistent with the wave impedance of the supply two-wire line. If the aforementioned antenna is realized by printing on a thin dielectric substrate in the frequency range 860 ... 960 MHz (UHF RFID systems), then it is not possible to provide small (about 7 ... 15 Ohm) radiation resistance values.

Таким образом, упомянутая система не позволяет реализовать малые значения сопротивления излучения, что препятствует ее использованию в тех областях, где необходимо обеспечить сопротивление излучения, плавно изменяющееся от единиц Ом до 73 Ом (сопротивление излучения классического полуволнового диполя).Thus, the aforementioned system does not allow realizing small values of the radiation resistance, which hinders its use in those areas where it is necessary to provide radiation resistance that smoothly varies from units of Ohms to 73 Ohms (radiation resistance of the classical half-wave dipole).

Известна также дипольная антенна, описанная в патенте США №2483240, опубликованном 27 сентября 1949 года. Эта антенна содержит два вертикально ориентированных излучающих элемента в форме соосных проводящих пустотелых цилиндров разной длины, но одинакового диаметра, разделенных цилиндрической изоляционной пустотелой втулкой того же диаметра, длина которой много меньше длины короткого цилиндра. При этом короткий цилиндр является верхней частью антенны, а более длинный цилиндр - ее нижней частью. Высокочастотная энергия подается с помощью коаксиального фидера, расположенного по оси нижнего цилиндра внутри него. При этом наружный трубчатый проводник коаксиального фидера гальванически соединен с верхним основанием большого цилиндра, в котором предварительно выполнено отверстие, диаметр которого равен внутреннему диаметру трубчатого проводника коаксиального фидера. В результате внутренний проводник коаксиального фидера пропускается в это отверстие и гальванически соединяется с нижним основанием короткого цилиндра. К верхнему основанию длинного цилиндра с шагом 60° вдоль его окружности гальванически соединяются шесть полуволновых цилиндрических проводников достаточно малого диаметра. В описании вышеупомянутого патента в столбце 3, строки 9-13, указывается, что «… Посредством эксперимента было определено, что оптимальные результаты получаются в случае, когда угол между каждым из шести цилиндрических проводников и осью большого цилиндра составляет порядка 45°… (By experiment it has been determined that optimum results are obtained with this antenna system when the angle between the rod members and the axis of the cylinder is of the order of forty - five degrees…)».A dipole antenna is also known, as described in US Pat. No. 2,438,340, published September 27, 1949. This antenna contains two vertically oriented emitting elements in the form of coaxial conductive hollow cylinders of different lengths but of the same diameter, separated by a cylindrical insulating hollow sleeve of the same diameter, the length of which is much less than the length of a short cylinder. In this case, the short cylinder is the upper part of the antenna, and the longer cylinder is its lower part. High-frequency energy is supplied using a coaxial feeder located along the axis of the lower cylinder inside it. In this case, the outer tubular conductor of the coaxial feeder is galvanically connected to the upper base of the large cylinder in which a hole is made previously, the diameter of which is equal to the inner diameter of the tubular conductor of the coaxial feeder. As a result, the inner conductor of the coaxial feeder is passed into this hole and galvanically connected to the lower base of the short cylinder. Six half-wave cylindrical conductors of a sufficiently small diameter are galvanically connected to the upper base of a long cylinder with a step of 60 ° along its circumference. In the description of the aforementioned patent, in column 3, lines 9-13, it is stated that “... It was determined by experiment that optimal results are obtained when the angle between each of the six cylindrical conductors and the axis of the large cylinder is about 45 ° ... (By experiment it has been determined that optimum results are obtained with this antenna system when the angle between the rod members and the axis of the cylinder is of the order of forty - five degrees ...) ".

В результате шесть вышеупомянутых проводников электрически эквивалентны конической поверхности уменьшенного веса и небольшой ветровой нагрузки. Такой излучатель питается стандартным коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением 50/75 Ом или коаксиальным фидером собственного изготовления с произвольным, но достаточно большим волновым сопротивлением. Иными словами, вышеупомянутая антенна не позволяет реализовать малые значения сопротивления излучения, плавно изменяющиеся от единиц Ом до 73 Ом. К тому же печатная реализация такой антенны, особенно на тонких (порядка 0.1 мм) диэлектрических пленках, не представляется возможной.As a result, the six aforementioned conductors are electrically equivalent to a conical surface of reduced weight and low wind load. Such a radiator is powered by a standard coaxial cable with a wave impedance of 50/75 Ohms or a coaxial feeder of its own manufacture with an arbitrary but sufficiently large wave impedance. In other words, the aforementioned antenna does not allow to realize small values of the radiation resistance, smoothly varying from units of Ohms to 73 Ohms. In addition, the printed implementation of such an antenna, especially on thin (about 0.1 mm) dielectric films, is not possible.

Известна также дипольная антенна (по другой терминологии - веерный вибратор), каждая половина которой состоит из двух трубок, расположенных в одной плоскости и расходящихся под некоторым углом друг к другу, описанная в работе: Загик С.Е., Капчинский Л.М. «Приемные телевизионные антенны». - М.: Л.: Государственное энергетическое издательство, 1962 г., стр.50-51, рис.22. Этот вибратор работает на всех 12 каналах метровых волн, причем его длина составляет примерно λ/2 на средней частоте каналов 1-5 и 3λ/2 на средней частоте каналов 6-12. В этом режиме входное сопротивление вибратора близко к волновому сопротивлению кабеля снижения, равному 75 Ом, причем соединение антенны с кабелем производится при помощи симметрирующего мостика через трансформатор из кабеля марки РК-2 с волновым сопротивлением 90 Ом. Длина мостика равна 1100 мм, длина согласующего отрезка кабеля - 700 мм. Как видно из рис.22 вышеупомянутой работы, угол между плоскостями, в которых расположены трубки вибратора, составляет 120° (наклон в сторону телецентра). Необходимость такого наклона описана в работе: Капчинский Л.М. «Конструирование и изготовление телевизионных антенн». - М.: Радио и связь, 1995 г., стр.56, 57, рис.24, и связана с тем, что диаграмма направленности линейного вибратора в горизонтальной плоскости на каналах 6-12 искажается: основные лепестки диаграммы раздваиваются, и в направлении на телецентр в диаграмме появляется провал. Для «исправления» диаграммы, т.е. для устранения провала, производится наклон плоскостей, в которых расположены трубки вибратора.A dipole antenna is also known (in another terminology - a fan vibrator), each half of which consists of two tubes located in the same plane and diverging at a certain angle to each other, described in the work: Zagik S.E., Kapchinsky L.M. "Receiving television antennas." - M .: L .: State Energy Publishing House, 1962, p. 50-51, Fig. 22. This vibrator works on all 12 channels of meter waves, and its length is approximately λ / 2 at the average frequency of channels 1-5 and 3λ / 2 at the average frequency of channels 6-12. In this mode, the input impedance of the vibrator is close to the impedance of the reduction cable, equal to 75 Ohms, and the antenna is connected to the cable using a balancing bridge through a transformer made from a cable of the RK-2 brand with a wave impedance of 90 Ohms. The length of the bridge is 1100 mm, the length of the matching cable segment is 700 mm. As can be seen from Fig. 22 of the aforementioned work, the angle between the planes in which the vibrator tubes are located is 120 ° (inclination towards the telecentre). The need for such a slope is described in the work: Kapchinsky L.M. "Design and manufacture of television antennas." - M .: Radio and communications, 1995, pp. 56, 57, Fig. 24, and is due to the fact that the directivity pattern of the linear vibrator in the horizontal plane on channels 6-12 is distorted: the main lobes of the diagram are bifurcated, and in the direction a failure appears at the telecentre in the diagram. To "fix" the chart, i.e. to eliminate the failure, the plane is inclined, in which the vibrator tubes are located.

Однако такое «исправление» диаграммы направленности за счет наклона плоскостей, в которых расположены трубки вибратора, безусловно, эффективное при приеме сигнала с одного конкретного направления на телецентр, автоматически означает нарушение требования всенаправленности антенны в горизонтальной плоскости и оправдано лишь тогда, когда местоположение передатчика сигнала заранее известно (телецентр). К сожалению, в большинстве связных проектов, а также в упомянутых UHF RFTD системах местоположение источника сигнала заранее не определено. К тому же для нормальной работы антенны необходим мостик, длина которого составляет почти половину длины вибратора (дипольной антенны), и отрезок кабеля с волновым сопротивлением 90 Ом, а возможное печатное исполнение такой антенны, которое само по себе представляется проблематичным, еще больше обострит проблему, так как упомянутый тупой угол 120° увеличится до 180° (печатное исполнение содержит, как правило, планарные фрагменты).However, such a “correction” of the radiation pattern due to the inclination of the planes in which the vibrator tubes are located, of course, effective when receiving a signal from one specific direction to the telecentre, automatically means a violation of the antenna’s omnidirectionality requirement in the horizontal plane and is justified only when the location of the signal transmitter in advance known (telecentre). Unfortunately, in most connected projects, as well as in the UHF RFTD systems mentioned, the location of the signal source is not predetermined. In addition, for the normal operation of the antenna, a bridge is required, the length of which is almost half the length of the vibrator (dipole antenna), and a cable length with a wave impedance of 90 Ohms, and the possible printed design of such an antenna, which in itself seems problematic, will further aggravate the problem. since the mentioned obtuse angle of 120 ° will increase to 180 ° (the printed version contains, as a rule, planar fragments).

Таким образом, вышеописанный веерный вибратор с симметрирующим мостиком не позволяет реализовать малые значения сопротивления излучения антенны, плавно изменяющиеся от единиц Ом до 73 Ом.Thus, the above-described fan vibrator with a balancing bridge does not allow to realize small values of the radiation resistance of the antenna, smoothly varying from units of Ohms to 73 Ohms.

Известна также дипольная антенна, описанная в патенте США №7667661, H01Q 9/28, опубликованном 15 января 2009 года. Эта антенна содержит первую и вторую проводящие излучающие части, расположенные под углом друг к другу, смежные концы которых соединены узкой (высокоомной) проводящей перемычкой. Упомянутые излучающие части и перемычка могут быть выполнены печатным способом на диэлектрической подложке или высечены из тонкого металлического листа: «… the radiation units and the short - circuited unit are manufactured into a unity and formed on a dielectric substrate by printing or etching. Besides, the radiation units and the short - circuited unit can also be formed by cutting metal sheets» (см. окончание правого столбца страницы 1 Описания оригинала патента). Продолжения сторон обеих излучающих частей образуют угол, лежащий между 90° и 180°: «… the extension directions of the sides form an angle, such as between 90 degrees and 180 degrees…» (центральная часть левого столбца страницы 2 Описания). К смежным концам излучающих частей подключаются соответственно центральный проводник и внешний заземленный проводник коаксиального кабеля (см. первую половину левого столбца страницы 2 Описания).A dipole antenna is also known, as described in US Pat. No. 7,667,661, H01Q 9/28, published January 15, 2009. This antenna contains the first and second conductive radiating parts located at an angle to each other, the adjacent ends of which are connected by a narrow (high resistance) conductive jumper. Mentioned radiating parts and a jumper can be printed on a dielectric substrate or carved from a thin metal sheet: "... the radiation units and the short - circuited unit are manufactured into a unity and formed on a dielectric substrate by printing or etching. Besides, the radiation units and the short - circuited unit can also be formed by cutting metal sheets ”(see end of the right column of page 1 of the original patent description). The extensions of the sides of both radiating parts form an angle lying between 90 ° and 180 °: "... the extension directions of the sides form an angle, such as between 90 degrees and 180 degrees ..." (the central part of the left column of the page 2 of the Description). The central conductor and the external earthed conductor of the coaxial cable are connected to the adjacent ends of the radiating parts (see the first half of the left column of page 2 of the Description).

В результате такого исполнения антенны удается обеспечить хорошие характеристики излучения в полосе частот беспроводного доступа (WLAN) 2400-2484 МГц к таким устройствам, как принтер или ноутбук. При этом сама антенна располагается в углу устройства, что способствует улучшению эстетического восприятия: «… the short - circuited dipole antenna can be disposed in a corner of the electronic device, and thus the appearance of the electronic device remains aesthetically pleasing» (см. первую половину левого столбца страницы 2 Описания).As a result of this antenna design, it is possible to provide good emission characteristics in the frequency band of the wireless access (WLAN) 2400-2484 MHz to devices such as a printer or laptop. At the same time, the antenna itself is located in the corner of the device, which helps to improve aesthetic perception: "... the short - circuited dipole antenna can be disposed in a corner of the electronic device, and thus the appearance of the electronic device remains aesthetically pleasing" (see first half of the left column of page 2 of the Description).

Однако антенна питается коаксиальным кабелем стандартного волнового сопротивления, величина которого по умолчанию принимается равной 50 или 75 Ом. В упомянутом патенте нет указаний на малые значения волнового сопротивления питающего коаксиального фидера собственного изготовления. К тому же анализ этой антенны, выполненный заявителем с использованием метода моментов и наведенных электродвижущих сил, показал, что ее сопротивление излучения изменяется в диапазоне частот согласования 2400-2500 МГц от 54 до 81 Ом. Это позволяет заключить, что упомянутая антенна не позволяет реализовать малые значения сопротивления излучения, плавно изменяющиеся от единиц Ом до 73 Ом.However, the antenna is powered by a standard impedance coaxial cable, the default value of which is assumed to be 50 or 75 Ohms. In the aforementioned patent, there are no indications of small values of wave impedance of the in-house coaxial feeder. Moreover, the analysis of this antenna, performed by the applicant using the method of moments and induced electromotive forces, showed that its radiation resistance varies in the frequency range of matching 2400-2500 MHz from 54 to 81 Ohms. This allows us to conclude that the aforementioned antenna does not allow to realize small values of the radiation resistance, smoothly varying from units of Ohms to 73 Ohms.

Известна также широкополосная дипольная коротковолновая приемная антенна, описанная в патенте Великобритании №460570 от 29 января 1937 года и выбранная в качестве прототипа предлагаемого изобретения. Эта антенна согласно фиг.2 ее Описания содержит питающую двухпроводную линию и расположенные под углом в одной плоскости первый (позиция «а» на фиг.2 ее Описания), второй (позиция «b»), третий (позиция «с») и четвертый (позиция «d») тонкие проводники, причем первый и второй, а также третий и четвертый проводники выполнены коллинеарно. При этом смежные концы проводников гальванически соединены между собой и каждым из двух выводов питающей двухпроводной линии (выводы обозначены позицией «о» на фиг.2 ее Описания).Also known is a broadband dipole shortwave receive antenna described in UK patent No. 460570 of January 29, 1937 and selected as a prototype of the present invention. This antenna according to figure 2 of its description contains a supply two-wire line and located at an angle in one plane, the first (position "a" in figure 2 of its description), the second (position "b"), the third (position "c") and the fourth (position “d”) thin conductors, the first and second, as well as the third and fourth conductors being made collinearly. In this case, the adjacent ends of the conductors are galvanically connected to each other and to each of the two terminals of the supply two-wire line (the terminals are indicated by “o” in FIG. 2 of its Description).

Согласно строкам 80-83 страницы 1 Описания упомянутого патента отношение длин больших по длине проводников 1 и 2 и коротких проводников 3 и 4 равно примерно двум: «… the ratio of the lengths of the longer and shorter arms so formed being approximately two to one…». В результате первый и второй проводники образуют диполь, резонирующий на одной (более низкой) из частот рабочего диапазона, а третий и четвертый проводники образуют более короткий диполь, резонирующий на другой (более высокой) частоте рабочего диапазона. При этом, как отмечается в строках 97-104 страницы 2 Описания, при резонансе одного из диполей другой диполь имеет высокое входное сопротивление и его влиянием можно пренебречь: «… At or near the resonance condition of either arm of a dipole the other arm appears to be high impedance and can be neglected. Thus for certain frequencies the arms "a" and "b" will be responsive and at other frequencies the arms "c" and "d" will be responsive».According to lines 80-83 of page 1 of the Description of the mentioned patent, the ratio of the lengths of the long lengths of conductors 1 and 2 and short conductors 3 and 4 is approximately two: “... the ratio of the lengths of the longer and shorter arms so formed being approximately two to one ... ". As a result, the first and second conductors form a dipole resonating at one (lower) of the frequencies of the working range, and the third and fourth conductors form a shorter dipole resonating at the other (higher) frequency of the working range. Moreover, as noted in lines 97-104 of page 2 of the Description, when one of the dipoles resonates, the other dipole has a high input impedance and its effect can be neglected: “... At or near the resonance condition of either arm of a dipole the other arm appears to be high impedance and can be neglected. Thus for certain frequencies the arms "a" and "b" will be responsive and at other frequencies the arms "c" and "d" will be responsive. "

В результате соответствующего выбора резонансных частот обоих диполей выше и ниже особой (средней) частоты общая полоса пропускания упомянутой антенны, как отмечается в строках 47-56 страницы 1 Описания, расширяется: «… these frequencies lying respectively above and below the said particular frequency, the transmission line being given an impedance greater than that of the dipoles at resonance, but so chosen in relation to the points of connection that a substantially flat response is obtained to signals lying intermediate the resonant frequencies of the dipoles». Эти же строки свидетельствуют о том, что питающая двухпроводная линия имеет волновое сопротивление, сопоставимое или больше сопротивления диполей на резонансе, которое, как известно, равно примерно 73 Ом.As a result of the appropriate choice of the resonant frequencies of both dipoles above and below the special (average) frequency, the total bandwidth of the aforementioned antenna, as noted in lines 47-56 of page 1 of the Description, expands: “... these frequencies lying respectively above and below the said particular frequency, the transmission line being given an impedance greater than that of the dipoles at resonance, but so chosen in relation to the points of connection that a substantially flat response is obtained to signals lying intermediate the resonant frequencies of the dipoles. " These same lines indicate that the two-wire supply line has a wave impedance comparable to or greater than the dipole resistance at the resonance, which, as you know, is approximately 73 Ohms.

Таким образом, несмотря на расширение полосы пропускания упомянутой дипольной антенны в коротковолновом диапазоне в области длин волн 200 метров и выше (строки 4-8 страницы 2 Описания: «… is to provide a short wave antenna system which can also be utilized for reception on ordinary broadcast wave lengths, i.e. on wave lengths of 200 metres and over…»), ее сопротивление излучения не может быть менее резонансного сопротивления диполя, равного 73 Ом. Иными словами, вышеупомянутая антенна не позволяет реализовать значения активной составляющей входного сопротивления, плавно изменяющиеся от единиц Ом до 73 Ом, хотя печатное исполнение такой антенны в дециметровом диапазоне волн не должно встречать затруднений, так как все четыре тонкие ее проводника лежат в одной плоскости.Thus, despite the expansion of the bandwidth of the mentioned dipole antenna in the shortwave range in the wavelength region of 200 meters and above (lines 4-8 of page 2 Descriptions: “... is to provide a short wave antenna system which can also be utilized for reception on ordinary broadcast wave lengths, ie on wave lengths of 200 meters and over ... ”), its radiation resistance cannot be less than the resonant dipole resistance of 73 Ohms. In other words, the aforementioned antenna does not allow realizing the values of the active component of the input resistance, smoothly varying from units of Ohms to 73 Ohms, although the printed version of such an antenna in the decimeter wavelength range should not encounter any difficulties, since all four of its thin conductors lie in the same plane.

Задачей предлагаемого изобретения является создание дипольной антенны, позволяющей реализовать плавно изменяющиеся от 5 Ом до 73 Ом значения входного сопротивления на резонансе.The objective of the invention is the creation of a dipole antenna, which allows to realize smoothly varying from 5 Ohms to 73 Ohms values of the input impedance at resonance.

Решение поставленной задачи обеспечивается тем, что в известной дипольной антенне, содержащей питающую двухпроводную линию и расположенные под углом друг к другу первый, второй, третий и четвертый тонкие проводники, причем смежные концы первого и третьего, а также второго и четвертого проводников гальванически соединены между собой и каждым из двух выводов питающей двухпроводной линии, все проводники выполнены идентичными и имеют длину, равную четверти длины центральной волны рабочего диапазона, при этом соединенные между собой первый и третий, а также второй и четвертый проводники расположены во взаимно ортогональных плоскостях, а угол между соединенными проводниками выбирается так, чтобы выполнялось соотношение на основе степенного полинома:The solution to this problem is ensured by the fact that in the known dipole antenna containing a supply two-wire line and located at an angle to each other, the first, second, third and fourth thin conductors, and the adjacent ends of the first and third, as well as the second and fourth conductors are galvanically interconnected and with each of the two conclusions of the supplying two-wire line, all the conductors are identical and have a length equal to a quarter of the length of the central wave of the working range, while the first and the third, as well as the second and fourth conductors are located in mutually orthogonal planes, and the angle between the connected conductors is selected so that the relation based on a power polynomial is satisfied:

R_A=73,0775-94,426532α'+846,861388α'²-R _A = 73.0775-94.426532α '+ 846.861388α' ² -

-3268,248784α'³+4151,07214α'⁴-1703,376622α'⁵,-3268.248784α ' ³ + 4151.07214α' ⁴ -1703.376622α ' ⁵ ,

где R_A - активное входное сопротивление, изменяющееся от 5 Ом до 73 Ом, α'=α/180, α - угол между соединенными проводниками, изменяющийся от 0° до 180°.where R _A is the active input resistance, varying from 5 Ohms to 73 Ohms, α '= α / 180, α is the angle between the connected conductors, varying from 0 ° to 180 °.

На фиг.1 изображена предлагаемая дипольная антенна, на фиг.2 - направления токов проводимости и смещения в антенне для фиксированного момента времени при ее рассмотрении со стороны положительных значений оси Z (вид А), на фиг.3 - направления токов проводимости и смещения в антенне для того же момента времени при ее рассмотрении со стороны отрицательных значений оси Z (вид Б), на фиг.4 показана зависимость активной составляющей входного сопротивления антенны R_A при резонансе от угла α при вершине соединения смежных концов проводников 1, 3 или 2, 4, на фиг.5 изображена полосковая заготовка заявляемой дипольной антенны, несущая на себе соответствующие печатные проводники.In Fig.1 shows the proposed dipole antenna, in Fig.2 - the direction of the conduction and bias currents in the antenna for a fixed point in time when viewed from the positive values of the Z axis (view A), Fig.3 - the direction of the conduction and bias currents in the antenna for the same moment in time when viewed from the side of the negative values of the Z axis (view B), Fig. 4 shows the dependence of the active component of the input resistance of the antenna R _A at resonance on angle α at the vertex of the connection of adjacent ends of conductors 1, 3 or 2, 4, n and figure 5 shows the strip blank of the inventive dipole antenna, bearing the corresponding printed conductors.

Предлагаемая дипольная антенна (фиг.1) содержит расположенные под углом друг к другу идентичные первый 1, второй 2, третий 3 и четвертый 4 тонкие проводники. При этом проводники 1 и 3 расположены в вертикальной плоскости XOZ, а проводники 2 и 4 - в горизонтальной плоскости XOY, причем для улучшения восприятия пространственного расположения все проводники выполнены в виде узких ленточных проводящих заготовок длиной L, шириной w и толщиной t. Это означает, что выполнены следующие соотношения размеров:The proposed dipole antenna (figure 1) contains located at an angle to each other identical first 1, second 2, third 3 and fourth 4 thin conductors. In this case, the conductors 1 and 3 are located in the vertical XOZ plane, and the conductors 2 and 4 are in the horizontal XOY plane, and to improve the perception of the spatial arrangement, all conductors are made in the form of narrow ribbon conductive blanks of length L, width w and thickness t. This means that the following size ratios are satisfied:

где λ_C - длина центральной волны рабочего диапазона частот f_L…f_R:where λ _C is the length of the central wave of the working frequency range f _L ... f _R :

В принципе, форма поперечного сечения проводников 1, 2, 3 и 4 может быть произвольной; существенно лишь требование, чтобы размеры сечения были много меньше длины L проводников.In principle, the cross-sectional shape of the conductors 1, 2, 3 and 4 can be arbitrary; the essential requirement is that the dimensions of the cross section be much smaller than the length L of the conductors.

Смежные концы первого 1 и третьего 3, а также второго 2 и четвертого 4 проводников гальванически соединены между собой и каждым из двух выводов 5, 6 питающей двухпроводной линии 7, в результате чего угол α между проводниками 1 и 3 (плоскость XOZ), а также 2 и 4 (плоскость XOY) может изменяться от 0° до 180°. При α=180° реализуется антенна, состоящая из двух ленточных проводников длиной 2L, расположенных в ортогональных плоскостях XOZ и XOY перпендикулярно друг другу. При цилиндрической форме проводников 1, 2, 3 и 4 их диаметр выбирается из так называемого «тонкоцилиндрового» условия и составляет (0.001-0.008)·λ_c. Антенна фиксируется в пространстве соответствующей системой крепления (на фиг.1 элементы крепления условно не показаны). Возможна также и печатная ее реализация на тонких диэлектрических подложках по технологии микроэлектроники (вакуумное осаждение меди на керамику) или полосковых печатных плат (травление медной фольги с «пробельных» участков фольгированных заготовок).The adjacent ends of the first 1 and third 3, as well as the second 2 and fourth 4 conductors are galvanically connected between each other and each of the two terminals 5, 6 of the supply two-wire line 7, resulting in an angle α between the conductors 1 and 3 (XOZ plane), as well as 2 and 4 (XOY plane) can vary from 0 ° to 180 °. At α = 180 °, an antenna is realized consisting of two ribbon conductors 2L long located in the orthogonal planes XOZ and XOY perpendicular to each other. With the cylindrical shape of the conductors 1, 2, 3 and 4, their diameter is selected from the so-called “thin-cylinder” condition and is (0.001-0.008) · λ _c . The antenna is fixed in space by the corresponding mounting system (in figure 1, the mounting elements are not conventionally shown). It is also possible to print it on thin dielectric substrates using microelectronics technology (vacuum deposition of copper on ceramics) or strip printed circuit boards (etching of copper foil from “blank” sections of foil blanks).

Принцип действия заявляемой дипольной антенны состоит в следующем.The principle of operation of the inventive dipole antenna is as follows.

Пусть от симметричного генератора с внутренним вещественным сопротивлением R_S (на фиг.1 генератор условно не показан) по питающей двухпроводной линии 7 к антенне подводится высокочастотный сигнал, амплитуда которого остается неизменной в широкой полосе частот f_L…f_R с центральной частотой

. Поданный сигнал проходит двухпроводную линию 7 и поступает на клеммы 5 и 6 антенны. В результате на проводящей поверхности проводников 1, 2, 3 и 4, длина которых равна четверти длины волны

, возникают поверхностные токи проводимости, которые фактически можно считать «нитевидными», то есть локализованными вдоль продольных осей каждого из проводников.Let a high-frequency signal be supplied to the antenna from a symmetric generator with internal material resistance R _S (conditionally not shown in FIG. 1) through a supplying two-wire line 7, the amplitude of which remains unchanged in a wide frequency band f _L ... f _R with a central frequency

. The applied signal passes through the two-wire line 7 and is supplied to the terminals 5 and 6 of the antenna. As a result, on the conductive surface of the

conductors

1, 2, 3 and 4, the length of which is equal to a quarter of the wavelength

surface conduction currents arise, which can actually be considered “filamentary”, that is, localized along the longitudinal axes of each of the conductors.

Пусть далее в некоторый фиксированный момент времени полярность сигнала будет такой, как указано на фиг.2 (внутреннее сопротивление R_S и двухпроводная линия условно не показаны), причем на фиг.2 изображен вид А (фиг.1) антенны со стороны положительных значений оси Z. При такой полярности направление «нитевидных» токов проводимости, которые несут на себе проводники 1, 2 и 4, обозначено одинарной стрелкой. В это же время проводники 3, 2 и 4 несут на себе также токи проводимости, обозначенные двойной стрелкой на фиг.3 (и здесь внутреннее сопротивление R_S и двухпроводная линия условно не показаны), причем на фиг.3 показан вид Б (фиг.1) антенны со стороны отрицательных значений оси Z. Вследствие идентичности проводников 1, 2, 3 и 4, а также симметрии проводников 1, 3 и 2, 4 относительно оси х распределение токов проводимости по их длине будет идентичным, хотя для обозначения их направления условно использованы одинарные и двойные стрелки. Это значит, что для произвольных значений

, не выходящих за ограничение Lcos(α/2) [т.е.:

, где Lcos(α/2) - есть проекция отрезка L на ось х], будут справедливы соотношения:Suppose further that at some fixed point in time the signal polarity will be as indicated in Fig. 2 (the internal resistance R _S and the two-wire line are not shown conventionally), and Fig. 2 shows the antenna view A (Fig. 1) from the side of positive axis values Z. With this polarity, the direction of the "filiform" conduction currents carried by the

conductors

1, 2 and 4 is indicated by a single arrow. At the same time,

conductors

3, 2, and 4 also carry conduction currents indicated by a double arrow in FIG. 3 (and here the internal resistance R _S and the two-wire line are not shown conditionally), and FIG. 3 shows a view B (FIG. 1) antennas from the side of negative values of the Z axis. Due to the identity of the

conductors

1, 2, 3, and 4, as well as the symmetry of the

conductors

1, 3, and 2, 4 with respect to the x axis, the distribution of conduction currents along their length will be identical, although it is conditional to indicate their direction used single and double arrows. This means that for arbitrary values

not beyond the limitation of Lcos (α / 2) [i.e.:

, where Lcos (α / 2) is the projection of the segment L on the x axis], the following relations will be valid:

где I₁, I₂, I₃, I₄ - значения «нитевидных» токов проводимости в сечении х.where I ₁ , I ₂ , I ₃ , I ₄ are the values of the "filamentary" conduction currents in section x.

Изменяющиеся во времени «нитевидные» высокочастотные токи проводимости неизбежно приводят к существованию в окружающем антенну пространстве токов смещения, ориентированных в данном случае по линиям, близким к окружностям (см., например, работу: Никольский В.В. «Электродинамика и распространение радиоволн». - М.: Наука, 1973, стр.248), и обозначенных на фиг.2 и фиг.3 штриховыми линиями с одинарными и двойными стрелками. Легко видеть, что в областях пространства, заключенных между проводниками 1 и 3, а также 2 и 4, токи смещения противонаправлены, что создает предпосылки для существенной их компенсации в точках, лежащих на биссектрисе углов α между проводниками 1, 3 и 2, 4, соединенными с клеммами 5 и 6 двухпроводной линии 7 соответственно. Неполная, хотя и существенная компенсация составляющих токов смещения приводит к существованию «остаточного» кросс-поляризационного излучения заявляемой антенны, уровень которого должен контролироваться и не превышать заданные в технических условиях на проектирование требования.Time-varying “filamentary” high-frequency conduction currents inevitably lead to the existence of bias currents in the space surrounding the antenna, oriented in this case along lines close to circles (see, for example, work: VV Nikolsky “Electrodynamics and Radio Wave Propagation”. - M .: Nauka, 1973, p. 248), and indicated in FIG. 2 and FIG. 3 by dashed lines with single and double arrows. It is easy to see that in the areas of space enclosed between conductors 1 and 3, as well as 2 and 4, the bias currents are oppositely directed, which creates the prerequisites for their substantial compensation at points lying on the bisector of angles α between conductors 1, 3 and 2, 4, connected to the terminals 5 and 6 of the two-wire line 7, respectively. Incomplete, although substantial compensation of the components of the bias currents leads to the existence of "residual" cross-polarized radiation of the claimed antenna, the level of which should be monitored and not exceed the requirements specified in the technical specifications for design.

Основная поляризация заявляемой антенны будет характеризоваться плоскостью, проходящей через две прямые.The main polarization of the claimed antenna will be characterized by a plane passing through two straight lines.

Первая прямая - есть направление вектора

напряженности электрического поля основного излучения вне телесных углов, характеризующих пространства компенсации токов смещения. Таких телесных углов будет два, и пространства компенсации токов смещения можно мыслить как два близких к конусам с углом α при вершине фрагмента, «нанизанных» на ось х (т.е. на биссектрису углов α) вершинами к источнику высокочастотного сигнала.The first line is the direction of the vector

the electric field of the main radiation outside the solid angles characterizing the space compensation bias currents. There will be two such solid angles, and the spaces for compensating bias currents can be thought of as two close to cones with an angle α at the apex of the fragment, “strung” along the x axis (i.e., onto the bisector of angles α) with the vertices to the source of the high-frequency signal.

Вторая прямая, характеризующая плоскость основной поляризации заявляемой дипольной антенны, будет определяться направлением вектора Пойнтинга в окружающем антенну пространстве, который ориентирован по радиусу - вектору

произвольной точки приема P(x,y,z), расположенной в дальней зоне Фраунгофера, когда

[см., например, работу: под ред. Д.И.Воскресенского «Устройства СВЧ и антенны». - М.: Радиотехника, 2006, раздел 10.1, стр.118-122].The second straight line characterizing the plane of the main polarization of the claimed dipole antenna will be determined by the direction of the Poynting vector in the space surrounding the antenna, which is oriented along the radius - vector

an arbitrary receiving point P (x, y, z) located in the far Fraunhofer zone when

[see, for example, work: ed. DI Voskresensky "Microwave devices and antennas." - M .: Radio engineering, 2006, section 10.1, pp. 118-122].

В результате плоскостью основной поляризации заявляемой антенны будет любая плоскость, проходящая через ось х и точку наблюдения (приема). Другими словами, по оси х (биссектрисе углов α) будет ориентирована ось эквивалентного виртуального диполя, электромагнитное излучение которого будет эквивалентно излучению заявляемой дипольной антенны вне телесных углов α, внутри которых токи смещения практически компенсируются. Поскольку токи смещения ориентированы почти по окружностям, то электрическая длина эквивалентного виртуального диполя будет в незначительной степени зависеть от угла α и будет примерно равна таковой для двух реально выполненных проводников, общей длиной 2L. Иными словами, центральная (резонансная) частота заявляемой антенны будет слабо зависеть от величины угла α и будет примерно равна резонансной частоте f_c диполя, образованного четвертьволновыми проводниками заявляемой антенны и имеющего общую длину 2L, в то время как удвоенная проекция одного из четвертьволновых проводников 1, 2, 3 или 4 на ось х (биссектрису угла α) будет отличаться от 2L весьма существенно при больших углах α (α→π):As a result, the plane of the main polarization of the claimed antenna will be any plane passing through the x axis and the point of observation (reception). In other words, the axis of the equivalent virtual dipole will be oriented along the x axis (bisector of angles α), the electromagnetic radiation of which will be equivalent to the radiation of the inventive dipole antenna outside the solid angles α, inside which the bias currents are practically compensated. Since the bias currents are oriented almost in circles, the electric length of the equivalent virtual dipole will slightly depend on the angle α and will be approximately equal to that for two actually made conductors with a total length of 2L. In other words, the central (resonant) frequency of the claimed antenna will weakly depend on the angle α and will be approximately equal to the resonant frequency f _{c of the} dipole formed by the quarter-wave conductors of the claimed antenna and having a total length of 2L, while the double projection of one of the quarter-wave conductors 1, 2, 3 or 4 on the x axis (the bisector of the angle α) will differ from 2L very significantly for large angles α (α → π):

В результате под воздействием приложенного к клемма 5 и 6 (фиг.1) гармонически изменяющегося во времени напряжения U(t)U_max·cos(ωt+φ) с комплексной амплитудой

в проводниках питающей двухпроводной линии 7 в установившемся режиме будет протекать гармонически изменяющийся ток i(t)=I_max·cos(ωt+φ-φ_A) c комплексной амплитудой:As a result, under the influence of a voltage U (t) U _max · cos (ωt + φ) with a complex amplitude applied to the terminals 5 and 6 (Fig. 1)

in the conductors of the supplying two-wire line 7 in a steady state, a harmonically changing current i (t) = I _max · cos (ωt + φ-φ _A ) will flow with a complex amplitude:

Здесь φ_A=arctg(X_A/R_A) - аргумент комплексного входного сопротивления Z_A=R_A+j·X_A заявляемой дипольной антенны, измеренного (рассчитанного) относительно клемм 5 и 6 (фиг.1) и учитывающего как наличие проводников 1, 2, 3 и 4, так и расположение их в пространстве и соединение их с клеммами 5 и 6; ω=2·π·f=2·π·3·10⁸/λ - текущая круговая частота; f - текущая циклическая частота; λ - длина волны в окружающем антенну пространстве. Очевидно, что когда при изменении частоты f встретится частота f^*, на которой реактивная составляющая X_A(f=f^*) входного сопротивления Z_A антенны станет равной нулю, то вещественная составляющая R_A будет равна сопротивлению излучения заявляемой антенны. Если при этом вещественная составляющая R_A будет равна волновому сопротивлению ρ_F питающей двухпроводной линии и внутреннему вещественному сопротивлению R_S генератораHere φ _A = arctan (X _A / R _A ) is the argument of the complex input impedance Z _A = R _A + j · X _{A of the} claimed dipole antenna, measured (calculated) relative to terminals 5 and 6 (Fig. 1) and taking into account both the presence of conductors 1, 2, 3 and 4, and their location in space and their connection with terminals 5 and 6; ω = 2 · π · f = 2 · π · 3 · 10 ⁸ / λ is the current circular frequency; f is the current cyclic frequency; λ is the wavelength in the space surrounding the antenna. It is obvious that when the frequency f ^* occurs when the frequency f changes, at which the reactive component X _A (f = f ^* ) of the input impedance Z _{A of the} antenna becomes equal to zero, then the material component R _A will be equal to the radiation resistance of the claimed antenna. If the material component R _A is equal to the wave impedance ρ _{F of the} supply two-wire line and the internal material resistance R _{S of the} generator

то на частоте f=f* энергия генератора будет полностью излучаться заявляемой дипольной антенной в окружающее пространство. При этом входной коэффициент отражения G на клеммах 5 и 6 (фиг.1) антенны, определяемый какthen at a frequency f = f * the generator energy will be completely radiated by the claimed dipole antenna into the surrounding space. In this case, the input reflection coefficient G at the terminals 5 and 6 (Fig. 1) of the antenna, defined as

будет равен нулю, а входной коэффициент К_СТ.U стоячей волны напряжения, определяемый какwill be equal to zero, and the input coefficient K _{ST.U of a} standing voltage wave, defined as

будет равен единице. Что касается интенсивности излучения заявляемой антенны, то она - как функция сферических угловых координат точки приема P(x,y,z) в дальней зоне Фраунгофера, будет характеризоваться ее (антенны) пространственной диаграммой направленности. В плоскости электрического вектора

(любая плоскость, проходящая через ось х) диаграмма направленности близка к «восьмерке» с максимумами, лежащими в плоскости YOZ. Эта плоскость (YOZ) будет плоскостью магнитного вектора

, где диаграмма направленности близка к кругу (свойство всенаправленности).will be equal to one. As for the radiation intensity of the claimed antenna, it - as a function of the spherical angular coordinates of the receiving point P (x, y, z) in the far Fraunhofer zone, will be characterized by its (antenna) spatial radiation pattern. In the plane of an electric vector

(any plane passing through the x axis) the radiation pattern is close to the "eight" with maxima lying in the YOZ plane. This plane (YOZ) will be the plane of the magnetic vector

where the radiation pattern is close to a circle (omnidirectionality property).

В то же время в плоскости YOZ будет лежать также и вектор напряженности

электрического поля кросс-поляризационного излучения заявляемой антенны. Вектор напряженности

cross магнитного поля кросс-поляризационного излучения заявляемой антенны будет лежать в плоскостях, проходящих через ось х. В результате направление вектора Пойнтинга

электромагнитного поля кросс-поляризационного излучения будет совпадать по направлению с вектором Пойнтинга

электромагнитного поля основного излучения заявляемой антенны. Оба вектора, как

, так и

, будут совпадать по направлению с радиусом - вектором

точки P(x,y,z) приема, лежащей в дальней зоне Фраунгофюра, так что в этой зоне будут равны нулю следующие скалярные произведения:At the same time, the tension vector will also lie in the YOZ plane

electric field of cross-polarized radiation of the claimed antenna. Tension vector

cross the magnetic field of the cross-polarized radiation of the claimed antenna will lie in the planes passing through the x axis. As a result, the direction of the Poynting vector

the electromagnetic field of cross-polarization radiation will coincide in direction with the Poynting vector

the electromagnetic field of the main radiation of the claimed antenna. Both vectors are like

so

will coincide in the direction of the radius - vector

points P (x, y, z) of the reception lying in the far Fraunhofer zone, so that in this zone the following scalar products will be equal to zero:

Отношение модулей векторов

и

будет характеризовать степень «поляризационной чистоты» (уровень кросс-поляризационного излучения) заявляемой дипольной антенны.The ratio of the modules of vectors

and

will characterize the degree of "polarization purity" (level of cross-polarization radiation) of the claimed dipole antenna.

Расчет входного сопротивления Z_A=R_A+j·X_A заявляемой антенны в полосе частот f_L…f_R с учетом эффекта излучения электромагнитной энергии в окружающее пространство представляет собой классическую электродинамическую задачу. И хотя этапы решения этой задачи в общей формулировке с использованием интегродифференциальных уравнений Максвелла общеизвестны, конкретные пошаговые процедуры не позволяют на сегодняшний день получить аналитические выражения для частотной зависимости распределения плотности электрического тока на проводящих поверхностях проводников 1, 2, 3 и 4 (фиг.1) в замкнутой форме. Отсутствие этих аналитических выражений не дает возможности решить интегральное уравнение Халлена, чтобы получить аналитическое выражение для входного сопротивления Z_A=R_A+j·X_A заявляемой антенны [процедура, содержащая алгоритм построения интегрального уравнения Халлена, выбор базисных функций для его решения и последующее нахождение методом наводимых электродвижущих сил входного сопротивления, соединенных с источником сигнала на клеммах 5 и 6 (фиг.1) излучающих проводников, описана в работе: Марков Г.Т., Сазонов Д.М. «Антенны». - М.: Энергия, 1975, параграфы 2.2, 2.4, 2.6 и 2.9].The calculation of the input resistance Z _A = R _A + j · X _{A of the} claimed antenna in the frequency band f _L ... f _R taking into account the effect of radiation of electromagnetic energy into the surrounding space is a classic electrodynamic problem. And although the steps for solving this problem in a general formulation using Maxwell's integro-differential equations are well known, specific step-by-step procedures do not currently allow obtaining analytical expressions for the frequency dependence of the distribution of electric current density on the conductive surfaces of conductors 1, 2, 3, and 4 (Fig. 1) in closed form. The absence of these analytical expressions makes it impossible to solve the Hallen integral equation to obtain an analytical expression for the input impedance Z _A = R _A + j · X _{A of the} claimed antenna [a procedure containing an algorithm for constructing the Hallen integral equation, the choice of basis functions for solving it, and subsequent finding by the method of induced electromotive forces of the input resistance connected to a signal source at terminals 5 and 6 (Fig. 1) of radiating conductors, described in the work: Markov G.T., Sazonov D.M. "Antennas." - M .: Energy, 1975, paragraphs 2.2, 2.4, 2.6 and 2.9].

По этой причине для расчета входного сопротивления Z_A заявляемой дипольной антенны целесообразно использовать одну из разработанных в настоящее время программ трехмерного электродинамического моделирования. Такие программные продукты показали высокую эффективность при решении задач излучения [включая расчет входного коэффициента отражения G(f) по формуле (8) и расчет входного сопротивления Z_A] антенн, образованных произвольным сочетанием металлодиэлектрических структур с весьма сложными по форме и очертаниям поверхностями. Поэтому далее для анализа входного сопротивления Z_A и характеристик излучения заявляемой антенны применяется весьма эффективный программный продукт «WIPL - D», свободно продающийся на рынке программного обеспечения в виде приложения на компакт-диске к работе: В.М.Kolundzja, J.S.Ognjanovic, and Т.K.Sarkar, «WIPL - D: Microwave circuit and 3D EM simulation for RF and microwave applications. Software and User's manual», Norwood, M A: Artech House, 2005.For this reason, to calculate the input impedance Z _{A of the} inventive dipole antenna, it is advisable to use one of the currently developed three-dimensional electrodynamic modeling programs. Such software products have shown high efficiency in solving radiation problems [including calculating the input reflection coefficient G (f) according to formula (8) and calculating the input resistance Z _A ] of antennas formed by an arbitrary combination of metal-dielectric structures with very complex surfaces in shape and shape. Therefore, further on, to analyze the input impedance Z _A and the radiation characteristics of the inventive antenna, a very effective software product “WIPL-D” is used, which is freely sold on the software market as an application on a CD to work: V.M. Kolundzja, JSOgnjanovic, and Т .K.Sarkar, "WIPL - D: Microwave circuit and 3D EM simulation for RF and microwave applications. Software and User's manual ”, Norwood, MA: Artech House, 2005.

Использование упомянутой программы (другими словами: программного пакета) «WIPL - D» позволило после компьютерной обработки результатов анализа входного сопротивления Z_A антенны получить графическую зависимость активной составляющей R_A от величины угла α между первым 1 и третьим 3, а также вторым 2 и четвертым 4 проводниками, соединенными соответственно с разными выводами 5 и 6 питающей двухпроводной линии 7 (фиг.1). При анализе контролировалось соблюдение «тонкоцилиндровых» условий, то есть отношение диаметра цилиндрических проводников 1, 2, 3 и 4, равное 1.5 мм, к центральной длине волны λ_c, равной 300 мм (f_c=1 ГГц), составляло 0.005. Полученная графическая зависимость изображена на фиг.4, позиция 8, и она позволяет записать полином, аппроксимирующий эту зависимость:Using the above-mentioned program (in other words: a software package) “WIPL-D” made it possible, after computer processing the results of analyzing the input impedance Z _{A of the} antenna, to obtain a graphical dependence of the active component R _A on the angle α between the first 1 and third 3, as well as the second 2 and fourth 4 conductors connected respectively to different terminals 5 and 6 of the supply two-wire line 7 (figure 1). In the analysis, compliance with the "thin-cylinder" conditions was monitored, that is, the ratio of the diameter of the cylindrical conductors 1, 2, 3 and 4, equal to 1.5 mm, to the central wavelength λ _c equal to 300 mm (f _c = 1 GHz) was 0.005. The resulting graphical dependence is depicted in figure 4, position 8, and it allows you to write a polynomial approximating this dependence:

где R_A - активное входное сопротивление, изменяющееся от 5 Ом до 73 Ом, α'=α/180, α - угол между соединенными проводниками, изменяющийся от 0° до 180°. При этом, как следует из результатов анализа, нулевое значение угла α приводит к классическому полуволновому диполю, длиной 2L, так чтоwhere R _A is the active input resistance, varying from 5 Ohms to 73 Ohms, α '= α / 180, α is the angle between the connected conductors, varying from 0 ° to 180 °. Moreover, as follows from the results of the analysis, a zero value of the angle α leads to a classical half-wave dipole of length 2L, so

Этот факт подкрепляется физическими соображениями, согласно которым каждая из половин диполя может быть образована произвольным числом одинаковых по длине параллельно соединенных на клемме питания 5 (фиг.1) проводников с произвольными поперечными сечениями, удовлетворяющими условиям «тонкоцилиндровости» [в рассматриваемом случае это условия (1)]. По известным поперечным сечениям каждого из проводников может быть рассчитано поперечное сечение сплошного цилиндрического проводника, эквивалентное совокупности параллельных проводников по характеристикам излучения и входного сопротивления. Подробно эта процедура описана в работе: Uda S., and Mushiake Y. «Yagi-Uda antenna», Sendai, Japan, 1954, chapter 3 - «Equivalent radii of various cylindrical antennas»: a) 3.3.2 - «Equivalent radius of parallel - two - conductors» (pp.19 - 20); b) 3.3.3. - «Equivalent radius of parallel - three - conductors» (page 20).This fact is supported by physical considerations, according to which each of the halves of the dipole can be formed by an arbitrary number of conductors of the same length parallel to each other and connected at the power terminal 5 (Fig. 1) with arbitrary cross sections satisfying the conditions of “thin cylinder” [in this case, these are conditions (1 )]. From the known cross sections of each of the conductors, the cross section of a solid cylindrical conductor, equivalent to a set of parallel conductors according to the characteristics of radiation and input resistance, can be calculated. This procedure is described in detail in: Uda S., and Mushiake Y. “Yagi-Uda antenna”, Sendai, Japan, 1954, chapter 3 - “Equivalent radii of various cylindrical antennas”: a) 3.3.2 - “Equivalent radius of parallel - two - conductors ”(pp. 19 - 20); b) 3.3.3. - “Equivalent radius of parallel - three - conductors” (page 20).

Для экспериментального подтверждения результатов решения поставленной задачи были обследованы три антенны с различными значениями угла α между проводниками 1, 3 и 2, 4 (фиг.1), а именно: α=45°, 90° и 135°. Было выбрано печатное исполнение на диэлектрике ФАФ - 4 (ε_r=2.5) толщиной h, когда печатные проводники 1, 3 и 2, 4 реализовывались на одной из сторон односторонне фольгированной заготовки. С учетом рекомендаций по конструированию печатных дипольных антенн, изложенных в работе: Чебышев В.В. «Микрополосковые антенны и решетки в слоистых средах». - М.: Радиотехника, 2003, глава 2, размеры печатных проводников 1, 2, 3 и 4 (фиг.1) составили:To experimentally confirm the results of solving the problem, three antennas with different values of the angle α between the conductors 1, 3 and 2, 4 (Fig. 1) were examined, namely: α = 45 °, 90 °, and 135 °. The printed version on the FAF - 4 insulator (ε _r = 2.5) of thickness h was chosen when the printed conductors 1, 3 and 2, 4 were realized on one side of a one-sided foil blank. Taking into account the recommendations for the design of printed dipole antennas described in the work: Chebyshev V.V. "Microstrip antennas and arrays in layered media." - M .: Radio engineering, 2003, chapter 2, the dimensions of the printed conductors 1, 2, 3 and 4 (figure 1) amounted to:

Для реализации антенны использовались две идентичные заготовки (фиг.5), на каждой из которых печатные проводники длиной L уже соединены гальванически в вершине угла α. В результате на одной из заготовок реализованы проводники 1 и 3, а на другой - 2 и 4. В каждой из заготовок выполнен продольный паз длиной Lcos(α/2) и ириной h, который позволяет реализовать трехмерную структуру со взаимно перпендикулярными и совмещенными в центре заготовками.To implement the antenna, two identical blanks were used (Fig. 5), on each of which printed conductors of length L were already galvanically connected at the apex of angle α. As a result, conductors 1 and 3 are realized on one of the blanks and 2 and 4 on the other. In each of the blanks, a longitudinal groove of length Lcos (α / 2) and irina h is made, which allows for a three-dimensional structure with mutually perpendicular and aligned in the center blanks.

Измерение входного сопротивления заявляемой дипольной антенны проводилось методом измерения ее параметров рассеяния, описанном в работе: Meys R., Janssens F. «Measuring the impedance of balanced antennas by an S - parameter method», IEEE Antennas and Propagation Magazine, vol.40, no.6, Dec. 1998, pp.62-65. Этот метод широко применяется в последние годы для измерения входного сопротивления антенн стандартными измерителями S-параметров, что позволяет обойтись при измерениях без широкополосных симметрирующих устройств и при этом достаточно точно измерять небольшие значения активной составляющей R_A. В качестве примера можно указать работу: Qing X., Goh С.K., Chen Z. N. «Impedance characterization of RFTD tag antennas and application in tag со - design», IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.57, no. 5, May 2009, pp.1268-1274, в которой минимальное измеренное значение R_A составляло 10 Ом при волновом сопротивлении измерительного тракта 50 Ом.The input resistance of the inventive dipole antenna was measured by the method of measuring its scattering parameters described in: Meys R., Janssens F. "Measuring the impedance of balanced antennas by an S - parameter method", IEEE Antennas and Propagation Magazine, vol. 40, no .6, Dec. 1998, pp. 62-65. This method has been widely used in recent years to measure the input impedance of antennas with standard S-parameter meters, which makes it possible to dispense with measurements of broadband balancing devices and, at the same time, accurately measure small values of the active component R _A. An example is the work: Qing X., Goh S.K., Chen ZN “Impedance characterization of RFTD tag antennas and application in tag co-design”, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 57, no. 5, May 2009, pp.1268-1274, in which the minimum measured value of R _A was 10 Ohms with a wave impedance of the measuring path of 50 Ohms.

Результаты экспериментальных исследовании зависимости активной составляющей входного сопротивления Z_A антенны при резонансе [f=f^*≈f_c=1 ГГц (общая длина эквивалентного полуволнового диполя при α=0° составляет: 2L=150 мм)] от величины угла α, выполненных на отечественном измерителе S-параметров Р4 - 11 во втором его поддиапазоне 600…1200 МГц, представлены на фиг.4 (позиция 9 - кружки). Они свидетельствуют об успешном решении поставленной задачи - реализации дипольной антенны, позволяющей обеспечить плавно изменяющиеся от 5 Ом до 73 Ом значения сопротивления R_A за счет изменения лишь угла α в точке соединения проводников. При этом резонансная частота f^* антенны изменяется не более чем на 10%, а уровень кросс-поляризации

- не хуже (-20) дБ.The results of experimental studies of the dependence of the active component of the input resistance Z _{A of the} antenna at a resonance [f = f ^* ≈f _c = 1 GHz (the total length of the equivalent half-wave dipole at α = 0 ° is: 2L = 150 mm)] on the angle α performed on domestic S-parameter meter P4 - 11 in its second sub-band 600 ... 1200 MHz, are presented in figure 4 (position 9 - circles). They testify to the successful solution of the task - the implementation of a dipole antenna, which allows providing resistance R _A smoothly varying from 5 Ω to 73 Ω by changing only the angle α at the junction point of the conductors. In this case, the resonant frequency f ^{* of the} antenna changes by no more than 10%, and the level of cross-polarization

- no worse (-20) dB.

Claims

A dipole antenna containing a supply two-wire line and located at an angle to each other, the first, second, third and fourth thin conductors, the adjacent ends of the first and third, as well as the second and fourth conductors are galvanically connected to each other and each of the two terminals of the supply two-wire line, characterized in that all the conductors are made identical and have a length equal to a quarter of the length of the central wave of the working range, while the first and third, as well as the second and fourth wires are interconnected the nicknames are located in mutually orthogonal planes, and the angle between the connected conductors is chosen so that the relation based on the power polynomial is satisfied
R _A = 73.0775-94.426532α '+ 846.861388α' ² -
-3268.248784α ' ³ + 4151.07214α' ⁴ -1703.376622α ' ⁵ ,
where R _A is the active input impedance, varying from 5 ohms to 73 ohms; α '= α / 180, α is the angle between the connected conductors, varying from 0 ° to 180 °.