RU2331103C1

RU2331103C1 - Method of processing pseudonoise signal and device for implementing this method

Info

Publication number: RU2331103C1
Application number: RU2006141281/09A
Authority: RU
Inventors: Геннадий Сергеевич Любчиков (RU); Геннадий Сергеевич Любчиков
Original assignee: Геннадий Сергеевич Любчиков
Priority date: 2006-11-22
Filing date: 2006-11-22
Publication date: 2008-08-10
Also published as: RU2006141281A

Abstract

FIELD: physics; radio-technology.

SUBSTANCE: invention pertains to radio-technology, and particularly to optimum receiving of pseudonoise signals. The technical outcome is the increased resistance to interference of the output signal. According to the method, the radio frequency oscillation is converted to the video frequency range. The signal envelope is separated, sampled on time and amplitude on two levels, "1" and "0". The obtained code is recorded in an n-bit shift register of a discrete matched filter, matched by a direct code, and a discrete matched filter, matched by an inverse code. The automatic correlation function of the received signal is generated by removing the constant component from the result of adding output signals of the indicated discrete matched filters. The device which implements the method consists of a multiplier (1), low-pass filter (2), bidirectional limiter (3), cascade for coinciding with "1" (4), cascade for coinciding with "0" (8), inverter (7), n-bit shift registers (5,9), n-input adders (6,10), dual input adder (11), device for removing constant component (12), polling clock pulse source (T). At the first n-bit shift register and the first n-input adder there is discrete filter, matched by a direct signal code, and at the second n-bit shift register and the second n-input adder there is a discrete filter, matched by an inverse signal code.

EFFECT: increased resistance to interference of the output signal.

2 cl, 4 dwg

Description

Предложенные технические решения предназначены для использования в радиотехнике в области оптимального приема псевдошумовых сигналов с помощью согласованных фильтров в командных радиолиниях с решающей, информационной и отложенной обратной связью.The proposed technical solutions are intended for use in radio engineering in the field of optimal reception of pseudo-noise signals using matched filters in command radio links with decisive, informational and delayed feedback.

В настоящее время известны способы обработки аналоговых псевдошумовых сигналов со сжатием по длительности, а также технические решения, описывающие различные типы построения линейных и дискретных согласованных фильтров.Currently known methods for processing analog pseudo-noise signals with compression in duration, as well as technical solutions that describe various types of construction of linear and discrete matched filters.

Способы обработки псевдошумовых аналоговых сигналов при помощи дискретных согласованных фильтров широко известны и описаны в технической литературе, (см., например, Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами, Москва, Радио и связь, 1985, стр.364-365, рис.22.3).Methods for processing pseudo-noise analog signals using discrete matched filters are widely known and described in the technical literature, (see, for example, L. Varakin, Communication Systems with Noise-Like Signals, Moscow, Radio and Communications, 1985, pp. 364-365, fig. .22.3).

При работе известных дискретных согласованных фильтров последовательно выполняются стандартные для подобных процессов операции. Непрерывное радиочастотное колебание с выхода линейной части приемника переводится в область видеочастот. Выделяется огибающая радиочастотного сигнала. С помощью двустороннего ограничителя и каскада совпадения «1» выполняется дискретизация сигнала по времени и амплитуде на два уровня «1» и «0» с опросом тактовыми импульсами. Код сигнала записывается в n-разрядный регистр сдвига, построенный на D-триггерах, на С-входы которого поступают тактовые импульсы, при этом число разрядов регистра сдвига равно базе сигнала. С выходов регистра на n-входное суммирующее устройство подаются сигналы, соответствующие выходному коду, принятому без искажения. В результате сигнал на выходе n-входного суммирующего устройства является результатом обработки псевдошумового сигнала.During the operation of well-known discrete matched filters, standard operations for such processes are sequentially performed. Continuous radio frequency oscillation from the output of the linear part of the receiver is transferred to the region of video frequencies. The envelope of the radio frequency signal is highlighted. Using a two-way limiter and coincidence cascade “1”, the signal is sampled by time and amplitude into two levels “1” and “0” with interrogation of clock pulses. The signal code is recorded in an n-bit shift register, built on D-flip-flops, to the C-inputs of which clock pulses are received, while the number of bits of the shift register is equal to the signal base. From the outputs of the register to the n-input summing device, signals corresponding to the output code received without distortion are supplied. As a result, the output signal of the n-input summing device is the result of processing a pseudo-noise signal.

Известный из книги «Системы связи с шумоподобными сигналами» способ обработки аналоговых сигналов, а также дискретный согласованный фильтр, реализующий данный способ, выбраны в качестве ближайшего аналога для предложенных технических решений.The method for processing analog signals, known from the book “Communication Systems with Noise-Like Signals,” as well as a discrete matched filter that implements this method, are selected as the closest analogue for the proposed technical solutions.

В книге «Системы связи с шумоподобными сигналами» на примере использования в качестве псевдошумового сигнала 11-разрядного сигнала Баркера показаны результаты выделения автокорреляционной функции как дискретным, так и линейным согласованным фильтром. Так как обработка псевдошумового сигнала с помощью существующего способа построения дискретного согласованного фильтра не является оптимальной, в фильтре реализуется не вся информация, заложенная во входном сигнале. Таким образом, основным недостатком известных дискретных согласованных фильтров, а также обработки аналоговых сигналов при помощи этих фильтров, является невозможность в полной мере реализовать автокорреляционную функцию входного псевдошумового сигнала, что приводит к их проигрышу по сравнению с линейными согласованными фильтрами.The book Communication Systems with Noise-Like Signals, using the example of the use of an 11-bit Barker signal as a pseudo-noise signal, shows the results of separating the autocorrelation function by both a discrete and a linear matched filter. Since processing a pseudo-noise signal using the existing method for constructing a discrete matched filter is not optimal, not all the information embedded in the input signal is implemented in the filter. Thus, the main disadvantage of the known discrete matched filters, as well as the processing of analog signals using these filters, is the inability to fully realize the autocorrelation function of the input pseudo-noise signal, which leads to their loss compared to linear matched filters.

Предложенные технические решения основаны на более полном использовании информации об обрабатываемом сигнале и направлены на устранение указанных недостатков.The proposed technical solutions are based on a more complete use of information about the processed signal and are aimed at eliminating these shortcomings.

Предложенные технические решения позволят реализовать автокорреляционную функцию входного псевдошумового сигнала, отличающуюся от теоретической только формой сигнала, а следовательно увеличить помехоустойчивость выходного сигнала более чем на 2 дБ.The proposed technical solutions will allow to realize the autocorrelation function of the input pseudo-noise signal, which differs from the theoretical one only in the waveform, and therefore increase the noise immunity of the output signal by more than 2 dB.

Предложенный технический результат достигается тем, что предложен способ обработки сигналов в дискретном согласованном фильтре и варианты реализации дискретного согласованного фильтра для реализации предложенного способа.The proposed technical result is achieved by the fact that the proposed method of processing signals in a discrete matched filter and implementation options for a discrete matched filter for implementing the proposed method.

Предложен способ обработки сигналов в дискретном согласованном фильтре, включающий преобразование радиочастотного колебания в область видеочастот, выделение огибающей сигнала и его дискретизацию по времени и амплитуде на два уровня «1» и «0», запись n-разрядного кода сигнала в n-разрядный регистр сдвига, где n - целое число больше единицы. Соответствующие образцу сигналы с n выходов регистра сдвига суммируются, образуя автокорреляционную функцию обрабатываемого дискретного сигнала с присутствием постоянной составляющей. Для выделения и обработки автокорреляционной функции входного сигнала используется канал прямого кода и канал инверсного кода. Как в канале прямого кода, так и в канале инверсного кода производят выделение огибающей сигнала, дискретизацию сигнала по времени и амплитуде на два уровня «1» и «0» с подачей кодов сигналов в соответствующие n-разрядные регистры сдвига. Выходные сигналы 2n разрядов, соответствующих в каждом из двух регистров своему образцу, суммируются и после снятия постоянной составляющей образуют автокорреляционную функцию входного дискретизированного сигнала.A method for processing signals in a discrete matched filter is proposed, which includes converting radio frequency oscillations into the region of video frequencies, extracting the envelope of a signal and sampling it in time and amplitude into two levels “1” and “0”, recording an n-bit signal code in an n-bit shift register where n is an integer greater than one. The signals corresponding to the sample from the n outputs of the shift register are summed, forming the autocorrelation function of the processed discrete signal with the presence of a constant component. To isolate and process the autocorrelation function of the input signal, a direct code channel and an inverse code channel are used. Both in the channel of the direct code and in the channel of the inverse code, the envelope of the signal is extracted, the signal is sampled by time and amplitude into two levels “1” and “0” with the supply of signal codes to the corresponding n-bit shift registers. The output signals of 2n bits corresponding to each sample in each of the two registers are summed and, after removing the constant component, form the autocorrelation function of the input sampled signal.

Предложены варианты реализации дискретного согласованного фильтра, включающего последовательно соединенные перемножитель, фильтр нижних частот, решающее устройство, n-разрядный регистр сдвига и суммирующее устройство. Решающее устройство состоит из последовательно соединенных двустороннего ограничителя и каскада совпадения с «1». Каскад совпадения с «1» решающего устройства и С-выходы n-разрядного регистра сдвига подключены к источнику опросных тактовых импульсов. Решающее устройство дискретного согласованного фильтра дополнительно включает инвертор, соединенный с выходом двустороннего ограничителя, и каскад совпадения с «0», соединенный с выходом инвертора. Каскад совпадения с «0», так же как и каскад совпадения с «1», подключен к источнику опросных тактовых импульсов, n-разрядный регистр сдвига включает регистр прямого кода и регистр инверсного кода. Выход каскада совпадения с «1» соединен с входом регистра прямого кода. Выход каскада совпадения с «0» соединен с входом регистра инверсного кода.Implementation options for a discrete matched filter are proposed, including a series-connected multiplier, a low-pass filter, a resolver, an n-bit shift register, and an adder. The solver consists of a series-connected double-sided limiter and a cascade of coincidence with “1”. The cascade of coincidence with “1” of the resolver and the C-outputs of the n-bit shift register are connected to the source of interrogation clock pulses. The discrete matched filter solver further includes an inverter connected to the output of the two-way limiter, and a coincidence cascade with “0” connected to the output of the inverter. The cascade of coincidence with “0”, as well as the cascade of coincidence with “1”, is connected to the source of interrogated clock pulses, the n-bit shift register includes a direct code register and an inverse code register. The output of the coincidence cascade with “1” is connected to the input of the direct code register. The output of the coincidence cascade with “0” is connected to the input of the inverse code register.

В одном из вариантов реализации дискретного согласованного фильтра выходы регистров прямого и инверсного кода соединены с 2n входами суммирующего устройства. Выход суммирующего устройства соединен с входом устройства снятия (вычитания) постоянной составляющей выходного сигнала, образуя автокорреляционную функцию псевдошумового сигнала.In one embodiment of a discrete matched filter, the outputs of the direct and inverse code registers are connected to 2n inputs of the adder. The output of the summing device is connected to the input of the device for removing (subtracting) the constant component of the output signal, forming the autocorrelation function of the pseudo-noise signal.

В другом варианте реализации дискретного согласованного фильтра суммирующее устройство включает первое и второе n-входные суммирующие устройства. Выходы регистра прямого кода соединены с n входами первого суммирующего устройства. Выходы регистра инверсного кода соединены с n входами второго суммирующего устройства. Выходы первого и второго суммирующих устройств соединены с входами двухвходового суммирующего устройства, выход которого соединен с входом устройства снятия постоянной составляющей выходного сигнала, образуя автокорреляционную функцию псевдошумового сигнала.In another embodiment of a discrete matched filter, the adder includes first and second n-input adders. The outputs of the direct code register are connected to n inputs of the first adder. The outputs of the inverse code register are connected to n inputs of the second summing device. The outputs of the first and second summing devices are connected to the inputs of the two-input summing device, the output of which is connected to the input of the device for removing the DC component of the output signal, forming the autocorrelation function of the pseudo-noise signal.

Предложенное изобретение поясняется чертежамиThe proposed invention is illustrated by drawings.

Фиг.1 - структурная схема дискретного согласованного фильтра.Figure 1 is a structural diagram of a discrete matched filter.

Фиг.2 - результаты обработки 11-разрядного сигнала Баркера с помощью дискретного согласованного фильтра.Figure 2 - results of processing an 11-bit Barker signal using a discrete matched filter.

Фиг.3 - значения ненормированной автокорреляционной функции прямого кода дискретизированного сигнала.Figure 3 - values of the non-normalized autocorrelation function of the direct code of the sampled signal.

Фиг.4 - значения ненормированной автокорреляционной функции инверсного кода дискретизированного сигнала.Figure 4 - values of the normalized autocorrelation function of the inverse code of the sampled signal.

Дискретный согласованный фильтр включает соединенные последовательно перемножитель 1, фильтр нижних частот 2, решающее устройство, n-разрядный регистр сдвига и суммирующее устройство 13. Решающее устройство включает двусторонний ограничитель 3, каскад совпадения с «1» 4, инвертор 7 и каскад совпадения с «0» 8. Вход двустороннего ограничителя 3 соединен с выходом фильтра нижних частот 2, выход двустороннего ограничителя непосредственно соединен с входом каскада совпадения с «1» 4 и через инвертор 7 с каскадом совпадения с «0» 8. n-разрядный регистр сдвига построен на D-триггерах и включает регистр прямого кода 5, вход которого соединен с выходом каскада совпадения с «1» 4, и регистр инверсного кода 9, вход которого соединен с выходом каскада совпадения с «0» 8. Каскад совпадения с «1» 4 решающего устройства, n-разрядный регистр сдвига прямого кода 5 и n-разрядный регистр сдвига инверсного кода 9 подключены к источнику опросных тактовых импульсов. Выходы n-разрядного регистра сдвига прямого кода 5 и n-разрядного регистра сдвига инверсного кода 9 соединены с входами суммирующего устройства 13, выход которого соединен с входом устройства снятия постоянной составляющей 12.The discrete matched filter includes a series-multiplier 1, a low-pass filter 2, a decider, an n-bit shift register and an adder 13. The decider includes a two-way limiter 3, a matching stage with “1” 4, an inverter 7 and a matching stage with “0 "8. The input of the double-sided limiter 3 is connected to the output of the low-pass filter 2, the output of the double-sided limiter is directly connected to the input of the cascade of coincidence with" 1 "4 and through the inverter 7 with the cascade of coincidence with" 0 "8. n-bit register The shift p is built on D-flip-flops and includes a direct code register 5, whose input is connected to the output of the match cascade with “1” 4, and an inverse code register 9, whose input is connected to the output of the match cascade with “0” 8. The match cascade with “ 1 »4 solvers, an n-bit direct code shift register 5 and an n-bit inverse code shift register 9 are connected to the interrogation clock source. The outputs of the n-bit shift register of the direct code 5 and the n-bit shift register of the inverse code 9 are connected to the inputs of the adder 13, the output of which is connected to the input of the device for removing the DC component 12.

На фиг.1 приведен вариант выполнения суммирующего устройства дискретного согласованного фильтра, включающего первое n-входное суммирующее устройство 6, второе n-входное суммирующее устройство 10 и двухвходовое суммирующее устройство 11. Вход первого суммирующего устройства 6 соединен с n выходами n-разрядного регистра сдвига прямого кода 5. Вход второго суммирующего устройства 10 соединен с n выходами n-разрядного регистра сдвига инверсного кода 9. Выходы первого 6 и второго 10 суммирующих устройств соединены с входом с двухвходового суммирующего устройства 11, выход которого соединен с входом устройства снятия постоянной составляющей выходного сигнала 12, реализующего автокорреляционную функцию псевдошумового сигнала.Figure 1 shows an embodiment of a discrete matched filter summing device including a first n-input totalizer 6, a second n-input totalizer 10, and a two-input totalizer 11. The input of the first totalizer 6 is connected to n outputs of an n-bit direct shift register code 5. The input of the second summing device 10 is connected to n outputs of an n-bit shift register of the inverse code 9. The outputs of the first 6 and second 10 summing devices are connected to the input from a two-input summing th device 11, whose output is connected to an input device removing the dc component of the output signal 12 realizing the autocorrelation function of a pseudo noise signal.

При работе дискретных согласованных фильтров предложенных конструкций осуществляется обработка аналоговых сигналов в соответствии с предложенным способом. При помощи двустороннего ограничителя 3 каскада совпадения с «1» 4, инвертора 7 и каскада совпадения с «0» 8 производится дискретизация и формирование прямого и инверсного кодов. При этом на выходы двустороннего ограничителя 3, каскада совпадения с «1» 4, инвертора 7 и каскада совпадения с «0» 8 подаются опросные тактовые импульсы. На входы n-разрядного регистра сдвига прямого кода 5 и n-разрядного регистра сдвига инверсного кода 9 раздельно подаются прямой и инверсный код дискретного сигнала, при этом регистры прямого и инверсного кода тактируются опросными импульсами. Сигналы на выходах регистра прямого кода 5 и на выходах регистра инверсного кода 9 суммируются в суммирующем устройстве 13, код сигнала на выходе которого после снятия постоянной составляющей, является результатом выделения автокорреляционной функции псевдошумового сигнала.When working discrete matched filters of the proposed designs, the processing of analog signals is carried out in accordance with the proposed method. Using the two-sided limiter 3 of the cascade of coincidence with “1” 4, the inverter 7 and the cascade of coincidence with “0” 8, the direct and inverse codes are discretized and generated. In this case, the interrogation clock pulses are fed to the outputs of the two-sided limiter 3, the coincidence cascade with “1” 4, the inverter 7, and the coincidence cascade with “0” 8. The direct and inverse codes of the discrete signal are separately supplied to the inputs of the n-bit shift register of direct code 5 and the n-bit shift register of inverse code 9, while the direct and inverse code registers are clocked by interrogation pulses. The signals at the outputs of the direct code register 5 and at the outputs of the inverse code register 9 are summed in an adder 13, the signal code at the output of which, after removing the constant component, is the result of the allocation of the autocorrelation function of the pseudo-noise signal.

При тестировании фильтров исходным 11-разрядным сигналом Баркера уровни основных и боковых составляющих автокорреляционной функции сигнала на выходе дискретных согласованных фильтров, предложенной конструкции, совпадают с уровнями автокорреляционной функции сигнала на выходе линейного согласованного фильтра (см. фиг.2, 3 и 4). Аналогичные результаты приближения помехоустойчивости сигнала, прошедшего через устройство, реализующее предлагаемый способ построения дискретного согласованного фильтра, к теоретической автокорреляционной функции получается и для других широкополосных сигналов (сигналов, построенных на основе М-последовательностей, кодов Голда и т.д.).When testing the filters with the original 11-bit Barker signal, the levels of the main and side components of the autocorrelation function of the signal at the output of discrete matched filters of the proposed design coincide with the levels of the autocorrelation function of the signal at the output of the linear matched filter (see Figs. 2, 3 and 4). Similar results of approximating the noise immunity of a signal passing through a device that implements the proposed method for constructing a discrete matched filter to a theoretical autocorrelation function are obtained for other broadband signals (signals based on M-sequences, Gold codes, etc.).

Таким образом, предложенные технические решения позволят реализовать автокорреляционную функцию входного псевдошумового сигнала, отличающуюся от теоретической только формой сигнала, а следовательно увеличить помехоустойчивость выходного сигнала более чем на 2 дБ.Thus, the proposed technical solutions will allow to realize the autocorrelation function of the input pseudo-noise signal, which differs from the theoretical one only in the form of the signal, and therefore increase the noise immunity of the output signal by more than 2 dB.

Claims

1. A method for processing pseudo-noise signals, according to which the radio-frequency oscillation is converted into a region of video frequencies, an envelope signal is extracted, it is sampled in time and amplitude into two levels "1" and "0", the resulting code is recorded in an n-bit shift register of a discrete matched filter, characterized in that the sampling and recording is performed for a discrete matched filter matched with a direct code and a discrete matched filter matched with an inverse code, form an autocorrelation function the received signal by removing the DC component from the summation of the output signals of these discrete matched filters.

2. A device for processing pseudo-noise signals, including a series-connected multiplier, a low-pass filter, a two-way limiter, a cascade of coincidence with "1", the first n-bit shift register, and the first n-input summing device, where n is an integer greater than one wherein the coincidence cascade with “1” and the n-bit shift register are connected to the interrogation clock source, characterized in that it further includes an inverter, a coincidence cascade with “0”, the second n-bit shift register, and the second n-input summing its device, a two-input summing device, a device for removing the constant component of the output signal, while the inverter is connected to the output of the two-way limiter, the coincidence cascade with "0" is connected to the inverter output, the output of the coincidence cascade with "0" is connected to the input of the second n-bit shift register , the coincidence cascade with "0" is also connected to the source of interrogated clock pulses, while a discrete filter, consistent with the direct code, is implemented on the first n-bit shift register and the first n-input summing device m of the received signal, and on the second n-bit shift register and the second n-input summing device, a discrete filter is implemented that is consistent with the inverse code of the received signal, the outputs of the first and second n-input summing devices are connected to the inputs of the two-input summing device, the output of which is connected to the input device for removing the DC component of the output signal, which is the autocorrelation function of the received signal.