RU2188399C2 - Pulse-phase meter for measurement of thickness of layers of different liquids and their relative change at enhanced accuracy - Google Patents
Pulse-phase meter for measurement of thickness of layers of different liquids and their relative change at enhanced accuracy Download PDFInfo
- Publication number
- RU2188399C2 RU2188399C2 RU99114242A RU99114242A RU2188399C2 RU 2188399 C2 RU2188399 C2 RU 2188399C2 RU 99114242 A RU99114242 A RU 99114242A RU 99114242 A RU99114242 A RU 99114242A RU 2188399 C2 RU2188399 C2 RU 2188399C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- input
- output
- inputs
- layers
- thickness
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Length-Measuring Devices Using Wave Or Particle Radiation (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к средствам контроля и измерения толщины слоев разнородных по электрофизическим свойствам жидкостей, а также их относительного изменения и может быть использовано в автоматизированных системах управления технологическими процессами. The invention relates to means for monitoring and measuring the thickness of layers of liquids heterogeneous in the electrophysical properties, as well as their relative changes and can be used in automated process control systems.
Известны [1,2] уровнемеры, выполненные на основе излучения видеоимпульсов, которые излучают зондирующие видеоимпульсы в направлении контролируемой жидкой среды, принимают отраженные сигналы и определяют время задержки отраженных сигналов относительно зондирующих. Основными недостатками данного класса уровнемеров является ограниченная точность измерения интервалов времени между излученными и принятыми импульсными сигналами [3, стр. 54] вследствие большой временной и температурной нестабильности времени запуска генераторов коротких импульсов порядка (0,5-1)нс [2], а также громоздкостью антенной системы [1]. Known [1,2] level gauges made on the basis of the emission of video pulses that emit sounding video pulses in the direction of a controlled liquid medium, receive the reflected signals and determine the delay time of the reflected signals relative to the sounding ones. The main disadvantages of this class of level gauges are the limited accuracy of measuring time intervals between emitted and received pulsed signals [3, p. 54] due to the large time and temperature instability of the start time of short pulse generators of the order of (0.5-1) ns [2], as well as the bulkiness of the antenna system [1].
Известны [4, 5, 6] бесконтактные уровнемеры, выполненные на основе ЧМ-радиолокатора, в которых измерение уровня сводится к излучению частотно-модулированного зондирующего сигнала в направлении контролируемой среды, приему отраженного сигнала, смешиванию его с сигналом, сформированным в местном гетеродине одновременно с передачей зондирующего сигнала, в результате чего образуется сигнал биений, подсчету числа нулей сигнала биений за время одного периода частотной модуляции, по которому определяется уровень жидкости. Основным недостатком данного класса уровнемеров является отсутствие селекции отраженных сигналов от нескольких уровней раздела жидкостей и, следовательно, искажение сигнала биений (когда мощность отраженных от двух уровней раздела жидкостей или уровня и от дна резервуара сигналов одного порядка), которое приводит к существенным погрешностям измерения уровня. Known [4, 5, 6] are non-contact level meters made on the basis of an FM radar in which level measurement is reduced to emitting a frequency-modulated probe signal in the direction of a controlled medium, receiving a reflected signal, mixing it with a signal generated in a local local oscillator simultaneously with the transmission of the probe signal, resulting in a beat signal, counting the number of zeros of the beat signal during one period of frequency modulation, which determines the liquid level. The main disadvantage of this class of level gauges is the lack of selection of reflected signals from several levels of liquid separation and, therefore, distortion of the beat signal (when the power of signals reflected from two levels of liquid separation or level and from the bottom of the tank is of the same order), which leads to significant level measurement errors.
Наиболее близким по технической сущности является устройство для осуществления способа, приведенное в [7] . Устройство излучает в направлении контролируемой жидкой среды зондирующие радиоимпульсы, принимает отраженные от уровней раздела разнородных жидкостей радиоимпульсные сигналы с последующим их фазовым детектированием и выделением квадратурных составляющих принятых сигналов, по которым измеряются фазы принятых сигналов в выделенных временных точках, соответствующих временным задержкам отраженных радиоимпульсов, измеренных импульсным способом по максимумам амплитуд сигналов от каждого уровня раздела разнородных по электрофизическим свойствам жидкостей относительно наведенного "прямого" (просочившегося в момент излучения через циркулятор на приемник) сигнала. Далее, в каждой выделенной временной точке по разности фаз отраженных сигналов, образующейся при дискретном изменении несущей частоты зондирующих радиоимпульсов от одного края рабочего диапазона к другому, производится уточненная оценка фазовым способом временных задержек отраженных радиоимпульсов от уровней раздела жидкостей относительно наведенного "прямого" сигнала. The closest in technical essence is a device for implementing the method described in [7]. The device emits sounding radio pulses in the direction of the controlled liquid medium, receives radio pulse signals reflected from interfaces of dissimilar liquids, followed by their phase detection and extraction of quadrature components of the received signals, which measure the phases of the received signals at the selected time points corresponding to the time delays of the reflected radio pulses measured by the pulse by the method according to the maxima of the amplitudes of the signals from each level of the separation of dissimilar electrophysical Kim properties relative to liquids induced "direct" (leaked at the time of radiation through a circulator to the receiver) signal. Further, at each selected time point according to the phase difference of the reflected signals generated by a discrete change in the carrier frequency of the probe radio pulses from one end of the operating range to the other, a phase-by-phase estimation of the time delays of the reflected radio pulses from the liquid separation levels relative to the induced “direct” signal is made.
Для измерения с повышенной точностью относительного изменения временных задержек отраженных радиоимпульсов от уровней раздела жидкостей несущая частота зондирующих радиоимпульсов устанавливается, например, в середине рабочего диапазона, в выделенных временных точках (соответствующих уточненным временным задержкам отраженных радиоимпульсов от каждого уровня раздела жидкостей относительно наведенного "прямого" сигнала), по разности фаз между начальным измерением и текущим определяется относительное изменение временных задержек отраженных радиоимпульсов от уровней раздела жидкостей относительно наведенного "прямого" сигнала. To measure with increased accuracy the relative change in the time delays of the reflected radio pulses from the liquid interface levels, the carrier frequency of the probing radio pulses is set, for example, in the middle of the operating range, in the selected time points (corresponding to the specified time delays of the reflected radio pulses from each liquid interface level relative to the induced "direct" signal ), based on the phase difference between the initial measurement and the current one, the relative change in time delays expressions RF pulse levels from fluids under relatively induced "direct" signal.
Недостатком такого устройства является наличие значительной погрешности измерения временных задержек отраженных радиоимпульсов от уровней раздела жидкостей относительно наведенного "прямого" сигнала из-за неидентичности квадратурных каналов обработки (два фазовых детектора, два АЦП). Такое построение каналов обработки усложняет измеритель, увеличиваются его габариты и стоимость. Кроме того, оценка времени задержки отраженных радиоимпульсов от уровня раздела жидкостей относительно наведенного "прямого" сигнала не учитывает изменения задержки вследствие медленных изменений линейного размера длины фидера, соединяющего циркулятор с антенной системой, и изменений расстояния от антенны до жидкой среды (при линейных изменениях размеров резервуара) при воздействии внешних климатических факторов. Поэтому, как будет показано ниже, при оценке толщины слоев формируется разность уточненных временных задержек отраженных радиоимпульсов относительно наведенного "прямого" сигнала от двух соседних уровней раздела жидкостей. При этом ошибки по временным задержкам, связанные с медленными изменениями линейных размеров длины фидера и высоты резервуара (при воздействии внешних климатических факторов), компенсируются при вычислении толщины слоя жидкости. The disadvantage of this device is the significant error in measuring the time delays of reflected radio pulses from the liquid separation levels relative to the induced “direct” signal due to the non-identical quadrature processing channels (two phase detectors, two ADCs). Such a construction of processing channels complicates the meter; its dimensions and cost increase. In addition, the estimation of the delay time of reflected radio pulses from the liquid interface level with respect to the induced “direct” signal does not take into account delay changes due to slow changes in the linear size of the length of the feeder connecting the circulator to the antenna system, and changes in the distance from the antenna to the liquid medium (with linear changes in the tank size ) when exposed to external climatic factors. Therefore, as will be shown below, when assessing the thickness of the layers, a difference of the specified time delays of the reflected radio pulses is formed relative to the induced "direct" signal from two adjacent liquid separation levels. Moreover, errors in time delays associated with slow changes in the linear dimensions of the length of the feeder and the height of the tank (when exposed to external climatic factors) are compensated when calculating the thickness of the liquid layer.
Целью изобретения является повышение точности измерения толщины слоев разнородных по электрофизическим свойствам жидкостей и сокращение количества аппаратуры. The aim of the invention is to improve the accuracy of measuring the thickness of the layers of heterogeneous electrophysical properties of liquids and reducing the number of equipment.
Поставленная цель изобретения достигается тем, что в устройство, содержащее синхронизатор, вычислительное устройство, аналого-цифровой преобразователь, фазовращатель, импульсный модулятор, последовательно соединенные антенную систему, циркулятор, малошумящий УВЧ, фазовый детектор, направленный ответвитель, дискретно управляемый СВЧ-генератор, выход которого соединен со входом направленного ответвителя, первый выход которого соединен с первым входом импульсного модулятора, второй вход которого соединен со вторым выходом синхронизатора, а второй выход направленного ответвителя - со вторым входом фазового детектора, первый вход которого соединен с выходом малошумящего усилителя, вход которого соединен с выходом циркулятора, вход/выход которого подключен к антенной системе, дополнительно введены управляемый аттенюатор, видеоусилитель, БОЗУ, блок регулировки усиления, блок регулировки ослабления, источник тока, управляемый напряжением, контроллер обмена, при этом выход импульсного модулятора соединен со вторым входом фазовращателя, первый вход которого соединен с первым выходом синхронизатора, а выход - с первым входом управляемого аттенюатора, выход которого соединен со входом циркулятора, а второй вход - с выходом источника тока, управляемого напряжением, вход которого соединен с выходом блока регулировки ослабления, все первые входы которого соединены по шине данных со всеми первыми входами блока регулировки усиления, всеми шестыми входами ВОЗУ, всеми первыми входами контроллера обмена, все третьи входы/выходы которого являются входами/выходами измерителя, а также всеми двенадцатыми входами вычислительного устройства, второй, третий, четвертый, пятый выходы которого соединены соответственно со вторыми входами блока регулировки ослабления, блока регулировки усиления, контроллера обмена, ВОЗУ, а шестой, седьмой, тринадцатый выходы - соответственно с третьим, четвертым, седьмым входами ВОЗУ, восьмой, девятый выходы - соответственно со вторым и третьим входами синхронизатора, десятый, одиннадцатый выходы - соответственно со вторым и первым входами дискретно управляемого СВЧ-генератора, первый вход - с четвертым выходом синхронизатора, первый вход которого соединен с первым выходом ВОЗУ, первый вход которого соединен с третьим выходом синхронизатора и вторым входом АЦП, все выходы которого соединены со всеми пятыми входами БОЗУ, а первый вход АЦП - с выходом видеоусилителя, первый вход которого соединен с выходом фазового детектора, второй вход - с выходом блока регулировки усиления. The object of the invention is achieved in that in a device containing a synchronizer, a computing device, an analog-to-digital converter, a phase shifter, a pulse modulator, a series-connected antenna system, a circulator, a low-noise UHF, a phase detector, a directional coupler, a discretely controlled microwave generator, the output of which connected to the input of a directional coupler, the first output of which is connected to the first input of the pulse modulator, the second input of which is connected to the second synchronization output ora, and the second output of the directional coupler with the second input of the phase detector, the first input of which is connected to the output of the low-noise amplifier, the input of which is connected to the output of the circulator, the input / output of which is connected to the antenna system, a controlled attenuator, video amplifier, BOZU, and an adjustment unit are additionally introduced amplification, attenuation control unit, voltage-controlled current source, exchange controller, while the output of the pulse modulator is connected to the second input of the phase shifter, the first input of which is connected to the first output of the synchronizer, and the output - with the first input of the controlled attenuator, the output of which is connected to the input of the circulator, and the second input - with the output of the voltage-controlled current source, the input of which is connected to the output of the attenuation control unit, all the first inputs of which are connected via the data bus with with all the first inputs of the gain control unit, with all six inputs of the WHO, all the first inputs of the exchange controller, all the third inputs / outputs of which are meter inputs / outputs, as well as all twelve inputs a learning device, the second, third, fourth, fifth outputs of which are connected respectively to the second inputs of the attenuation control unit, gain control unit, exchange controller, WHO, and the sixth, seventh, thirteenth outputs, respectively, with the third, fourth, seventh inputs of the WHO, eighth, the ninth outputs, respectively, with the second and third inputs of the synchronizer, the tenth, eleventh outputs, respectively, with the second and first inputs of a discretely controlled microwave generator, the first input with the fourth output of the synchronizer ora, the first input of which is connected to the first output of the WHO, the first input of which is connected to the third output of the synchronizer and the second input of the ADC, all the outputs of which are connected to all fifth inputs of the BOZU, and the first input of the ADC is connected to the output of the video amplifier, the first input of which is connected to the phase output detector, the second input - with the output of the gain control unit.
При таком построении измерителя необходим один канал выделения квадратурных составляющих отраженных сигналов вместо двух (как в прототипе). При этом синхронизатор управляет фазовращателем таким образом, что фаза излученного сигнала на выходе импульсного модулятора через период зондирования принимает значения либо 0, либо π/2, что позволяет выделять на выходе фазового детектора через период повторения квадратурные составляющие отраженных сигналов, которые преобразуются в аналого-цифровом преобразователе в цифровую форму, записываются в ВОЗУ и после окончания излучения обрабатываются вычислительным устройством аналогично устройству прототипа. With this construction of the meter, one channel is needed to select the quadrature components of the reflected signals instead of two (as in the prototype). In this case, the synchronizer controls the phase shifter in such a way that the phase of the emitted signal at the output of the pulse modulator through the sensing period takes the values either 0 or π / 2, which allows you to select the quadrature components of the reflected signals that are converted into analog-to-digital at the output of the phase detector after a repetition period converter into digital form, are recorded in the WHO and after the end of the radiation are processed by a computing device similarly to the prototype device.
Для расширения динамического диапазона регулировки уровня сигнала в приемопередающем тракте измерителя, а также обеспечения связи измерителя с внешними системами введены широко известные технические решения: видеоусилитель [12] с блоком регулировки усиления [8], управляемый аттенюатор [30] с блоком регулировки ослабления [8] и источником тока, управляемого напряжением [91, контроллер обмена [13], не влияющие на сущность предлагаемого изобретения. To expand the dynamic range of adjusting the signal level in the transceiver path of the meter, as well as providing communication between the meter and external systems, well-known technical solutions have been introduced: a video amplifier [12] with a gain control unit [8], a controlled attenuator [30] with an attenuation control unit [8] and a voltage controlled current source [91, exchange controller [13], without affecting the essence of the invention.
Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что заявляемый измеритель отличается новыми связями фазовращателя с другими блоками и исполнением этого блока. Таким образом, заявляемый измеритель соответствует критерию "новизна". Comparative analysis with the prototype shows that the inventive meter is characterized by new connections of the phase shifter with other blocks and the execution of this block. Thus, the inventive meter meets the criterion of "novelty."
Предлагаемое исполнение измерителя неизвестно и приводит к повышению полезных свойств - повышению точности измерения толщины слоев разнородных жидкостей, снижению габаритов и стоимости за счет сокращения количества аппаратуры. Это позволяет сделать вывод о соответствии технического решения критерию "существенные отличия". The proposed version of the meter is unknown and leads to an increase in useful properties - to increase the accuracy of measuring the thickness of the layers of dissimilar liquids, reduce the size and cost by reducing the number of equipment. This allows us to conclude that the technical solution meets the criterion of "significant differences".
На фиг. 1 представлена блок-схема измерителя толщины слоев разнородных жидкостей, на фиг.2 - блок-схема синхронизатора, на фиг.3 - блок-схема БОЗУ, на фиг.4 - блок-схема дискретно управляемого СВЧ-генератора, на фиг.5 представлены диаграммы напряжений, поясняющие принцип работы нониусного измерения задержки отраженных сигналов, на фиг.6, 7, 8, приведена блок-схема алгоритма работы измерителя толщины слоев разнородных жидкостей. In FIG. 1 shows a block diagram of a meter for measuring the thickness of layers of dissimilar liquids, FIG. 2 is a block diagram of a synchronizer, FIG. 3 is a block diagram of a BOSU, FIG. 4 is a block diagram of a discretely controlled microwave generator, FIG. 5 shows voltage diagrams explaining the principle of operation of the vernier measurement of the delay of the reflected signals, Fig.6, 7, 8, shows a block diagram of the algorithm of operation of the thickness meter of layers of heterogeneous liquids.
Измеритель толщины слоев разнородных жидкостей (фиг.1) содержит дискретно управляемый СВЧ-генератор 1, направленный ответвитель 2, импульсный модулятор 3, фазовращатель 4, управляемый аттенюатор 5, циркулятор 6, антенную систему 7, малошумящий УВЧ 9, фазовый детектор 10, видеоусилитель 11, АЦП 12, БОЗУ 13, синхронизатор 14, вычислительное устройство 15, контроллер 16 обмена, блок 17 регулировки усиления, блок 18 регулировки ослабления, источник 19 тока, управляемый напряжением. The layer thickness meter of heterogeneous liquids (Fig. 1) contains a discretely controlled
При этом выход дискретно управляемого СВЧ-генератора 1 соединен со входом направленного ответвителя 2, первый выход которого подключен к первому входу импульсного модулятора 3, второй вход - ко второму выходу синхронизатора 14, первый выход которого соединен с первым входом фазовращателя 4, второй вход которого соединен с выходом импульсного модулятора 3, а выход - с первым входом управляемого аттенюатора 5, выход которого соединен со входом циркулятора 6, вход/выход которого соединен с антенной системой 7, а выход - со входом малошумящего УВЧ 9, выход которого соединен с первым входом фазового детектора 10, второй вход которого соединен со вторым выходом направленного ответвителя 2, а выход - с первым входом видеоусилителя, второй вход которого соединен с выходом блока 17 регулировки усиления, а выход - с первым входом АЦП 12, все выходы которого соединены со всеми пятыми входами БОЗУ 13, первый вход которого соединен со вторым входом АЦП 12 и третьим выходом синхронизатора 14, четвертый выход которого соединен с первым входом вычислительного устройства 15, второй, третий, четвертый, пятый выходы которого соединены соответственно со вторыми входами блока 18 регулировки ослабления, блока 17 регулировки усиления, контроллера 16 обмена, БОЗУ 13, шестой, седьмой, тринадцатый выходы - соответственно с третьим, четвертым, седьмым входами БОЗУ 13, десятый, одиннадцатый выходы - соответственно со вторым и первым входами дискретно управляемого СВЧ-генератора 1, восьмой, девятый выходы - соответственно со вторым и третьим входами синхронизатора 14, первый вход которого соединен с первым выходом БОЗУ 13, все шестые входы/выходы которого по шине данных соединены со всеми двенадцатыми входами/выходами вычислительного устройства 12, всеми первыми входами/выходами контроллера 16 обмена, все третьи входы/выходы которого являются входами/выходами измерителя уровней раздела жидкостей, а также - со всеми первыми входами блока 17 регулировки усиления, всеми первыми входами блока 18 регулировки ослабления, выход которого соединен со входом источника 19 тока, управляемого напряжением, выход которого соединен со вторым входом управляемого аттенюатора 5. The output of the discretely controlled
Синхронизатор 14 (фиг.2) содержит кварцевый генератор 20, первый синхронный делитель 21, первый триггер 22 управления, первый блок 23 "И-НЕ", генератор 24, управляемый напряжением, второй синхронный делитель 25, второй триггер 26 управления, ФНЧ 27, триггер 28 флага излучения, третий триггер 29 управления, второй блок 30 "И-НЕ", третий блок 31 "И-НЕ", ДПКД 32, четвертый триггер 33 управления, формирователь 34 коротких импульсов, блок 35 "И". The synchronizer 14 (FIG. 2) comprises a
При этом выход кварцевого генератора 20 соединен со входом первого синхронного делителя 21 и вторым входом второго блока 30 "И-НЕ", выход которого 36 является третьим выходом синхронизатора 14, а первый вход соединен со вторым входом третьего блока 31 "И-НЕ" и выходом третьего триггера 29 управления, второй вход которого соединен с выходом первого синхронного делителя 21 и первым входом первого триггера 22 управления, первый выход которого соединен с первым входом блока 23 "И-НЕ", выход которого соединен со вторым входом второго триггера 26 управления и вторым входом первого триггера 22 управления, второй выход которого соединен с первым входом ФНЧ 27, выход которого соединен со входом генератора 24, управляемого напряжением, а второй вход - со вторым входом первого блока 23 "И-НЕ" и выходом второго триггера 26 управления, первый вход которого соединен с выходом второго синхронного делителя 25, вход которого соединен с выходом генератора 24, управляемого напряжением, и первым входом третьего блока 31 "И-НЕ", выход которого соединен со вторым входом ДПКД 32, выход которого соединен со входом формирователя 34 коротких импульсов, выход 37 которого является вторым выходом синхронизатора 14, а также - со вторым входом четвертого триггера 33 управления, первый выход которого соединен с первым входом ДПКД 32, второй выход 41 которого является первым выходом синхронизатора 14, а первый вход 42, являющийся флагом излучения, подключен к первому входу третьего триггера 29 управления и выходу триггера 28 флага излучения, первый вход которого 38 является вторым входом синхронизатора 14, а второй вход подключен к выходу блока 35 "НЕ", первый вход 39 и второй 40 которого являются соответственно первым и третьим входами синхронизатора 14. In this case, the output of the
БОЗУ 13 (фиг. 3) содержит ОЗУ 43, счетчик 44 адреса ОЗУ, первый 45 и второй 46 шинные усилители, блок 47 "НЕ", первый 48 и второй 49 блоки "И". BOSU 13 (Fig. 3) contains
При этом первый вход ОЗУ 43 соединен с выходом блока 47 "НЕ" и первым входом первого шинного усилителя 45, все вторые входы которого 50 являются пятыми входами БОЗУ 13, а все выходы соединены со всеми вторыми входами/выходами ОЗУ 43 и всеми вторыми входами второго шинного усилителя 46, первый вход которого 51 соединен со входом блока "НЕ", является четвертым входом БОЗУ 13, а все третьи входы/выходы 55 - шестыми входами/выходами БОЗУ 13 и подключены ко всем третьим входам счетчика 44 адреса ОЗУ, все первые выходы которого подключены ко всем пятым входам ОЗУ 43, четвертый вход которого соединен с третьим входом ОЗУ 43 и выходом первого блока 48 "И", второй вход которого 54 является седьмым входом БОЗУ 13, а первый вход 36, являющийся первым входом БОЗУ 13, соединен с первым входом второго блока 49 "И", второй вход 53 которого является вторым входом БОЗУ 13, а выход подключен к первому входу счетчика 44 адреса ОЗУ, вторые вход 52 и выход 39 которого являются соответственно третьим входом и первым выходом БОЗУ 13. In this case, the first input of
Дискретно управляемый СВЧ-генератор 1 (фиг. 4) содержит СВЧ ГУН 56, прескалер 57, первый ДПКД 58, частотно-фазовый детектор 59, пропорционально интегрирующий фильтр (ПИФ) 60, кварцевый генератор (КГ) 61. При этом вход ГУН 56 соединен с выходом ПИФ 60, а выход, являющийся выходом 68 дискретно управляемого СВЧ-генератора 1, подключен ко входу прескалера 57, выход которого соединен с первым входом первого ДПКД 58, второй вход которого 67 является первым входом дискретно управляемого СВЧ-генератора 1, а выход подключен ко второму входу частотно-фазового детектора 59, выход которого соединен со входом ПИФ 60, а первый вход - с выходом второго ДПКД 62, первый вход которого подключен к выходу КГ 61, а второй вход 63 является вторым входом дискретно управляемого СВЧ-генератора 1. The discretely controlled microwave generator 1 (Fig. 4) contains a
Дискретно управляемый СВЧ-генератор 1 представляет собой широко известный апроксимирующий СВЧ-синтезатор частоты [18], конкретное исполнение которого показано на фиг.4. СВЧ ГУН 56 представляет собой СВЧ-генератор, управляемый напряжением по частоте и описан в [18]. Прескалер 57 представляет собой предварительный делитель частоты с малым коэффициентом деления, описан в [29] . ДПКД1 58 и ДПКД2 59 представляют собой делители с переменными коэффициентами деления, которые задаются сигналами 63 и 67 из вычислительного устройства 15, описаны в [26] . Пропорционально интегрирующий фильтр 60 описан в [18, стр.103]. The discretely controlled
Работает дискретно управляемый СВЧ-генератор 1 следующим образом. С вычислительного устройства 15 сигналами 63 и 67 устанавливаются коэффициенты деления ДПКД1 58 и ДПКД2 59 таким образом, чтобы выполнялось соотношение Эвклида [18]:
Fгун : (Kпр • Kдпкд1) = Fкв/Kдпкд2 = Fср,
где Fгун - несущая частота СВЧ ГУН 58;
Кпр - коэффициент деления прескалера;
Кдпкд1, Кдпкд2 - коэффициенты деления ДПКД1 58 и ДПКД2 62;
Fкв - частота кварцевого генератора;
Fср - частота сравнения на частотно-фазовом детекторе.A discretely controlled
F modes: (K pr dpkd1 • K) = F q / K = F dpkd2 cf.,
where F gun is the carrier frequency of the
To pr - the division coefficient of the prescaler;
K DPKD1 , K DPKD2 -
F kv is the frequency of the crystal oscillator;
F cf - the frequency of comparison at the frequency-phase detector.
На частотно-фазовом детекторе производится сравнение сигналов с выходов ДПКД1 и ДПКД2. С выхода частотно-фазового детектора 59 напряжение сигнала ошибки поступает на пропорционально интегрирующий фильтр ПИФ 60, с выхода которого управляется СВЧ ГУН 56, несущая частота которого устанавливается в соответствии с заданным вычислительным устройством 15 значением. The frequency-phase detector compares the signals from the outputs DPKD1 and DPKD2. From the output of the frequency-
Для повышения быстродействия СВЧ-синтезатора частота сравнения на первом и втором входах частотно-фазового детектора устанавливается значительно больше шага перестройки несущей частоты СВЧ ГУН 56 [18]. To increase the speed of the microwave synthesizer, the comparison frequency at the first and second inputs of the frequency-phase detector is set much larger than the tuning step of the carrier frequency of the microwave VCO 56 [18].
Вычислительное устройство 15 представляет собой однопроцессорный вычислитель, описанный в [16]. Computing device 15 is a single-processor computer described in [16].
Управление коэффициентом усиления видеоусилителя 11 осуществляется блоком 17 реглировки усиления, содержащего регистр хранения и ЦАП [11]. По шине данных в блок 17 регулировки усиления подводятся данные из вычислительного устройства 15, который сигналом 65 записывает их в соответствии с алгоритмом работы измерителя толщины слоев разнородных жидкостей. The gain control of the video amplifier 11 is carried out by the gain control unit 17, comprising a storage register and a DAC [11]. On the data bus to the gain control unit 17, data is input from the computing device 15, which records them in a signal 65 in accordance with the algorithm of operation of the thickness gauge of heterogeneous liquids.
Управление ослаблением управляемого аттенюатора 5 производится по сигналу 64 вычислительного устройства 15 аналогично управлению усилением с той лишь разницей, что управление аттенюатором 5 производится через источник тока, управляемый напряжением [9]. The attenuation of the controlled
Для расширения функциональных возможностей измерителя толщины слоев разнородных жидкостей антенная система может быть выполнена в виде приемопередающей антенны, либо линии на поверхностных волнах, либо волновода со своими согласующими устройствами [19]. To expand the functionality of a layer thickness meter of heterogeneous liquids, the antenna system can be made in the form of a transceiver antenna, or a line on surface waves, or a waveguide with its matching devices [19].
Следует отметить, что для преобразования видеосигналов с выхода видеоусилителя 11 в цифровую форму и записи их в цифровом виде в оперативную память для последующей процессорной обработки применен быстродействующий АЦП 12 и буферное ОЗУ 13 (БОЗУ), соединенные как показано на фиг.1. It should be noted that for converting the video signals from the output of the video amplifier 11 into digital form and recording them in digital form into RAM for subsequent processor processing, a high-speed ADC 12 and a buffer RAM 13 (BOSE) connected as shown in FIG. 1 are used.
Схема включения АЦП 12 приведена в [11, стр.88, рис.4.28]. В качестве АЦП может быть применена, например, микросхема 1107ПВЗ [11]. На выходе АЦП могут подключаться широко известные буферные регистры и преобразователи уровня (например, микросхемы 100ТМ173 и 100ПУ124, 100ПУ125)[28]. The switching circuit of the ADC 12 is given in [11, p. 88, Fig. 4.28]. As an ADC, for example, a 1107PVZ microcircuit can be used [11]. At the ADC output, widely known buffer registers and level converters can be connected (for example, 100ТМ173 and 100ПУ124, 100ПУ125 microcircuits) [28].
В состав БОЗУ 13 (фиг.3) входят широко известные шинные усилители 45 и 46 (например, микросхемы 533 АП4 и 533 АП6), счетчик 44 адреса ОЗУ (например, микросхема 1533 ИЕ10)[28], ОЗУ 43 (например, микросхема МСМ6706)[22]. The composition of the BOZU 13 (figure 3) includes well-known bus amplifiers 45 and 46 (for example, chips 533 AP4 and 533 AP6), a
В режиме записи цифровых данных в оперативную память на первые входы ОЗУ 43 и первый шинный усилитель 45 подают сигнал нулевого логического уровня, а на первый вход второго шинного усилителя 46 - сигнал логической единицы, которым второй шинный усилитель 46 устанавливается по третьему выходу/входу в третье состояние. При этом по второму входу/выходу ОЗУ 43 поступает цифровой код с выхода шинного усилителя 45, который подключает данные АЦП 12 с выхода 50 на второй вход/выход ОЗУ 43, при этом адрес ОЗУ 43 выбирается параллельным кодом с первого выхода синхронного счетчика 44 адреса ОЗУ, работающего как последовательный счетчик по фронту сигналов 36, прошедших через второй блок 49 "И" на его первый вход. Запись сигналов в ОЗУ 43 происходит по нулевому логическому уровню на входах CS и ОЕ. Высокий уровень сигнала ОЕ на третьем входе ОЗУ 43 устанавливает его в третье состояние по входу/выходу 2. Высокий уровень сигнала CS на четвертом входе ОЗУ 43 устанавливает его в режим хранения информации. Сигнал 39 со второго выхода счетчика 44 адреса ОЗУ является сигналом окончания режима излучения и накопления, поступает на первый вход синхронизатора 14 для обнуления триггера флага 28 излучения. In the mode of recording digital data in RAM, the first inputs of the
В режиме считывания цифровых данных из оперативной памяти предусмотрено обращение вычислительного устройства 15 к ОЗУ 43. По шине данных 55 из вычислительного устройства 15 в счетчик 44 адреса ОЗУ записывается требуемый код адреса ОЗУ 43 "отрицательными" сигналами логического вида 52 и 53 из вычислительного устройства 15, причем фронт сигнала 53 должен находится внутри сигнала 52 [28], а второй шинный усилитель 46 должен находится по третьему входу/выходу в третьем состоянии. После этого вычислительное устройство выдает сигнал 51 логического нуля на первый вход второго шинного усилителя 46, снимающий третье состояние с его третьего входа/выхода, а на первый вход ОЗУ 43 и первый вход первого шинного усилителя 45 подается сигнал логической единицы, переводящий ОЗУ 43 в режим считывания, а первый шинный усилитель 45 по выходу в третье состояние. Сигнал 36 в режиме считывания имеет высокий логический уровень, а для считывания информации с вычислительного устройства 15 на второй вход первого блока "И" выдается "отрицательный" сигнал 54 логического вида, который, поступая на 3 и 4 входы ОЗУ 43, инициирует считывание цифровой информации со второго входа/выхода через второй шинный усилитель 46 по шине данных 55 на вычислительное устройство 15. In the mode of reading digital data from RAM, the computing device 15 is accessed to RAM 43. On the
В состав синхронизатора входят кварцевый генератор 20, первый 21 и второй 25 синхронные делители, первый 22 и второй 26 триггеры управления, первый блок 23 "И-НЕ", ГУН24, ФНЧ 27 (фиг.2), представляющие собой известный синтезатор частот, подробно описанный в [20] и формирующий частоты Fозу с выхода генератора 20, Fизл - с выхода генератора 24, частота с выхода делителя 21, при которой фазы сигналов с выхода генераторов 20 и 24 совпадают, равна Fизл - Fозу.The structure of the synchronizer includes a
Работа синхронизатора 14 начинается с обнуления триггера 28 флага излучения по второму входу (R) с выхода блока 35 "И" импульсом 40 и последующего запуска триггера 28 флага излучения импульсом 38 по первому входу (С). Импульсы 40 и 38 вырабатываются вычислительным устройством 15 в соответствии с алгоритмом работы измерителя уровней (фиг 6, фиг.7, фиг.8). Сигнал 42 (флаг излучения) высоким уровнем (с выхода триггера 28 флага излучения) разблокирует четвертый триггер 33 управления по первому входу, устанавливает в измерителе режим излучения и накопления. Флаг излучения поступает одновременно для анализа в вычислительное устройство 15 и на первый (D) вход третьего триггера 29 управления, который запускается частотой Fраз по его второму входу (С) с выхода первого синхронного делителя 21 в момент совпадения по времени частот Fизл и Fозу. Третий триггер 29 управления открывает одновременно второй 30 и третий 31 блоки "И-НЕ", выполняющие роль ключей. Частоты Fизл и Fозу одновременно поступают через эти ключи соответственно на вход ДПКД 32 и на входы АЦП12, БОЗУ 13. ДПКД 32 представляет собой известный [20, стр. 274, рис.4.92] синхронный делитель с переменным коэффициентом деления, выполняющий роль прескалера, коэффициент деления (16/17) которого изменяется под управлением сигнала с первого выхода четвертого триггера 33 управления (запускаемого сигналом с выхода ДПКД 32), работающего в счетном режиме, и одновременно со второго выхода (сигналом 41) управляющего фазовращателем измерителя толщины слоев (изменяющим через период повторения зондирующих сигналов фазу излученного радиосигнала 0 или π/2). С выхода ДПКД 32 запускается также формирователь 34 коротких импульсов, описанный в [17], который сигналом 37 запускает импульсный модулятор 3. Такое управление режимом работы ДПКД 32 позволяет двум принимаемым сигналам, следующим последовательно друг за другом в соседних периодах повторения, иметь одинаковое смещение на нониусной шкале задержек при записи последних в цифровом виде в БОЗУ 13 (с возможностью использования их в последующей обработке в вычислительном устройстве 15 как квадратурных). В момент прихода импульса 39 (сигнала конца режима накопления) на первый вход блока 35 "И" из БОЗУ 13 триггер 28 флага излучения обнуляется им по входу 2 (R), что приводит к обнулению третьего 29 (так как на его D входе установился уровень логического нуля) и четвертого 33 триггеров управления, закрыванию ключей - второго 30 и третьего 31 блоков "И-НЕ", окончанию режима излучения и накопления.The operation of the synchronizer 14 begins with the zeroing of the
Отметим некоторые особенности синхронизации известных процессов преобразования принимаемых сигналов в цифровую форму на АЦП 12 и записи принимаемых сигналов в буферное ОЗУ 13, которые позволяют вычислительному устройству 15 (при обработке цифровых сигналов БОЗУ 13 в нереальном масштабе времени) программно вычислять методом нониуса [32, 33, 35] временные задержки отраженных сигналов от уровней раздела жидкостей с высокой точностью, как это, например, делается в стробоскопических осциллографах, в которых дискретно считываются мгновенные значения измеряемого сигнала, при этом полученные отсчеты заносятся в память и в дальнейшем подвергаются обработке [36, 39]. We note some features of synchronization of the known processes of converting received signals to digital form on the ADC 12 and recording the received signals in the buffer RAM 13, which allow the computing device 15 (when processing digital signals BOSU 13 in an unrealistic time scale) to programmatically calculate using the nonius method [32, 33, 35] the time delays of the reflected signals from the liquid separation levels with high accuracy, as, for example, is done in stroboscopic oscilloscopes in which instantaneous values are discretely read measurement signal, while the obtained samples are stored in the memory and subsequently processed [36, 39].
Формирование импульсов 37 запуска импульсного модулятора, импульсов 36 тактирования АЦП 12 и БОЗУ 13 с выхода синхронизатора 14 производят синхронно [31,32], например, в момент t0 (фиг.5, а, б, г).The formation of
Радиоимпульсы, формируемые по импульсам 37 (запуска импульсного модулятора) синхронизатора 14, излучаются с периодом Тизл по тактам 0, km+1, 2(km+1), . ..,nk(m+1),...(фиг.5а, 5б), где m - параметр нониуса, k - коэффициент периода излучения, n - номер излучения. Преобразование принятых сигналов (фиг.5в) в АЦП 12 и запись в БОЗУ 13 проводят с частотой Fозу по каждому такту (фиг.5г., 5д).The radio pulses generated by the pulses 37 (start of the pulse modulator) of the synchronizer 14 are emitted with a period of T rad from
Если выполняется условие совпадения фронтов импульсов 37 запуска импульсного модулятора и импульсов 36 тактирования АЦП 12 и БОЗУ 13:
k•m•Тизл = k•(m-1)•Тозу (1)
где Тизл - период тактовых импульсов излучения, Тизл = 1/Fизл;
Тозу - период тактирования АЦП 12 и БОЗУ 13, Тозу = 1/Fозу,
то выражение (1) позволяет записать условие для синтезатора частот [20]:
Fизл/m = Fозу/(m-1) (2)
Если второе и последующие излучения выдавать в момент времени n•(k•m+1)•Тизл, то следующий за ним такт АЦП 12 и БОЗУ 13 придет в момент времени n•[k• (m-1)+1] •Тозу с задержкой dtn (фиг.5б), что соответствует уравнению стробоскопа [35]:
n•(k•m+1)•Тизл +dtn = n•[k•(m-1)+1]•Тозу
Из данного выражения можно показать с учетом условия (1), что n-тое излучение начинается раньше n•[k•(m-1)+1] тактового импульса АЦП 12 и БОЗУ 13 на величину, равную dtn= n195>Тозу/m, являющуюся шагом нониуса. Для восстановления принятых сигналов (фиг. 5д,е) с шагом Тозу/m при обработке цифровых данных БОЗУ 13 в вычислительном устройстве 15 необходимо количество периодов излучений Nизл=m.If the condition for the coincidence of the fronts of the
k • m • T rad = k • (m-1) • T oz (1)
where T rad - the period of the clock pulses of radiation, T rad = 1 / F rad ;
T oz - the clocking period of the ADC 12 and BOZU 13, T oz = 1 / F oz ,
then expression (1) allows us to write down the condition for the frequency synthesizer [20]:
F rad / m = F oz / (m-1) (2)
If the second and subsequent radiations are emitted at time moment n • (k • m + 1) • T rad , then the next clock cycle of the ADC 12 and BOSU 13 will come at time moment n • [k • (m-1) +1] • T ram with a delay dt n (Fig.5B), which corresponds to the equation of the strobe [35]:
n • (k • m + 1) • T rad + dt n = n • [k • (m-1) +1] • T ram
From this expression, it can be shown, taking into account condition (1), that the nth radiation begins earlier than n • [k • (m-1) +1] of the ADC 12 and BOZU 13 clock pulses by an amount equal to dt n = n195> T ram / m, which is the vernier step. To restore the received signals (Fig. 5e, e) with a step of T ram / m when processing digital data of the BOZU 13 in the computing device 15, the number of radiation periods N rad = m is necessary.
Таким образом, дискретизация и запись сигналов с шагом dtn в БОЗУ 13 известным стробоскопическим способом [32,35,37] позволяет при последующей обработке данных в вычислительном устройстве 15 восстанавливать форму сигнала с шагом в m раз меньше, чем в период записи в БОЗУ 13.Thus, the sampling and recording of signals with a step dt n in the BOSU 13 in a known stroboscopic manner [32,35,37] allows for subsequent data processing in the computing device 15 to restore the waveform in steps of m times less than during recording in the BOSU 13 .
Рассмотрим алгоритм работы измерителя толщины слоев разнородных жидкостей (фиг.6, фиг.7, фиг.8). Consider the algorithm of the thickness gauge layers of heterogeneous liquids (Fig.6, Fig.7, Fig.8).
После подачи питания на измеритель вычислительное устройство 15 проводит сигналом 40 начальную установку триггера 28 флага излучения синхронизатора 14, сигналами 65 и 64 записывет нулевое значения усиления и ослабления в блоки 17 и 18 регулирования усиления и ослабления (Nyc = 0, Noсл = 0), записывает сигналами 52 и 53 по шине данных 55 в счетчик 44 адреса ОЗУ БОЗУ 13 нулевое значение кода (устанавливая тем самым низкий логический уровень сигнала 39 - окончание режима излучения и накопления), проводит опрос контроллера 16 обмена с внешними системами, который вводит поправочные коэффициенты распространения электромагнитной волны по слоям, переводит измеритель в режим измерения толщины слоев разнородных жидкостей, устанавливает сигналами 63 и 67 несущую частоту излучения дискретно управляемого СВЧ-генератора 1 на середину рабочего диапазона частот.After supplying power to the meter, the computing device 15 carries out the
После этого вычислительное устройство 15 запускает подпрограмму установки параметров приемопередающего модуля (ППМ) и старта излучения и накопления, которую далее будем называть просто подпрограмма. Алгоритм работы подпрограммы приведен на фиг. 8. Подпрограмма устанавливает несущую частоту Fнеc на дискретно управляемом СВЧ-генераторе 1, записывает в блоки 17 и 18 регулировки усиления и ослабления значения усиления и ослабления, записывает нулевое значение, кода в счетчик 44 адреса ОЗУ БОЗУ 13 запускает таймер на время tycт.ппм - время установки параметров в ППМ (дискретно управляемый СВЧ-генератор 1, направленный ответвитель 2, импульсный модулятор 3, фазовращатель 4, управляемый аттенюатор 5, циркулятор 6, малошумящий УВЧ 9, фазовый детектор 10, видеоусилитель 11), после чего проводится запуск режима излучения и накопления, анализ флага излучения 42.After that, the computing device 15 starts the subroutine for setting the parameters of the transceiver module (MRP) and the start of radiation and accumulation, which we will simply call the subroutine. The subroutine operation algorithm is shown in FIG. 8. The subroutine sets the carrier frequency F ns at the discretely controlled
По окончании работы подпрограммы вычислительное устройство 15 считывает данные БОЗУ 13, после чего проводит обработку данных, сканируя по диапазону задержек, определяя временные задержки цифровых сигналов (от уровней раздела жидкостей), количество уровней раздела жидкостей. At the end of the subroutine, the computing device 15 reads the data of the BOSE 13, after which it processes the data by scanning the range of delays, determining the time delays of digital signals (from the liquid separation levels), and the number of liquid separation levels.
Значение принятого сигнала U1 на задержке i•dt в цифровом виде можно определить следующим алгоритмом:
U1 = ОЗУ{(imod М)•m + [i/M]},
где скобки { ...} означают содержимое ячейки ОЗУ с данным номером, выражение (i mod М) - остаток от деления i на М и скобка [...] - целая часть числа, М = k•(m-1)+1. На фиг.5е показан пример восстановленного сигнала для k=1, m=8.The value of the received signal U 1 at the delay i • dt in digital form can be determined by the following algorithm:
U 1 = RAM {(imod M) • m + [i / M]},
where the brackets {...} mean the contents of the RAM cell with the given number, the expression (i mod M) is the remainder of dividing i by M and the bracket [...] is the integer part of the number, M = k • (m-1) + 1. 5e shows an example of a reconstructed signal for k = 1, m = 8.
Далее алгоритм переходит на измерение толщины слоев разнородных жидкостей (фиг.7). После определения временных задержек отраженных сигналов от уровней раздела жидкостей относительно наведенного "прямого" сигнала с точностью нониуса и количества уровней раздела проводится уточнение каждой временной задержки сигнала импульсно-фазовым способом. Next, the algorithm switches to measuring the thickness of the layers of dissimilar liquids (Fig.7). After determining the time delays of the reflected signals from the liquid separation levels relative to the induced "direct" signal with an accuracy of the vernier and the number of separation levels, each time delay of the signal is determined by the pulse-phase method.
Измерение фазы квадратурных сигналов с высокой точностью на краях рабочего диапазона несущих частот дискретно управляемого СВЧ-генератора 1 проблематично по двум основным причинам:
наличие смещения нулевого напряжения на выходе видеоусилителя 11 при приеме квадратурных составляющих отраженных сигналов (представляющих последовательность биполярных видеоимпульсов, амплитуды напряжений которых могут быть одного знака и изменяться одновременно с плюса на минус, что вызывает смещение "шумовой дорожки" на выходе видеоусилителя 11);
Неидеальность фазовращателя 4 в рабочем диапазоне несущих частот и фазового детектора 10 [34] (например, различие характеристик смесительных диодов) приводят к повышению погрешности уровня выходного сигнала при преобразовании квадратурных составляющих сигнала, когда уровень одного из выходных сигналов на выходе фазового детектора 10 близок к нулю. Анализ данного типа погрешностей показал, что в области значений фазы квадратурного сигнала около ± π/4 получаются наиболее низкие погрешности при вычислении фазы квадратурного сигнала порядка 1...2 градусов [34].The measurement of the phase of quadrature signals with high accuracy at the edges of the working range of the carrier frequencies of the discretely controlled
the presence of a zero voltage offset at the output of the video amplifier 11 when receiving quadrature components of the reflected signals (representing a sequence of bipolar video pulses, the voltage amplitudes of which can be of the same sign and change simultaneously from plus to minus, which causes a shift in the "noise track" at the output of video amplifier 11);
The non-ideality of the
Кроме того, если принять угол φ = -π/4, то синусная и косинусная составляющие квадратурных сигналов становятся равными по амплитуде и имеют противоположный знак, что не приводит к смещению нулевого напряжения на выходе видеоусилителя 11 (постоянная составляющая видеоимпульсов равна нулю), а при всех измерениях временных задержек отраженных сигналов от границ раздела жидкостей подбирают каждую из несущих частот F1k и F2k на краях частотного диапазона таким образом, чтобы соблюдалось равенство квадратурных составляющих сигналов.In addition, if we take the angle φ = -π / 4, then the sine and cosine components of the quadrature signals become equal in amplitude and have the opposite sign, which does not lead to a shift in the zero voltage at the output of the video amplifier 11 (the constant component of the video pulses is zero), and when all measurements of the time delays of the reflected signals from the liquid interface are selected each of the carrier frequencies F 1k and F 2k at the edges of the frequency range so that the equality of the quadrature components of the signals is observed.
С учетом вышеизложенного, выражение для определения временной задержки от k-того уровня раздела разнородных жидкостей принимает вид:
где Nk - количество периодов полных изменений фазы квадратурного сигнала при изменении несущей частоты дискретно управляемого СВЧ-генератора от F1k до F2k.Based on the foregoing, the expression for determining the time delay from the k-th level of the separation of dissimilar liquids takes the form:
where N k is the number of periods of complete changes in the phase of the quadrature signal when the carrier frequency of the discretely controlled microwave generator changes from F 1k to F 2k .
Вычислительное устройство работает по следующему алгоритму, выбирается временная задержка отраженного сигнала относительно наведенного "прямого" сигнала от первого уровня k:=0, устанавливается несущая частота излучения дискретно управляемого СВЧ-генератора 1 на нижнем краю частотного диапазона Fнеc = F1, запускается подпрограмма и по окончании ее работы производится поиск частоты F1k излучения, при которой фаза принятого сигнала равна минус 45o для k-того уровня раздела жидкостей. Если данное условие не выполняется, то несущая частота F1k увеличивается дискретно и процесс повторяется. После ее нахождения Fнес увеличивается с шагом перестройки DF на каждом шаге запускается подпрограмма, происходит изменение фазы сигнала, подсчитывается количество переходов Nk фазы сигналов через значение минус 45o. Процесс изменения несущей частоты Fнес с дискретом DF, подсчет количества переходов Nk продолжается до достижения несущей частотой значения F2, после чего вновь запускается подпрограмма и по ее окончании производится поиск частоты F2k излучения, при которой фаза принятого сигнала равна 45o для k-того уровня. Если данное условие не выполняется, то несущая частота F2k уменьшается на дискрет перестройки и процесс поиска повторяется. После нахождения частоты F2k и количества Nk (полных периодов изменений фазы квадратурного сигнала) производится вычисление и запоминание значения задержки отраженного сигнала от k-того уровня по формуле (3), вычисление толщины Нк k-того слоя по формуле:
Нk = (Ck/2)•(t1-tk-1) (4)
и выдача в систему (с которой связан измеритель) значения Hk через контроллер 16 обмена, который предварительно считывает из системы поправочные коэффициенты Ск распространения электромагнитной волны в k-том слое.The computing device operates according to the following algorithm, the time delay of the reflected signal relative to the induced “direct” signal from the first level k: = 0 is selected, the carrier frequency of the radiation of the discretely controlled
H k = (C k / 2) • (t 1 -t k-1 ) (4)
and outputting to the system (with which the meter is connected) the values of H k through the exchange controller 16, which previously reads from the system the correction factors C for the propagation of the electromagnetic wave in the kth layer.
После этого устанавливается k: = k + 1 и вновь повторяется алгоритм измерения толщины слоя (фиг.7) и так до тех пор, пока все значения Нк всех К уровней не будут измерены и выданы в контроллер 16 обмена.After that, k: = k + 1 is established and the algorithm for measuring the layer thickness (Fig. 7) is repeated again, and so on, until all values of H to all K levels are measured and sent to the exchange controller 16.
После измерения толщины слоев производится измерение относительного изменения толщины слоев. Алгоритм измерения относительного изменения толщины слоев показан на фиг.6, измерение проводится на частоте Fk (установленной на середине рабочего диапазона частот) с использованием значений времени tk из алгоритма измерения толщины слоев (фиг.7). В алгоритме N - номер измерения относительного изменения толщины слоев. Для каждого слоя, начиная с нулевого, вначале измерения производится поиск и запоминание несущей частоты Fok, при которой фаза принятого сигнала равна минус 45o для k-того уровня раздела жидкостей. Если происходит изменение времени задержки tok + δtk, то для сохранения фазы квадратурного сигнала минус 45o изменяют частоту от значения Fок до значения Fk. Относительное изменение времени задержки определится выражением:
[(tok +δtk)/ tok]= Fok/Fk
относительное изменение gk k-того уровня:
gk = (δtk/ tok) = (Fok/Fk)-1 (5)
и соответственно изменение толщины dHk k-того слоя
dHk = (Ck/2)•(tok• gk- tok-1• gk-1), (6)
где tok-1 и gk-1 - соответственно время задержки квадратурного сигнала от k-1 уровня и относительное изменение времени задержки от k-1 уровня.After measuring the thickness of the layers, the relative change in the thickness of the layers is measured. The algorithm for measuring the relative change in the thickness of the layers is shown in Fig.6, the measurement is carried out at a frequency F k (set in the middle of the operating frequency range) using the values of time t k from the algorithm for measuring the thickness of the layers (Fig.7). In the algorithm, N is the measurement number of the relative change in layer thickness. For each layer, starting from zero, at the beginning of the measurement, a search and storage of the carrier frequency F ok is performed, at which the phase of the received signal is minus 45 o for the k-th level of the liquid interface. If there is a change in the delay time t ok + δt k , then to save the phase of the quadrature signal minus 45 o change the frequency from the value of F ok to the value of F k . The relative change in the delay time is determined by the expression:
[(t ok + δt k ) / t ok ] = F ok / F k
relative change g k k level:
g k = (δt k / t ok ) = (F ok / F k ) -1 (5)
and, accordingly, a change in the thickness dH k of the kth layer
dH k = (C k / 2) • (t ok • g k - t ok-1 • g k-1 ), (6)
where t ok-1 and g k-1 are, respectively, the delay time of the quadrature signal from the k-1 level and the relative change in the delay time from the k-1 level.
В соответствии с методикой расчета погрешностей, изложенной в [38, стр. 132] , можно показать из выражений (3) и (4), что относительная ошибка измерения толщины k-того слоя равна:
δH/Hk = δC/Ck+4(δN/Nk+δF/(F2k-F1k) (7)
и соответственно из выражения (6) ошибка измерения изменения толщины k-того слоя равна:
δdH = (δC/Ck)•dHk+Ck•(δg•tok+δt•gk), (8)
где δC - погрешность определения поправочного коэффициента распространения электромагнитной волны по слоям, которая определяется экспериментально или по таблицам и может быть определена с погрешностью δС/Сk <0.01%, δN - погрешность полного периода изменения фазы квадратурного сигнала (определяемая фазовым детектором 10 и установкой фазы фазовращателя 4) при измерении угла минус 45o, δN = δФ/360, где δФ = 1...2 градуса, как было сказано выше; δF - ошибка установки частоты дискретно управляемого СВЧ-генератора 1, δF/F <10^ (-6); δg - погрешность относительного изменения уровня раздела жидкостей, δg = 2•(δN/(Fok•tok)+δF/Fok). Средняя частота Fok=5 Гц, разность частот F2k-F1k=1 ГГгц. При измерении толщины слоев на расстоянии 15 м от жидкой среды данный прибор позволяет достичь точности измерения толщины слоев до 0,9-1,7 мм и относительного изменения толщины слоев с точностью до 0,12...0,25 мм.In accordance with the methodology for calculating errors described in [38, p. 132], it can be shown from expressions (3) and (4) that the relative error in measuring the thickness of the k-th layer is:
δH / H k = δC / C k +4 (δN / N k + δF / (F 2k -F 1k ) (7)
and accordingly, from the expression (6), the error in measuring the change in the thickness of the k-th layer is:
δdH = (δC / C k ) • dH k + C k • (δg • t ok + δt • g k ), (8)
where δC is the error in determining the correction coefficient of the electromagnetic wave propagation through the layers, which is determined experimentally or according to the tables and can be determined with an error of δС / С k <0.01%, δN is the error of the full period of the phase change of the quadrature signal (determined by
Таким образом, предлагаемое изобретение по сравнению с прототипом позволяет повысить точность измерения уровней раздела жидкостей, снизить габариты, стоимость, повысить надежность за счет сокращения количества аппаратуры и упрощения функционального построения схемы измерителя уровней раздела жидкостей. Thus, the present invention compared with the prototype allows to increase the accuracy of measuring the levels of the separation of liquids, reduce dimensions, cost, increase reliability by reducing the number of equipment and simplifying the functional construction of the circuit meter level of separation of liquids.
Литература
(1) А.с. СССР 1659730, кл. G 01 F 23/28, 1988г.Literature
(1) A.S. USSR 1659730, class G 01
(2) Патент РФ 2023989, кл. G 01 F 23/28, 1992. (2) RF patent 2023989, cl. G 01
(3) Беннетт С.Л., Росс Дж.Ф. Время-импульсные процессы и их применения, ТИИЭР, 1978г., т. 66, 3, с. 35-37. (3) Bennett S.L., Ross J.F. Pulse-time processes and their applications, TIIER, 1978, vol. 66, 3, p. 35-37.
(4) Коган И.М. Ближняя радиолокация. М., Советское радио,1973г. (4) Kogan I.M. Near radar. M., Soviet Radio, 1973.
(5) А.с. СССР 1642250, кл. G 01 F 23/28, 1989 г. (5) A.S. USSR 1642250, class G 01
(6) А.с. СССР N 1659733, кл. G 01 F 23/28, 1989 г. (6) A.S. USSR N 1659733, class G 01
(7) Заявка на патент 98119622 от 30.10.98 г. (7) Patent Application 98119622 of 10.30.98
(8) Б. Г. Федоров, В.А. Телец. Микросхемы ЦАП и АЦП: функционирование, параметры, применение, М.. Энергоиздат, 1990 г., стр.79-81. (8) B.G. Fedorov, V.A. Calf. DAC and ADC chips: operation, parameters, application, M .. Energoizdat, 1990, pp. 79-81.
(9) У. Тице, К. Шенк. Полупроводниковая схемотехника. М., Мир, 1982 г., стр.172, рис.12.9. (9) W. Tice, C. Schenck. Semiconductor circuitry. Moscow, Mir, 1982, p. 172, fig. 12.9.
(10) Бакулев П.А., Степин В.М. Методы и устройства селекции движущихся целей, М., Радио и связь, 1986 г. (10) Bakulev P.A., Stepin V.M. Methods and devices for moving targets selection, M., Radio and communications, 1986
(11) Марцинкявичюс А.К., Багданскис Э.К. Быстродействующие интегральные микросхемы ЦАП и АЦП и измерение их параметров, М., Радио и связь, 1988 г. (11) Marcinkevicius A.K., Bagdanskis E.K. High-Speed Integrated Circuits DAC and ADC and Measurement of Their Parameters, M., Radio and Communications, 1988
(12) С.Л. Фрадкин. Основы теории и расчета радиолокационных приемников, М., Машиностроение, 1969 г. (12) S.L. Fradkin. Fundamentals of the theory and calculation of radar receivers, M., Mechanical Engineering, 1969
(13) Б.В. Шевкопляс. Справочник. Микропроцессорные структуры, инженерные решения, М., Радио и связь, 1990 г., стр.68-81. (13) B.V. Shevkoplyas. Directory. Microprocessor structures, engineering solutions, M., Radio and communications, 1990, pp. 68-81.
(14) М. Сколник. Справочник по радиолокации, М., Сосветское радио, 1977г., т2, стр.251-270. (14) M. Skolnik. Handbook of radar, M., Sosvetskoe radio, 1977., t2, pp. 251-270.
(15) О. Н. Лебедев. Микросхемы памяти и их применение, М., Радио связь, 1990 г., стр.39. (15) O.N. Lebedev. Memory microcircuits and their application, M., Radio communications, 1990, p. 39.
(16) Б.Ф. Высоцкий. Цифровые фильтры и устройства обработки сигналов на интегральных микросхемах, М., Радио и связь, 1984 г., стр.126, рис.4.23. (16) B.F. Vysotsky. Digital filters and signal processing devices on integrated circuits, M., Radio and communications, 1984, p. 126, Fig. 4.23.
(17) Отраслевой стандарт. Микросхемы, интегральные серии 533, к 533. Руководство по применению. ОСТ11340.917-84, стр.316. (17) Industry standard. Chips, integrated series 533, k 533. Application Guide. OST11340.917-84, p. 316.
(18) А.В. Рыжков, В.Н. Попов. Синтезаторы частоты в технике радиосвязи, М., Радиосвязь, 1991 г., стр.117. (18) A.V. Ryzhkov, V.N. Popov. Frequency synthesizers in radio communication technology, M., Radio communication, 1991, p. 117.
(19) И. Е. Ефимов, Г.А. Шермина. Волноводные линии передачи, М., Связь, 1979 г., стр.158. (19) I.E. Efimov, G.A. Shermina. Waveguide transmission lines, M., Communication, 1979, p. 158.
(20) Г.И. Пухальский, Т.Я. Новосельцева. Проектирование дискретных устройств на интегральных микросхемах, М., Радио и связь, 1990 г., стр.272, рис. 4.89. (20) G.I. Pukhalsky, T.Ya. Novoseltseva. Design of discrete devices on integrated circuits, M., Radio and communications, 1990, p. 272, Fig. 4.89.
(21) В.О. Кобак. Радиолокационные отражатели, М., 1975 г. (21) V.O. Kobak. Radar reflectors, M., 1975
(22) Справочник Motorola. Fast Static RAM. Component and Module Data, USA, 1995 г. (22) Motorola Handbook. Fast Static RAM. Component and Module Data, USA 1995
(23) Жуковский А. П., Оноприенко Е.И., Чижов В.И. Теоретические основы радиовысотометрии. М., Советское радио, 1979 г. (23) Zhukovsky A.P., Onoprienko E.I., Chizhov V.I. Theoretical foundations of radio altimetry. M., Soviet Radio, 1979
(24) Супряга Н.П. Радиолокационные средства непрерывного излучения, М., Военное издательство МО, 1974 г., стр.26. (24) Supryaga N.P. Radar means of continuous radiation, M., Military publishing house of the Ministry of Defense, 1974, p. 26.
(25) HIPERCOMM. High Performance Frequency Control Products, Motorola, USA, 1997 г. (25) HIPERCOMM. High Performance Frequency Control Products, Motorola, USA 1997
(26) Motorola. Communications. Device Data, 1997 г. (26) Motorola. Communications. Device Data 1997
(27) Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники, т.3, М., Мир, 1993 г., стр.151. (27) Horowitz P., Hill W. Art of circuitry, vol. 3, M., Mir, 1993, p. 151.
(28) Д.Л. Шило. Популярные цифровые микросхемы, Челябинск, 1989 г. (28) D.L. Awl. Popular digital circuits, Chelyabinsk, 1989
(29) Hewlett Packard Communications. Designerrs Catalog, Copyright, USA, 1993 г. (29) Hewlett Packard Communications. Designerrs Catalog, Copyright, USA, 1993
(30) Журнал Радиоэлектроника, том 32, 11, 1989 г.,стр.84. (30) Journal of Radio Electronics,
(31) Журнал ELECTRONICS WORLD, T-3, 1990 г., стр.231. (31) Journal of ELECTRONICS WORLD, T-3, 1990, p. 231.
(32) Журнал Приборы и техника эксперимента, 5, 1990 г., стр.103. (32) Journal Instruments and Experimental Techniques, 5, 1990, p. 103.
(33) В. И. Иверонова. Физический практикум. Руководство к практическим занятиям по физике, М., ГИТТЛ, 1955 г., стр.33. (33) V.I. Iveronova. Physical Workshop. Guide to practical exercises in physics, M., GITTL, 1955, p. 33.
(34) Н.В. Бобров. Радиоприемные устройства, М., Советское радио, 1971 г. , стр. 253-258. (34) N.V. Beavers. Radio receivers, M., Soviet radio, 1971, pp. 253-258.
(35) В. А. Кузнецов. Измерение в электронике. Справочник, М., Энергоатомиэдат, 1987г., стр.342. (35) V.A. Kuznetsov. Measurement in electronics. Handbook, M., Energoatomiedat, 1987, p. 342.
(36) Ю. Шульц. Электроизмерительная техника. 1000 понятий для практиков. Справочник, М., Энергоатомиэдат, 1989 г., стр.120, 154, 155. (36) J. Schulz. Electrical appliances. 1000 concepts for practitioners. Handbook, M., Energoatomiedat, 1989, pp. 120, 154, 155.
(37) А.И. Найденов, В.А. Новопольский. Электронно-лучевые осциллографы, М., Энергоатомиздат, 1983 г., стр.192-194. (37) A.I. Naidenov, V.A. Novopolsky. Electron beam oscilloscopes, M., Energoatomizdat, 1983, pp. 192-194.
(38) И. Н. Бронштейн, К.А. Семендяев. Справочник по математике, М., Наука, 1986 г. (38) I.N. Bronstein, K.A. Semendyaev. Handbook of Mathematics, M., Science, 1986
(39) Журнал Приборы и техника эксперимента, 1, 1988 г., стр.90-95. (39) Journal of Instruments and Experimental Techniques, 1, 1988, pp. 90-95.
Claims (5)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU99114242A RU2188399C2 (en) | 1999-06-21 | 1999-06-21 | Pulse-phase meter for measurement of thickness of layers of different liquids and their relative change at enhanced accuracy |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU99114242A RU2188399C2 (en) | 1999-06-21 | 1999-06-21 | Pulse-phase meter for measurement of thickness of layers of different liquids and their relative change at enhanced accuracy |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU99114242A RU99114242A (en) | 2001-04-27 |
RU2188399C2 true RU2188399C2 (en) | 2002-08-27 |
Family
ID=20222080
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU99114242A RU2188399C2 (en) | 1999-06-21 | 1999-06-21 | Pulse-phase meter for measurement of thickness of layers of different liquids and their relative change at enhanced accuracy |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2188399C2 (en) |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2498344C2 (en) * | 2012-01-11 | 2013-11-10 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Correlation device for measuring height and ground velocity vector components |
RU2500001C1 (en) * | 2012-03-20 | 2013-11-27 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Pulsed doppler radio altimeter system |
RU2504740C1 (en) * | 2012-06-08 | 2014-01-20 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова Российской академии наук | Method of measurement of fluid level in container |
RU2515524C2 (en) * | 2012-05-28 | 2014-05-10 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Pulse-doppler radar altimetric system |
RU2522907C2 (en) * | 2012-03-20 | 2014-07-20 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Pulse-doppler radio altimeter |
RU2551448C1 (en) * | 2013-11-15 | 2015-05-27 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Pulsed-phase radar altimeter system |
RU2552837C1 (en) * | 2013-12-02 | 2015-06-10 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Pulse-doppler radio altimeter |
RU2753830C1 (en) * | 2020-11-20 | 2021-08-23 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова Российской академии наук | Method for measuring position of interface between two liquids in container |
-
1999
- 1999-06-21 RU RU99114242A patent/RU2188399C2/en not_active IP Right Cessation
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2498344C2 (en) * | 2012-01-11 | 2013-11-10 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Correlation device for measuring height and ground velocity vector components |
RU2500001C1 (en) * | 2012-03-20 | 2013-11-27 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Pulsed doppler radio altimeter system |
RU2522907C2 (en) * | 2012-03-20 | 2014-07-20 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Pulse-doppler radio altimeter |
RU2515524C2 (en) * | 2012-05-28 | 2014-05-10 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Pulse-doppler radar altimetric system |
RU2504740C1 (en) * | 2012-06-08 | 2014-01-20 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова Российской академии наук | Method of measurement of fluid level in container |
RU2551448C1 (en) * | 2013-11-15 | 2015-05-27 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Pulsed-phase radar altimeter system |
RU2552837C1 (en) * | 2013-12-02 | 2015-06-10 | Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" | Pulse-doppler radio altimeter |
RU2753830C1 (en) * | 2020-11-20 | 2021-08-23 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова Российской академии наук | Method for measuring position of interface between two liquids in container |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5023572A (en) | Voltage-controlled oscillator with rapid tuning loop and method for tuning same | |
US9234784B2 (en) | Frequency modulated radar level gauging | |
US20070192391A1 (en) | Direct digital synthesis radar timing system | |
US8552744B2 (en) | Propagation time measuring method for determining a distance | |
Wang et al. | Time and phase synchronisation via direct-path signal for bistatic synthetic aperture radar systems | |
CN107884034B (en) | Pulse radar level gauge | |
JP2001512839A (en) | Radar distance measuring device | |
Thurn et al. | Concept and implementation of a PLL-controlled interlaced chirp sequence radar for optimized range–Doppler measurements | |
EP2207263B1 (en) | A digital time base generator and method for providing a first clock signal and a second clock signal | |
RU2188399C2 (en) | Pulse-phase meter for measurement of thickness of layers of different liquids and their relative change at enhanced accuracy | |
Ayhan et al. | FPGA controlled DDS based frequency sweep generation of high linearity for FMCW radar systems | |
Stelzer et al. | Readout unit for wireless SAW sensors and ID-tags | |
Dürr et al. | Coherent measurements of a multistatic MIMO radar network with phase noise optimized non-coherent signal synthesis | |
RU2410650C2 (en) | Method to measure level of material in reservoir | |
RU2710363C1 (en) | Onboard detector with compensation for variations of magnetic fields | |
JP2003028949A (en) | Transmitting-receiving apparatus and radar apparatus | |
RU2152595C1 (en) | Contact-free pulse-phase method of measurement of level of separation of heterogeneous liquids and of relative change of level with increased accuracy | |
KR20100009846A (en) | Method and apparatus for improving linearity of fmcw(frequency-modulated continuous wave) radar system | |
RU2399888C1 (en) | Method of measuring level of material in reservoir | |
Ryabov | Digital Synthesizers of Frequency-Modulated Signals | |
Midhunkrishna et al. | Design & implementation of algorithm for linear sweep generation and signal processing for an FMCW radar altimeter | |
Ali et al. | Design and implementation of FMCW radar using the raspberry Pi single board computer | |
JPH0318784A (en) | Fm-cw distance measuring method | |
Samarasekera et al. | Phase noise measurements in chirped FMCW radar signals | |
US11555908B2 (en) | Multi range radar system |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20090622 |