RU2141706C1 - Method and device for adaptive spatial filtering of signals - Google Patents

Method and device for adaptive spatial filtering of signals Download PDF

Info

Publication number
RU2141706C1
RU2141706C1 RU98113362A RU98113362A RU2141706C1 RU 2141706 C1 RU2141706 C1 RU 2141706C1 RU 98113362 A RU98113362 A RU 98113362A RU 98113362 A RU98113362 A RU 98113362A RU 2141706 C1 RU2141706 C1 RU 2141706C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
th
signal
signals
ω
input
Prior art date
Application number
RU98113362A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
В.Ф. Комарович
Л.А. Марчук
А.Д. Прасько
С.В. Спирин
Original Assignee
Военная академия связи
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Военная академия связи filed Critical Военная академия связи
Priority to RU98113362A priority Critical patent/RU2141706C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2141706C1 publication Critical patent/RU2141706C1/en

Links

Images

Abstract

FIELD: adaptive antenna arrays. SUBSTANCE: method involves reception of signals at N points spaced apart, where N 2, calculation of weight coefficients, generation of first and second reference signals whose frequencies are respectively chosen from equations ω1<(ω0-Δω) and ω2>(ω0Δω),, where ω0 and Δω - are carrier frequency and spectrum width of useful signal received, separation of each of them into N equal-amplitude components, shifting of each i-th component, where i = 1, 2 ... N, through preset phase, summing up of i-th signals received and i-th components of first and second reference signals, and weighed addition of signals shaped. Directivity pattern main lobe shaped in the process covers angular spectrum within which arrival of useful signal is expected. EFFECT: improved noise immunity in signal reception. 2 cl, 4 dwg, 2 tbl

Description

Предлагаемые объекты изобретения объединены единым изобретательским замыслом, относятся к радиотехнике и связи, а именно к адаптивной пространственной фильтрации сигналов, реализуемой в адаптивных антенных решетках, и могут быть использованы в системах радиосвязи, функционирующих в условиях сложной помеховой обстановки, например в системах радиосвязи с подвижными объектами (ПО), при необходимости достижения более высокого уровня помехозащищенности приема сигналов. The proposed objects of the invention are combined a single inventive concept relate to radio engineering, and communications, in particular to an adaptive spatial filtering signals, implemented in adaptive antenna arrays, and can be used in radiocommunication systems that operate in a complex interference environment, such as in mobile radio systems (ON), if necessary to achieve a higher level of noise immunity of the reception signals.

Известны способы адаптивной пространственной фильтрации (АПФ) сигналов, реализуемые в адаптивных антенных решетках (ААР), например, способ АПФ сигналов, реализованный в ААР по заявке Японии N 57-112564 от 02.04.1992 г. Methods are known adaptive spatial filter (APF) signals implemented in adaptive antenna arrays (AAP), for example, the method ACE signals, implemented in Japan AAP under the application of N 57-112564 of 02.04.1992

Данный способ предусматривает прием сигналов в N пространственно разнесенных точках, где N ≥ 2, выбор из N принятых сигналов M l сигналов, где 2≤M l ≤N, l - количество выбранных сигналов (l=N, N-1, N-2, ..., 2), расчет весовых коэффициентов (ВК), взвешенное суммирование M l выбранных сигналов, оценку взвешенно суммированного (выходного) сигнала. The method includes receiving signals at spatially separated points N, where N ≥ 2, range of received signals from N signals M l where 2≤M l ≤N, l - number of selected signals (l = N, N-1, N-2 , ..., 2) calculation of the weight coefficients (VC) M l weighted summation of the selected signal, the summed weighted estimate (output) signal. (Оценка в данном случае характеризует качество принятого полезного сигнала, под которым будем понимать отношение сигнал/(помеха + шум) (ОСПШ) на выходе ААР). (Evaluation in this case describes the quality of the received useful signal, by which we mean the signal / (noise + interference) (SINR) at the output of AAP). В случае, когда качество выходного сигнала не удовлетворяет требуемому значению, принимается решение на выбор новых M 1 сигналов и так далее. In the case where the output signal quality does not satisfy the required value, the decision on the selection of new signals M 1 and so on. При необходимости процедура выбора новых M 1 сигналов циклически повторяется. How to select the new M 1 signal cycle is repeated if necessary. При этом расчет ВК осуществляется по алгоритму минимизации мощности сигнала (ММВ) на выходе ААР. The calculation is carried out on the VC signal power minimization algorithm (IIM) at the output of the AAP.

Однако указанный аналог имеет недостатки: However, this analog has disadvantages:
низкая помехозащищенность приема сигналов, так как расчет ВК должен производиться в те моменты времени, когда на входе ААР полезный сигнал отсутствует (P с =0) или полезный сигнал присутствует, но выполняется условие P п > P с (здесь P п , P с - мощность помехи и полезного сигнала соответственно), а в случае, если на входе ААР P п ≤ P с , может произойти непреднамеренное подавление полезного сигнала в процессе адаптации [1]; Low noise immunity receiving signals, since the calculation of the VC should be made at points in time when the AAR input useful signal is absent (P = 0) or the useful signal is present, but the condition P f> P a (where P f, P c - interference power and the desired signal, respectively), and if the inlet AAP p n ≤ p s, can occur inadvertently suppressing the useful signal in the adaptation process of [1];
неэффективное использование ресурса антенных элементов (АЭ), так как на основе оценки выходного сигнала принимается решение на выбор числа АЭ, а соответственно, и числа сигналов M l , для последующей АПФ и возможны ситуации, когда один или несколько АЭ не будут использоваться для приема сигналов. inefficient use of the resource of antenna elements (AE), as based on the evaluation signal output is decided to choose the number of the AE, and accordingly, the number of signals M l, for subsequent ACE may be situations where one or more of the AE will not be used for receiving signals .

Известен также способ АПФ сигналов, реализованный в ААР по патенту РФ N 2090960 от 20.09.1997 г. It is also known ACE signals implemented in the AAR of the Russian Federation patent N 2090960 from 20.09.1997, the

Данный способ предусматривает прием сигналов в N пространственно разнесенных точках, где N≥2, расчет N весовых коэффициентов, выбор i-го ВК, где i-1, 2, . The method includes receiving signals at spatially separated points N, where N≥2, N calculation of weighting coefficients, the choice of i-th VC, where i-1, 2,. . . .N, взвешенное суммирование принятых сигналов, оценку качества взвешенного суммированного (выходного) сигнала. .N, weighted summation of the received signals, evaluating the quality weighted summed (output) signal. В данном случае, если по результатам оценки качество выходного сигнала ниже требуемой величины, то принимается решение на выбор новых предварительно рассчитанных ВК. In this case, if the evaluation output signal quality is below the required value, the decision to choose the new pre-calculated VC. При необходимости процедура выбора новых ВК циклически повторяется. how to select a new VC is cyclically repeated as necessary. При этом расчет ВК осуществляется по алгоритму MMB. In this case, the calculation is carried out on the VC MMB algorithm.

Однако указанный аналог имеет недостаток: - низкую помехозащищенность приема сигналов, так как расчет ВК должен производиться в те моменты времени, когда на входе ААР полезный сигнал отсутствует (P с =0) или полезный сигнал присутствует, но выполняется условие P п > P с , а в случае, если на входе ААР P п ≤ P с , может произойти непреднамеренное подавление полезного сигнала в процессе адаптации [1]. However, said analogue has the disadvantage - low noise immunity receiving signals, since the calculation of the VC should be performed at those times when the input AAP useful signal is absent (P = 0) or the useful signal is present, but the condition P f> P a, and if the inlet AAP p n ≤ p s, can occur inadvertently suppressing the useful signal in the adaptation process [1].

Наиболее близким по своей технической сущности к заявляемому способу является способ АПФ сигналов, реализованный в ААР по патенту США N 4.713.668 от 15.12.1987 года. The closest in its technical essence to the claimed method is a method ACE signals implemented in AAP US patent N 4.713.668 of 15.12.1987 year.

Данный способ-прототип АПФ сигналов предусматривает прием сигналов в N пространственно разнесенных точках, расчет ВК и взвешенное суммирование принятых сигналов. The method-prototype ACE signals comprises receiving signals in the N spatially separated points, calculation of the VC and the weighted summation of the received signals. При этом расчет ВК осуществляется по алгоритму максимизации отношения сигнал/(помеха + шум) (МОСП) на выходе ААР, согласно выражению Thus VC calculation performed by the algorithm of maximizing the signal / (noise + interference) (ISS) at the output of AAP, according to the expression

Figure 00000002

где W i (t) - текущее значение i-го ВК, Δt - интервал временной дискретизации, V yi - значение i-го управляющего сигнала, Y(t) - взвешенно суммированный (выходной) сигнал, X i (t) - сигнал, принятый i-м АЭ, μ - коэффициент усиления (передачи), * - обозначение операции комплексного сопряжения. where W i (t) - the current value of i-th VC, Δt - time interval sampling, V yi - value of i-th control signal, Y (t) - weighted summed (output) signal, X i (t) - signal, the received i-th AE, μ - the gain (transmission) * - complex conjugation operation designation.

Применение данного способа основывается на предположении, что управляющие сигналы V yi , Application of this method is based on the assumption that the control signals V yi,

Figure 00000003
точно определяют направление прихода полезного сигнала, его частоту и учитывают характеристики собственно АР, то есть V yi = V ci , где V ci - сигналы, принимаемые i-ми АЭ (сигналы, описывающие волновой фронт полезного сигнала). accurately determine the direction of arrival of the desired signal, and its frequency characteristics allow for proper AP, i.e. V yi = V ci, where V ci - signals received by the i-E AE (signals describing the desired signal wave front). В дальнейшем для упрощения записи управляющие сигналы V yi , а также сигналы V ci , описывающие волновой фронт полезного сигнала, представим в виде N-мерных векторов Further, to simplify the control signals V yi, as well as signals V ci, describing the wavefront of the desired signal can be represented as N-dimensional vectors
Figure 00000004
и and
Figure 00000005
, здесь θ y и θ c - предполагаемое и реальное направление прихода сигнала, T - знак, обозначающий операцию транспонирования. , Where θ y and θ c - the estimated and the actual direction of signal arrival, T - sign denoting the transpose operation. Кроме того, для удобства записи и упрощения математических выкладок выражение (1) представим в векторной форме In addition, for convenience and to simplify mathematical calculations expression (1) can be written in vector form
Figure 00000006

где Where
Figure 00000007
- N-мерный вектор весовых коэффициентов (ВВК) - N-dimensional vector of weighting coefficients (IHC)
Figure 00000008
- вектор, составляющими которого являются сигналы с выходов АЭ - vector, the components of which are the output signals from the AE
Figure 00000009
Figure 00000010
- взвешенно суммированный сигнал (выходной сигнал ААР). - weighted summed signal (AAP output signal).

Однако способ-прототип имеет недостаток - низкую помехозащищенность приема сигналов, так как основой применимости данного способа является совпадение управляющих сигналов (сигналов управления характеристикой направленности ААР) V yi , с сигналами V ci , принимаемыми i-ми АЭ (сигналы, описывающие волновой фронт полезного сигнала) However, the prototype method has the disadvantage - low noise immunity receiving signals, since the basis of applicability of this method is the coincidence control signals (directional characteristic control signals AAP) V yi, with the signals V ci, the received i-E AE (signals describing wavefront useful signal )

Figure 00000011
Вместе с тем в реальных условиях направление прихода полезного сигнала θ c известно, как правило, лишь с точностью до некоторого углового сектора θ c ∈[θ y1 ÷θ y2 ], где θ y1y2 - левая и правая границы сектора, в пределах которого ожидается приход полезного сигнала. However, in actual direction of arrival of the wanted signal θ c is known, usually only up to a certain angular sector θ c ∈ [θ y1 ÷ θ y2], where θ y1, θ y2 - left and right sector boundaries within which is expected arrival of the desired signal. Данная неопределенность ведет в тому, что предполагаемое направление прихода полезного сигнала θ y будет не равно истинному направлению прихода полезного θ cy ≠ θ c ) и вектор управляющих сигналов This uncertainty leads to a fact that the estimated direction of arrival of the wanted signal θ y is not equal to the true direction of arrival useful θ c (θ y ≠ θ c ) and a vector of control signals
Figure 00000012
не будет коллинеарен not collinear
Figure 00000013
(не совпадает с точностью до постоянного коэффициента). (Does not match up to a constant factor). Вместе с тем, если However, if
Figure 00000014
не коллинеарен not collinear
Figure 00000015
, то применение данного способа АПФ сигналов может привести к непреднамеренному подавлению полезного сигнала, причем глубина непреднамеренного подавления полезного сигнала прямо пропорционально зависит от входного отношения сигнал/шум и величины ошибки в априорных данных о направлении прихода полезного сигнала (углового расстояния между векторами , The use of this method ACE signals can lead to unintentional suppression of the useful signal, the depth of unintended suppression of the desired signal is directly proportional to the input signal / noise ratio and the magnitude of error in the a priori data about the direction of arrival of the desired signal (the angular distance between vectors
Figure 00000016

Известны устройства, реализующие АПФ сигналов, например, ААР по патенту РФ N 2099838, опублик. There are devices that implement ACE signals, e.g., AAP RF patent N 2099838, published. 20.12.1997 года, бюл. 20.12.1997 years, Bull. N 35. N 35.

Данное устройство состоит из N АЭ, соединенных через комплексные весовые умножители (КВУ) с соответствующими входами общего сумматора, N адаптивных контуров и блока максимизации мощности сигнала. This device consists of N AE connected via complex weighting multipliers (HLC) with corresponding total adder inputs, N adaptive circuits and maximizing the signal power unit. Первые входы N адаптивных контуров соединены с выходами соответствующих АЭ, вторые входы N адаптивных контуров соединены с выходом общего сумматора, а первые выходы N адаптивных контуров подключены к соответствующим входам КВУ. N first inputs of adaptive circuits connected to respective outputs of the AE, the second inputs of N adaptive circuits are connected to the common output of the adder, and outputs the first N adaptive circuits connected to respective inputs CVU. Первые и вторые входы блока максимизации мощности соединены соответственно с первыми и вторыми выходами адаптивных контуров, а выходы соединены с соответствующими третьими входами адаптивных контуров. The first and second inputs of maximizing power unit are connected respectively to the outputs of the first and second adaptive circuits, and the outputs are connected to respective third inputs of adaptive circuits. Выход общего сумматора является выходом ААР. Yield total adder is the output of the AAP.

Однако известное устройство имеет недостаток - низкую помехозащищенность приема сигналов, ввиду того, что расчет ВК должен производиться в те моменты времени, когда на входе ААР отсутствует полезный сигнал, то есть она применима только для приема сигналов, имеющих паузу в процессе их передачи (например, сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты). However, the known device has the disadvantage - low noise immunity of the reception signal due to the fact that the calculation of the VC should be made at points in time when the AAR inlet absent useful signal, i.e. it is only applicable for receiving signals having a pause in transmission (e.g., signal with the working frequency hopping). Расчет ВК при наличии на входе полезного сигнала может привести к его непреднамеренному подавлению. Calculation VC in the presence of the useful signal at the input may cause it to inadvertently suppressed.

Известна также ААР по заявке Японии N 57-112564 от 02.04.1992 г. Known as AAR Japan at the request of N 57-112564 from 02.04.1992, the

Данное устройство состоит из N антенных элементов, N взвешивающих схем (комплексных весовых умножителей), N переключателей, сумматора, блока обработки сигналов, блока управления, причем i-е АЭ через переключатели подключены к первым входам i-х взвешивающих схем и блока обработки сигналов, i-е выходы блока обработки сигналов соединены со вторыми входами i-х взвешивающих схем, выходы которых соединены с i-ми входами сумматора, выход которого, соединенный со вторым входом блока обработки сигналов и входом блока управления, является выходом ААР, а This device consists of N antenna elements, N weighting circuits (complex weighting multipliers), N switches, the adder, a signal processing unit, a control unit, wherein the i-th AE via the switches connected to the first inputs of the i-x weighting circuits and a signal processing unit, i-th outputs of the signal processing unit are connected to second inputs x i-weighting circuits, the outputs of which are connected with i-e adder inputs, whose output is connected to the second input of the signal processing unit and the input of the control unit is an output of AAP, and i-е выходы блока управления подключены к i-м переключателям. i-th outputs of the control unit are connected to the i-th switches.

Однако данное устройство имеет недостатки: However, this device has disadvantages:
низкую помехозащищенность приема сигналов, так как расчет ВК должен производиться в те моменты времени, когда на входе ААР полезный сигнал отсутствует (P с = 0) или полезный сигнал присутствует, но выполняется условие P п > P с , а в случае, если на входе ААР P п ≤ P с , может произойти непреднамеренное подавление полезного сигнала в процессе адаптации [1]; low noise immunity receiving signals, since the calculation of the VC should be performed at those times when the input AAP useful signal is absent (P = 0) or the useful signal is present, but the condition P f> P a, and if the inlet AAP p n ≤ p s, can occur inadvertently suppressing the useful signal in the adaptation process [1];
неэффективное использование ресурса АЭ, так как на основе оценки выходного сигнала принимается решение на выбор числа АЭ, а соответственно, числа сигналов M l для последующей АПФ, и возможны ситуации, когда один или несколько АЭ не будут использованы для приема сигналов. inefficient use of resource AE, as based on the output estimation is decided to choose the number of the AE, and accordingly, the number of signals M l for subsequent ACE, and there may be situations when one or more AE will not be used for receiving signals.

Наиболее близким к заявляемому устройству по своей технической сущности является ААР, описанная в патенте США N 4.713.668 от 15.12.1987 года. The closest to the claimed device in its technical essence is the AAP, as described in US Patent N 4.713.668 on 15.12.1987 year.

Устройство - прототип состоит из N антенных элементов, N блоков комплексного сопряжения, N комплексных весовых умножителей, N-входового общего сумматора, устройства ввода управляющих сигналов, вычитателя, блока оценки сигнала, N контуров адаптации, причем выход i-го АЭ, где i=1, 2, 3,...N, соединен с входом i-го блока комплексного сопряжения и с первым входом соответствующего i-го КВУ, выход i-го блока комплексного сопряжения соединен с сигнальным входом i-го контура адаптации, i-й выход устройства ввода управляющих сигналов соединен с управляющим вход Device - prototype consists of N antenna elements, N the complex conjugation of blocks, N complex weighting multipliers, N-vhodovogo common adder, input device control signals, the subtracter, the signal evaluation unit, N adaptation circuits wherein the output of i-th AE, where i = 1, 2, 3, ... N, is coupled to an input of i-th block and the complex conjugate to the first input of a respective i-th HLC, i-th output complex conjugate unit connected to the signal input of i-th adaptation circuit, i-th output control signals input device connected to the control input ом i-го контура адаптации, выход которого соединен со вторым входом i-го КВУ, выход i-го КВУ соединен с i-м входом N-входового общего сумматора, выход сумматора, соединенный с первым входом вычитателя и входом блока оценки сигнала, является выходом ААР, выход блока оценки сигнала соединен со вторым входом вычитателя, выход которого соединен с информационными входами N-блоков адаптации. om i-th adaptation circuit, whose output is connected to a second input of i-th HLC, yield i-th CVU connected to the i-th input N-vhodovogo common adder, the adder output coupled to the first input of the subtractor and the input of the signal evaluation unit is yield AAR output signal evaluation unit is connected to the second input of the subtractor, the output of which is connected to the data inputs of the N-adaptation blocks. При этом i-й ВК рассчитывается согласно выражению (1). When this i-th VC is calculated according to expression (1).

Однако устройство-прототип имеет недостаток - низкую помехозащищенность приема сигналов, так в реальной сигнально-помеховой обстановке предполагаемое направление прихода полезного сигнала θ y может существенно отличаться от реального θ c и, соответственно, предварительно рассчитанный на основе априорной информации о параметрах полезного сигнала вектор управляющих сигналов However, the prototype device has a disadvantage - low noise immunity receiving signals, so in the actual signal and noise conditions estimated direction of arrival θ y of the desired signal may vary significantly from the actual θ c and, respectively, previously calculated based on a priori information about the parameters of the desired signal vector control signals

Figure 00000017
не будет коллинеарен not collinear
Figure 00000018
. . Применение application
Figure 00000019
приведет к формированию максимума диаграммы направленности (ДН) ААР, ориентированного в направлении (θ y ), а следовательно, возможно непреднамеренное подавление полезного сигнала, причем глубина подавления полезного сигнала прямо пропорционально зависит от входного отношения сигнал/шум и величины ошибки в априорных данных (углового расстояния между векторами lead to the formation of the maximum of the radiation pattern (NAM) AAF, oriented in the direction (θ y), and hence it is possible unintended suppression of the useful signal, the useful signal suppression depth is directly proportional to the input signal / noise ratio and the magnitude of error in the a priori data (angular distance between vectors
Figure 00000020

Целью заявленных объектов изобретения является разработка способа и устройства АПФ сигналов, обеспечивающих более высокую помехозащищенность приема сигналов в случаях, когда направление прихода полезного сигнала известно с точностью до некоторого углового сектора [θ y1 ÷θ y2 ]. The purpose of the stated objects of the invention is to provide a method and apparatus ACE signals provide higher noise immunity of the reception signal when the desired signal arrival direction is known up to a certain angular sector [θ y1 ÷ θ y2].
Поставленная цель достигается тем, что в известном способе, заключающемся в приеме сигналов в N пространственно разнесенных точках, где N ≥ 2, расчете ВК и взвешенном суммировании принятых сигналов, дополнительно генерируют первый и второй опорные сигналы с различными частотами. The goal is achieved by the fact that in the known method, which consists in receiving signals in N spaced points where N ≥ 2, VC and calculating a weighted summation of the received signals, further comprising generating first and second reference signals with different frequencies. Каждый из этих сигналов разделяют на N равноамплитудных составляющих. Each of these signals is divided into N EQUAL AMPLITUDE components. После этого каждую из составляющих сдвигают по фазе на предварительно заданную величину, затем i-й принятый сигнал, где i=1, 2, ... N, и i-е составляющие первого и второго опорных сигналов суммируют. Thereafter, each of the components shifted in phase by a predetermined amount, then the i-th received signal, where i = 1, 2, ... N, and i-th components of the first and second reference signals are summed. При этом расчет i-х ВК осуществляют согласно выражению The calculation x i-VC is performed according to the expression
W i (t+Δt) = W i (t)-μ[V yi -Y(t)Z W i (t + Δt) = W i (t) -μ [V yi -Y (t) Z * * i i (t)], (3) (T)], (3)
где W i (t) - текущее значение i-го ВК, W i (t+Δt) - значение i-го ВК в момент времени (t+Δt), Δt - интервал временной дискретизации, V yi - значение i-го управляющего сигнала, Y(t) - взвешенно суммированный сигнал, Z i (t) - суммарный сигнал, полученный в результате сложения i-го принятого сигнала и i-х составляющих первого и второго опорных сигналов, μ - коэффициент усиления (передачи). where W i (t) - the current value of i-th VC, W i (t + Δt) - the value of i-th VC at time (t + Δt), Δt - time interval sampling, V yi - value of i-th control signal, Y (t) - weighted summed signal, Z i (t) - total signal obtained by adding together the i-th received signal and the i-x constituting the first and second reference signals, μ - the gain (transmission).

Для удобства записи и упрощения математических выкладок выражение (3) представим в векторной форме For convenience and to simplify mathematical calculations expression (3) can be written in vector form

Figure 00000021

где Where
Figure 00000022
- вектор, составляющими которого являются суммарные сигналы, полученные от сложения i-го принятого сигнала и i-х составляющих первого и второго опорных сигналов - vector, the components of which are sum signals obtained from the addition of i-th received signal and the i-x constituting the first and second reference signals
Figure 00000023

Поставленная цель в заявленном устройстве достигается тем, что в известную ААР, содержащую N АЭ, N блоков комплексного сопряжения, N комплексных весовых умножителей, N-входовый общий сумматор, устройство ввода управляющих сигналов, N контуров адаптации, причем вход i-го блока комплексного сопряжения соединен с первым входом соответствующего i-го КВУ, выход i-го блока комплексного сопряжения соединен с сигнальным входом i-го контура адаптации, а i-й выход устройства ввода управляющих сигналов соединен с управляющим входом i-го контура адаптации The goal in the inventive device is achieved in that in a known AAF containing N AE, N the complex conjugation of blocks, N complex weighting multipliers, N-vhodovy common adder, input device control signals, N adaptation circuits wherein the input i-th block of complex conjugation connected to a first input of a respective i-th HLC, i-th output complex conjugate unit connected to the signal input of i-th adaptation circuit and i-th output control signal input device connected to the control input of the i-th adaptation circuit , выход которого соединен со вторым входом i-го КВУ, выход i-го КВУ соединен с i-м входом N-входового общего сумматора, выход которого является выходом ААР, дополнительно введены первый и второй генераторы опорных сигналов, первый и второй блоки фазовращателей, N трехвходовых сумматоров (в дальнейшем первый и второй генераторы опорных сигналов для упрощения записи будем называть первый и второй генераторы). Whose output is connected to a second input of i-th HLC, yield i-th CVU connected to the i-th input N-vhodovogo common adder, whose output is the output of AAP, further introduced a first and a second generator reference signal, the first and second blocks of phase shifters, N trehvhodovyh adders (hereinafter, the first and second reference signal generators for simplicity will be called first and second generators). Выход каждого i-го АЭ подключен к первому входу i-го трехвходового сумматора. The output of each i-th AE connected to the first input of i-th adder trehvhodovogo. Выход первого генератора подключен к входу первого блока фазовращателей, а выход второго генератора подключен к входу второго блока фазовращателей, i-й выход первого блока фазовращателей соединен со вторым входом i-го трехвходового сумматора, а i-й выход второго блока фазовращателей соединен с третьим входом i-го трехвходового сумматора. Output of the first generator is connected to the input of the first block of phase shifters, and a second generator output is connected to the input of the second unit of phase shifters, i-th first block output phase shifters is coupled to a second input of i-th trehvhodovogo adder, and i-th output of the second unit of phase shifters coupled to the third input i-th trehvhodovogo adder. Выход i-го трехвходового сумматора соединен с первым входом i-го КВУ. Yield i-th trehvhodovogo adder connected to a first input of i-th CVU. Выход N-входового общего сумматора соединен с информационными входами N контуров адаптации. Yield N-vhodovogo total adder is connected to the data inputs of N adaptation circuits. Кроме того, расчет ВК осуществляют согласно выражению (3). Furthermore, the calculation of the VC carried out according to expression (3).

Указанная выше совокупность отличительных существенных признаков, благодаря несущественному для полезного сигнала преобразованию сигналов, принимаемых АЭ в различных точках пространства, позволяет в условиях, когда направление прихода полезного сигнала известно с точностью до некоторого углового сектора, осуществить прием полезного сигнала при одновременном подавлении помех без существенного ухудшения ОСПШ на выходе устройства, реализующего заявляемый способ АПФ сигналов. The above set of distinctive essential features due to insignificant for the desired signal converting signals received AE in different points of space, it allows in conditions where the desired signal arrival direction is known up to a certain angular sector to implement reception of the desired signal while suppressing interference without a substantial reduction SINR at the output of the device for implementing the claimed method APF signals. Это достигается вследствие формирования более широкого главного лепестка диаграммы направленности (ДН) ААР, перекрывающего угловой сектор, в пределах которого ожидается приход полезного сигнала. This is achieved due to the formation of a broader main lobe (NAM) AAF overlapping angular sector within which the expected arrival of the desired signal.

Проведенный анализ уровня техники позволил установить, что аналоги, характеризующиеся совокупностью признаков, тождественные всем признакам заявленных технических решений, отсутствуют, что указывает на соответствие заявленных изобретений условию патентоспособности "новизна". Held prior art analysis revealed that analogs characterized by the combination of features that are identical to all features of the claimed technical solutions available, which indicates compliance with the claimed inventions patentability criterion of "novelty".

Результаты поиска известных решений в данной и смежных областях техники с целью выявления признаков, совпадающих с отличительными от прототипов признаками заявляемых объектов, показали, что они не следуют явным образом из уровня техники. search of known solutions in the art and related fields of technology in order to identify features matching with features distinctive from the prototype of the claimed objects, showed that they do not follow a clear manner from the prior art. Из уровня техники также не выявлена известность влияния предусматриваемых существенными признаками заявленных изобретений преобразований на достижение указанных технических результатов. The prior art also was not found popularity influence envisaged essential features of the claimed inventions transformations to achieve said technical result. Следовательно, заявленные изобретения соответствуют условию патентоспособности "изобретательский уровень". Consequently, the claimed invention meets the patentability criterion "Inventive Level".

Заявленный способ и устройство, его реализующее, поясняются чертежами: фиг. The inventive method and apparatus realizing it will be explained the drawings: FIG. 1 - структурная схема ААР; 1 - block diagram of AAP; фиг. FIG. 2 - структурная схема контура адаптации; 2 - block diagram of the adaptation circuit; фиг. FIG. 3 - структурная схема блока фазовращателей; 3 - block diagram of a phase shifter unit; фиг. FIG. 4 - график, иллюстрирующий результаты анализа эффективности заявленного способа АПФ сигналов и устройства, его реализующего. 4 - a graph showing the results of analyzing the effectiveness of the claimed method and apparatus the ACE signals, it implements.

Возможность реализации заявленного способа объясняется следующим образом. The possibility of realization of the claimed method is explained as follows.

Под адаптивной пространственной фильтрацией сигналов в общем случае понимают взвешенное суммирование сигналов, принимаемых в N-пространственно разнесенных точках (принимаемых на N-разнесенных в пространстве антенн), обеспечивающее в условиях априорной неопределенности о помеховой обстановке оптимизацию взвешенно-суммированного сигнала по критерию, предполагающему улучшение качества дальнейшей обработки сигналов, например, по критерию МОСП. Under adaptive spatial filtering in the general case signals realize a weighted sum of signals received at N-spaced points (taken at the N-spaced antennas) providing under a priori uncertainty of the interference conditions optimization weighted summed signal on criteria perceived quality improvement further processing the signals, for example, under the criterion ISS. При этом алгоритмом АПФ обычно называют математическое выражение (правило) расчета ВК [3]. When this algorithm is usually called ACE mathematical expression (rule) calculation VC [3].

Известный способ-прототип АПФ заключается в приеме в N пространственно разнесенных местах (приеме на N разнесенных в пространстве антенн) полезного сигнала s(t), помех The known method-prototype ACE is to receive in N spaced locations (reception on the N of spaced apart antennas) of the useful signal s (t), interference

Figure 00000024
L - число помех (L ≤ N-1) и изотропного шума ш(t), причем X i (t) = s i (t) + p i (t) + ш(t), здесь s i (t), p i (t) - полезный сигнал, l-я помеха, принимаемая i-м АЭ. L - number of interference (L ≤ N-1) and isotropic noise w (t), wherein X i (t) = s i (t) + p i (t) + w (t), is s i (t), p i (t) - the useful signal, l-I interference, the received i-th AE. Для наглядности будем считать, что s(t), p l (t), ш(t) взаимно некоррелированные, стационарные, эргодические случайные процессы. For clarity, we assume that s (t), l p (t), w (t) are mutually uncorrelated stationary ergodic random processes. Будем считать также, что несущие частоты сигнала и помех тождественны, а источники сигнала и помех точечные по угловым размерам и находятся в дальней зоне, антенная решетка согласована по поляризации с электромагнитной волной принимаемых сигналов. We also assume that the frequency carriers are identical and the interference signal, and the signal sources and interference point and angular dimensions are in the far field, aligned array of polarization of the electromagnetic wave received signals.

При этом ВВК, обеспечивающий управление амплитудно-фазовым распределением токов на выходах соответствующих АЭ, рассчитывают согласно выражению (2). Thus IHC, provides control of the amplitude-phase distribution of the currents at the outputs of the respective AE, calculated according to expression (2).

В данном способе при расчете ВВК помимо сигналов с выходов АЭ - In this method, the calculation of the IHC addition signal output from the AE -

Figure 00000025
и предварительно рассчитанного (на основе априорной информации о частоте, направлении прихода полезного сигнала и с учетом характеристик собственно АР) вектора управляющих сигналов - and pre-calculated (based on a priori information about the frequency of the desired signal arrival direction and given the characteristics of the actual AP) of the vector of control signals -
Figure 00000026
используется выходной сигнал АР (сигнал обратной связи) - Y(t). using the output signal of the AR (feedback signal) - Y (t). За счет использования сигнала обратной связи обеспечивается отслеживание текущих изменений сигнально-помеховой обстановки (подавление помех с изменяющимися пространственно-временными параметрами). By using a feedback signal provided by monitoring the current change signal and interference conditions (interference suppression with varying spatial-temporal parameters).

В случае, когда расчет ВВК осуществляется при отсутствии полезного сигнала, ВВК, рассчитываемый согласно выражению (2), при t _→ ∞ сходится к вектору, определяемому выражением In the case where the IHC calculation performed in the absence of the useful signal, IHC, which is calculated according to expression (2), at t _ → ∞ converges to a vector defined by the expression

Figure 00000027

где R пш - корреляционная матрица (КМ) помех и шума; wherein R nu - correlation matrix (KM), interference and noise; β - нормирующий множитель. β - normalizing factor.

При наличии на входе ААР (при расчете ВВК) полезного сигнала алгоритм расчета ВВК (2) при t _→ ∞ сходится к вектору, определяемому выражением In the presence of the inlet ADA (calculated IHC) of the useful signal calculation algorithm IHC (2) at t _ → ∞ converges to a vector defined by the expression

Figure 00000028

где R xx = R cc + R пш , R xx - КМ входных сигналов, R сс - КМ полезного сигнала. where R xx = R cc + R nu, R xx - KM input signals, R ss - KM useful signal.

Для линейной эквидистантной АР, состоящей из идентичных и невзаимодействующих АЭ, вектор волнового фронта сигнала For linear equidistant AR consisting of identical and non-interacting AE signal wave front vector

Figure 00000029
может быть определен как It may be defined as
Figure 00000030

где j - мнимая единица, φ ci - фазовый сдвиг сигнала, принимаемого i-м антенным элементом, к точке, принятой за фазовый центр АР, определяемая выражением where j - imaginary unit, φ ci - phase shift of the signal received by i-th antenna element, to the point taken as the phase center of the AR, which is determined by the expression
Figure 00000031

здесь d i - расстояние от АЭ, выбранного за фазовый центр АР (как правило это первый АЭ) до i-го АЭ, λ - длина волны принимаемого сигнала (помехи). here d i - the distance from the AE selected for the phase center of the AR (typically this is the first AE) to the i-th AE, λ - the wavelength of the received signal (noise).

Аналогично можно определить вектор управляющих сигналов Similarly, we can define a vector of control signals

Figure 00000032

где φ yi - фазовый сдвиг сигнала, принимаемого i-м АЭ, определяемый согласно выражению (8) с учетом замены реального направления прихода полезного сигнала θ c предполагаемым направлением прихода θ y . where φ yi - phase shift of the signal received by the i-th AE, determined according to the expression (8) with the replacement of the real desired signal arrival directions θ c anticipated arrival direction θ y.
Как уже отмечалось, недостатком рассмотренного способа-прототипа АПФ сигналов является низкая помехозащищенность приема сигналов при отсутствии точной априорной информации о направлении прихода полезного сигнала. As already mentioned, the disadvantage of the considered prototype method APF signals is low immunity receiving signals in the absence of an exact a priori information about the direction of arrival of the desired signal.

Дополнительные действия над сигналами позволяют в условиях, когда направление прихода полезного сигнала известно с точностью до некоторого углового сектора, сформировать более широкий главный лепесток ДН ААР, ориентированный в направлении данного углового сектора и перекрывающий его, и тем самым обеспечивают малую чувствительность заявляемого способа АПФ сигналов к неточностям в задании вектора управляющих сигналов Additional actions signals allow in conditions where the direction of arrival of the desired signal is known with an accuracy of up to a certain angular sector to form a wider main Nam petal AAP, oriented in the direction of this angular sector and spanning it, and thus provide low sensitivity of the claimed method ACE signals to inaccuracies in the job control signal vector

Figure 00000033
(неточностям априорных данных о направлении прихода полезного сигнала θ y ), устраняя таким образом недостаток способа-прототипа. (inaccurate a priori data about the desired signal arrival direction θ y), thus eliminating the disadvantage of the prototype method.

Возможность реализации заявляемого способа объясняется следующим образом. The possibility of realization of the claimed method is explained as follows.

Заявляемый способ, также как и способ прототип, предусматривает прием полезного сигнала, помех и изотропного шума в N пространственно разнесенных местах (прием на N разнесенных в пространстве антенн). The claimed method, as well as prototype method, includes receiving the desired signal, interference and noise isotropic in N spaced locations (reception on N of spaced apart antennas). Одновременно с приемом полезного сигнала, помех и изотропного шума генерируются два опорных сигнала F 1 (t), F 2 (t) с различными частотами, отличными от частоты принимаемого сигнала, Simultaneously with the reception of the desired signal, interference and noise generated isotropic two reference signals F 1 (t), F 2 (t) with different frequencies, different from the frequency of the received signal,
F 1 (t) = Aexp(jω 1 t), (10) F 1 (t) = Aexp (jω 1 t), (10)
F 2 (t) = Aexp(jω 2 t), (11) F 2 (t) = Aexp (jω 2 t), (11)
где A - амплитуда опорных сигналов, ω 12 - несущие частоты первого и второго опорного сигналов. wherein A - amplitude of the reference signal, ω 1, ω 2 - carrier frequency of the first and second reference signals. При этом частоты ω 12 выбирают согласно условию The frequencies ω 1, ω 2 are selected according to the condition
ω 1 <(ω 0 -Δω), ω 2 >(ω 0 +Δω), (12) ω 1 <(ω 0 -Δω), ω 2>0 + Δω), (12)
где ω 0 - несущая частота принимаемого полезного сигнала, Δω - ширина спектра принимаемого полезного сигнала. where ω 0 - carrier frequency of the received useful signal, Δω - width of the spectrum of received useful signal. Данное условие введено для того, чтобы опорные сигналы F 1 (t), F 2 (t) были отфильтрованы впоследствии во входных цепях преселектора радиоприемного устройства, с которым предполагается использовать устройство, реализующее заявляемый способ АПФ сигналов. This condition is introduced to the reference signals F 1 (t), F 2 (t) are subsequently filtered by the input selector circuit radio receiver, which is assumed to use the device for performing the claimed method APF signals. Следует также отметить, что при выборе частот ω 12 необходимо предусмотреть, чтобы опорные сигналы F 1 (t), F 2 (t) не попали в радиоприемное устройство по зеркальному и другим побочным каналам приема. It should also be noted that the choice of frequencies ω 1, ω 2 must be provided to the reference signals F 1 (t), F 2 (t) were not included in the radio receiving apparatus of the mirror and the other side receiving channels.

Далее каждый из данных опорных сигналов разделяют на N равноамплитудных составляющих, затем каждую из полученных составляющих сдвигают на предварительно заданную величину фазы Δφ 1i , Δφ 2i , то есть формируют сигналы Further, each of the data reference signal is separated into components EQUAL AMPLITUDE N, then each of the resulting components is shifted by a predetermined phase value Δφ 1i, Δφ 2i, i.e. produce signals

Figure 00000034

Figure 00000035

где A 1i , A 2i - амплитуда i-х составляющих первого и второго опорного сигналов (причем wherein A 1i, A 2i - x i-amplitude components of the first and second reference signals (wherein
Figure 00000036

Фазовые сдвиги Δφ 1i ,Δφ 2i выбирают согласно условий The phase shifts Δφ 1i, Δφ 2i is selected according to conditions
Figure 00000037

Figure 00000038

где S ic -Δθ),S ic +Δθ) - сигналы на выходе i-го АЭ, приходящие соответственно с направлений θ c -Δθ,θ c +Δθ, где Δθ - максимальная ошибка в задании направления прихода полезного сигнала, причем θ c -Δθ = θ y1 , θ c +Δθ = θ y2 . where S i (θ c -Δθ), S i (θ c + Δθ) - signals at the output of i-th AE coming respectively from directions θ c -Δθ, θ c + Δθ , where Δθ - maximum error in setting the direction of arrival the useful signal, wherein θ c -Δθ = θ y1, θ c + Δθ = θ y2.
Необходимо заметить, что сигналы S iy1 ) и S iy2 ) реально на входе ААР не присутствуют, но их параметры можно рассчитать, так как известно направление их прихода θ y1y2 и характеристики собственно АР. It should be noted that the signals S iy1) and S iy2) actually input to the AAR is not present, but their parameters can be calculated, as known direction of arrival θ y1, θ y2 and characteristics proper AP. Расчет S iy1 ) и S iy2 ), представленных в виде N-мерных векторов Calculation of S iy1) and S iy2), represented as N-dimensional vectors
Figure 00000039
Figure 00000040
аналогичен расчету similar to the calculation
Figure 00000041
в соответствии с выражениями (7), (8) с учетом θ y1y2 . in accordance with the expressions (7) and (8) given θ y1, θ y2.
Значения амплитуды A сигналов на выходе первого и второго генераторов целесообразно выбирать согласно рекомендациям, представленным в табл. A value of the amplitude signal at the output of the first and second generators is expedient to choose according to the recommendations given in Table. 1, с учетом сигнально-помеховой обстановки. 1, taking into account the signal-noise conditions.

Здесь N - число АЭ, P с - мощность сигнала на выходе АЭ, σ Where N - number of AE, P s - power of the signal at the output of the AE, σ 2 2 ш w - дисперсия тепловых шумов, Δθ max - максимальная ошибка в априорных данных о направлении прихода полезного сигнала. - variance of thermal noise, Δθ max - the maximum error in the a priori data about the desired signal arrival direction.

Значения амплитуды (табл. 1) A сигналов на выходе первого и второго генераторов были получены на случай "наихудшей" сигнально-помеховой ситуации для работы ААР (под "наихудшей" сигнально-помеховой ситуацией будем понимать ситуацию, когда на входе ААР отсутствует помеха (P п = 0), а ошибка в задании направлений прихода сигнала и входное отношение сигнал/шум принимают свои максимальные значения). amplitude values ​​(Table. 1) A signal on the output of the first and second generators were obtained in case of "worst case" signal-interference situation for AAP (under "worst case" signal-interference situation we mean a situation where AAR inlet offline interference (P n = 0), and an error in setting the direction of signal arrival and the input signal / noise ratio take their maximum values). Необходимо заметить, что зная значение амплитуды A сигналов на выходе первого и второго генераторов, а соответственно, и значения амплитуд It should be noted that knowing the value of the amplitude signals at the output A of the first and second generators, and accordingly, the amplitudes

Figure 00000042
i-х составляющих опорных сигналов F 1i (t), F 2i (t), для наихудшего случая (в смысле наихудшей сигнально-помеховой ситуации для АПФ сигналов) мы можем утверждать, что в других случаях (наличие помехи на входе ААР (P п ≠ 0)) данное значение амплитуды также обеспечит приемлемое значение выходного ОСПШ. i-x is the reference signal F 1i (t), F 2i (t), for the worst case (in the sense of the worst signal-interference situation for ACE signals), we can say that in other cases (presence of noise on the AAP input (P n ≠ 0)) is the value of the amplitude will also provide acceptable values ​​of the output SINR.

Значение P с на выходе АЭ может быть непосредственно измерено измерителем мощности сигналов, если на входе ААР отсутствует помеха (P п = 0). The value of P output from AE can be measured directly by a power meter signal, if no interference AAP input (P n = 0). В случае, когда на входе ААР присутствует помеха, то есть P п ≠ 0, значение P с и σ In the case where the input is present on AAP interference, i.e. P n ≠ 0, the value P s and σ 2 2 ш w могут быть рассчитаны по известной методике (см., например, книгу В.А.Мешалкин, Б. В.Сосунов "Основы энергетического расчета радиоканалов", Ленинград, Военная академия связи, 1991 год, стр. 7-20), с учетом известных характеристик радиопередающего устройства, антенно-фидерных устройств радиоприемного и радиопередающего устройств и реальных условий распространения радиоволн на трассе радиолинии. can be calculated according to known methods (see., eg, the book V.A.Meshalkin, B. V.Sosunov "Basis of calculation of the energy of radio channels", Leningrad Military Academy of Telecommunications, 1991, pp. 7-20), taking into account known characteristics of the radio transmission device, antenna feeder cable units and radio receiver radio transmission devices and real propagation conditions on the radio path. Максимальная ошибка в априорных данных о направлении прихода полезного сигнала (Δθ max ) определяется как Δθ max = (θ y2y1 )/2. The maximum error in the a priori data about the direction of arrival of the desired signal (Δθ max) is determined as Δθ max = (θ y2 -θ y1 ) / 2. Кроме того, значения P с и σ Further, the values P c and σ 2 2 ш w могут быть заданы с некоторым "запасом" исходя из типовых условий функционирования линий радиосвязи. They can be set with a certain "reserve" based on the standard terms and conditions of functioning of the radio links.

В случае реализации ААР на цифровых процессорах обработки сигналов (при этом КМ R xx может быть нормирована) значения амплитуд A сигналов на выходе первого и второго генераторов целесообразно выбирать согласно рекомендациям, представленным в табл. In the case of ADA on digital signal processors (with CM R xx may be normalized) amplitude values A signal at the output of the first and second generators is expedient to choose according to the recommendations given in Table. 2 (без учета мощности полезного сигнала). 2 (without the desired signal power).

Осуществив преобразование первого и второго опорного сигнала (деление первого и второго опорного сигнала на N равноамплитудных составляющих и сдвиг по фазе каждой составляющей), получим N составляющих первого опорного сигнала (13) и N составляющих второго опорного сигнала (14), причем i-е составляющие первого и второго опорного сигнала будут совпадать с сигналами, которые были бы приняты в i-х точках пространства (i-ми АЭ) S iy1 ) и S iy2 ), с направлений θ y1 и θ y2 соответственно. By carrying out the transformation of the first and the second reference signal (division of the first and second reference signal to the N EQUAL AMPLITUDE components and phase shift of each component), we obtain N constituting a first reference signal (13) and N constituting a second reference signal (14), the i-th components first and second reference signal will coincide with the signals that would have been taken in i-x points in space (i-E AE) S iy1) and S iy2), from directions θ y1 and θ y2 respectively. Особенность этих сигналов состоит в том, что они не принимаются АР реально с указанных направлений, а искусственно формируются и вводятся в ААР после антенных элементов. A feature of these signals is that they are not actually received AP with the indicated directions, and artificial are formed and introduced into the after AAP antenna elements. Ввод сигналов F 1i (t) и F 2i (t) в каналы ААР осуществляется посредством суммирования i-х составляющих первого и второго опорного сигнала с i-ми сигналами, принятыми в i-х точках пространства Input signals F 1i (t) and F 2i (t) in AAP channels is carried out by summing the i-x constituting the first and second reference signal with the i-E signals received in the i-x points in space

Figure 00000043

Для удобства записи и упрощения математических расчетов сигналы X i (t), F 1i (t), F 2i (t) запишем в виде N-мерных векторов For convenience and to simplify mathematical calculations signals X i (t), F 1i (t), F 2i (t) can be written as N-dimensional vectors
Figure 00000044

Figure 00000045

Figure 00000046

Ввод сигналов F 1i (t) и F 2i (t) в каналы ААР позволит наряду с реально принятыми сигналами X i (t) имитировать прием сигналов S iy1 ) = F 1i (t), S iy2 ) = F 2i (t) с направлений θ y1 и θ y2 . Input signals F 1i (t) and F 2i (t) into the channels of the AAP allow, along with actual received signals X i (t) to simulate reception of signals S i (θ y1) = F 1i (t), S i (θ y2) = F 2i (t) from directions θ y1 and θ y2.
Очевидно, что с учетом It is obvious that, given the
Figure 00000047
выражение для расчета ВВК примет вид (4) и процедура расчета ВВК (4) при t _→ ∞ будет сходиться к выражению expression for calculation of the IHC takes the form (4), and the procedure for calculating the IHC (4) at t _ → ∞ converges to the expression
Figure 00000048

где R ZZ = R XX + R FF1 + R FF2 , R FF1 , R FF2 - КМ первого и второго опорных сигналов. wherein R ZZ = R XX + R FF1 + R FF2, R FF1, R FF2 - CM of the first and second reference signals.

При этом для корреляционных матриц R FF1 , R FF2 справедлива одноранговая аппроксимация Here for the correlation matrices R FF1, R FF2 approximation is valid peer

Figure 00000049
(здесь H - знак, обозначающий операцию эрмитового сопряжения), а следовательно, (Where H - sign denoting a Hermitian conjugation operation) and, consequently,
R ZZ = R ПШ + B, (22) R ZZ = R PN + B, (22)
где Where
Figure 00000050
определяется согласно выражению (7). determined according to expression (7).

Осуществив нормировку матрицы B, исходя из условия By carrying out the normalization matrix B, starting from the condition

Figure 00000051
= 1 и проанализировав ее элементы, несложно убедиться, что данные элементы имеют вид (здесь для наглядности мы полагаем, что P с = 1, а также A=1) = 1 and to analyze its elements, it is easy to make sure that the data elements are of the form (here, for clarity, we believe that with P = 1 and A = 1)
Figure 00000052

где Where
Figure 00000053
- элемент, стоящий на пересечении k-й строки (k=1, 2, ... N) и i-го столбца матрицы B, φ ki = φ ckci ; - the element at the intersection of the k-th row (k = 1, 2, ... N) and the i-th column of the matrix B, φ ki = φ ck -φ ci; φ ck , φ ci - аргументы k-го и i-го элементов вектора φ ck, φ ci - the arguments of the k-th and i-th vector elements
Figure 00000054
(выражение (7)); (Expression (7)); Δφ ki = φ i (Δθ)-φ k (Δθ); Δφ ki = φ i (Δθ) -φ k (Δθ); φ i (Δθ), φ k (Δθ), фазовые сдвиги, определяемые согласно выражению (8) при замене θ c на величину Δθ. φ i (Δθ), φ k (Δθ), the phase shifts are determined according to expression (8) by replacing θ c by an amount Δθ.
С учетом формулы Эйлера запишем Considering write the Euler formula
Figure 00000055
, .
а следовательно, выражение (23) примет вид and hence, the expression (23) becomes
Figure 00000056

где β ki = 1+2cos(Δφ ki ). where β ki = 1 + 2cos (Δφ ki).
Вследствие того, что элементы матрицы B имеют вид (24), мы можем воспользоваться результатами работы [4] и утверждать, что использование алгоритма расчета ВВК (4) или (21) для АПФ сигналов в случае, когда направление прихода полезного сигнала известно с точностью до некоторого углового сектора, приведет к повышению ОСПШ на выходе ААР. Because the elements of the matrix B are given by (24) we can use the results of [4] and claim that the use of the algorithm for calculating the IHC (4) or (21) for ACE signal when the desired signal arrival direction is known with an accuracy to a certain angular sector, will lead to higher SINR at the output of the AAP. Следовательно, помехозащищенность приема сигналов при использовании данной ААР увеличится. Consequently, immunity receiving signals using this AAF increase.

Результаты имитационного моделирования позволяют сделать вывод о том, что заявляемый способ АПФ сигналов мало чувствителен к ошибкам в априорных данных о направлении прихода полезного сигнала (описание имитационного моделирования приведено на стр. 26). simulation results lead to the conclusion that the claimed method ACE signals insensitive to errors in the a priori data about the direction of arrival of the desired signal (simulation description is given on p. 26).

Устройство, реализующее данный способ АПФ сигналов, показано на фиг. Device implementing the method ACE signals shown in FIG. 1 и состоит из N антенных элементов 1 (1 1 , 1 2 , ... 1 N ), N блоков комплексного сопряжения 2 (2 1 , 2 2 , ... 2 N ), N комплексных весовых умножителей 3 (3 1 , 3 2 , . . . 3 N ), N-входового общего сумматора 4, устройства ввода управляющих сигналов 5, N контуров адаптации 6 (6 1 , 6 2 , ... 6 N ), первого и второго генераторов 7 (7 1 , 7 2 ), первого блока фазовращателей 8, второго блока фазовращателей 9, N трехвходовых сумматоров 10 (10 1 , 10 2 , ... 10 N ). 1 and consists of 1 N antenna elements (1 1, 1 2, ... 1 N), N the complex conjugation block 2 (2 1, 2 2, ... 2 N), N complex multipliers weight 3 (3: 1, 3 2... 3 N), N-vhodovogo total adder 4, an input device control signals 5, N 6 adaptation circuits (6 1, 6 2, ... 6 N), first and second generators 7 (7 1 July 2), 8 phase shifters of the first block, the second block of phase shifters 9, N 10 trehvhodovyh adders (10 1, 10 2, ... 10 N). Выход каждого i-го антенного элемента 1, где i=1, 2, 3, ... N, подключен к первому входу i-го трехвходового сумматора 10. Выход i-го трехвходового сумматора 10 соединен с первым входом i-го комплексного весового умножителя 3 и через i-й блок комплексного сопряжения 2 подключен к сигнальному входу i-го контура адаптации 6. Выход i-го контура адаптации 6 соединен со вторым входом i-го КВУ 3. Выход i-го КВУ 3 соединен с i-м входом N-входового общего сумматора 4. Выход N-входового общего сумматора 4, соединенный с информационными входами N контуров адаптации 6, является The output of each i-th antenna element 1, where i = 1, 2, 3, ... N, is connected to the first input of the i-th adder 10. Output trehvhodovogo i-th trehvhodovogo adder 10 is connected to a first input of i-th complex weight multiplier 3 and through the i-th block of complex conjugation 2 is connected to the signal input of i-th adaptation circuit 6. output i-th adaptation circuit 6 is connected to the second input of the i-th HLC 3. Yield i-th CVU 3 is connected with i-th N-input adder 4. vhodovogo total yield N-vhodovogo total adder 4, coupled to the data inputs of the N adaptation circuit 6, is выходом ААР. yield AAP. Выход первого генератора 7 1 подключен к входу первого блока фазовращателей 8, i-й выход первого блока фазовращателей 8 соединен с вторым входом i-го трехвходового сумматора 10. Выход второго генератора 7 2 подключен к входу второго блока фазовращателей 9, i-й выход второго блока фазовращателей 9 соединен с третьим входом i-го трехвходового сумматора 10. Управляющий вход i-го контура адаптации 6 соединен с i-м выходом устройства ввода управляющих сигналов 5. Output of the first generator 7 1 is connected to an input of phase shifters of the first block 8, i-th output block of first phase shifters 8 is connected to the second input of the i-th trehvhodovogo adder 10. The output of the second generator 7 2 is connected to the second input of the phase shifters 9 unit, i-th output of the second phase shifters unit 9 is connected to the third input of the i-th trehvhodovogo adder 10. The control input of i-th contour adaptation 6 is connected with i-th output control signal input device 5.

Каждый i-й контур адаптации 6, представленный на фиг. Each i-th adaptation circuit 6 shown in FIG. 2, предназначен для выполнения операции итерационного вычисления ВВК в соответствии с выражением (3) и состоит из последовательно соединенных усилителя 6.1, умножителя 6.2, интегратора (интегрирующего RC фильтра) 6.3, вычитателя 6.4. 2, for the operation of the iterative calculation VVC in accordance with the expression (3) and consists of a series connected amplifier 6.1, 6.2 multiplier, an integrator (integrating RC filter) 6.3 6.4 subtractor. При этом вход усилителя 6.1 является информационным входом контура адаптации 6, а второй вход умножителя 6.2 и второй вход вычитателя 6.4 является соответственно сигнальным и управляющим входом контура адаптации 6. Выход вычитателя 6.4 является выходом контура адаптации 6. Thus 6.1 is the amplifier input information input adaptation circuit 6, and the second input of the multiplier 6.2 and a second input of the subtractor is 6.4 respectively and the control input signal adaptation circuit 6. The subtractor output is a 6.4 output adaptation circuit 6.

Антенные элементы 1 предназначены для приема электромагнитных волн. The antenna elements 1 are intended for receiving electromagnetic waves. В качестве АЭ могут быть использованы типовые антенные устройства, применяемые в антенных решетках, например, несимметричные вибраторы и др. As typical AE antenna device can be used used in antenna arrays, e.g., monopole, etc..

Каждый i-й блок комплексного сопряжения 2 предназначен для выполнения операции комплексного сопряжения сигналов. Each i-th block of complex conjugation 2 for the operation of complex conjugation signals. Данные блоки могут быть выполнены в виде схем разложения сигнала на синфазную и квадратурную составляющие с включением в квадратурную ветвь дополнительного фазовращателя на π/2. These blocks can be implemented as circuits for signal expansion phase and quadrature components with the inclusion of additional branch in quadrature phase shifter to π / 2. Схема блока комплексного сопряжения описана в патенте РФ N 2099838, опубликованном 20.12.1997 года, Бюл. Scheme complex conjugation block is described in Russian Patent N 2099838, published 20.12.1997 years, Bul. N 35. N 35.

Комплексные весовые умножители 3 предназначены для выполнения операции комплексного взвешивания, то есть изменения амплитуды и фазы сигналов до требуемой величины. Complex weighting multipliers 3 are intended to perform the operation of complex weighting, i.e. changes in amplitude and phase of the signals to the desired value. Схема КВУ описана в патенте РФ N 2099838, опубликованном 20.12.1997 года, Бюл. HLC scheme is described in the patent of Russian Federation N 2099838, published on 20.12.1997 year, Bull. 35. 35.

Каждый N входовый сумматор 4 и трехвходовый сумматор 10 предназначены для выполнения операции суммирования сигналов. Each N vhodovy trehvhodovy adder 4 and adder 10 are used for performing signal summing operation. Данные сумматоры (в зависимости от диапазона частот) могут быть выполнены в виде высокочастотных трансформаторов на коаксиальных или микрополосковых линиях. These adders (depending on bandwidth) can be formed as a coaxial high frequency transformers or microstrip lines. Схема и принцип работы данных сумматоров описаны в патенте РФ N 2099838, опубликованном 20.12.1997 года, Бюл. The circuit and operation principle of data combiners described in Russian patent N 2099838, published 20.12.1997 years, Bul. N 35. Кроме того, сумматоры 4, 10 могут быть реализованы на мостовых схемах сложения и распределения мощностей высокочастотных колебаний, см., например, книгу В.В.Заенцев, В.М.Катушкина, С.Е.Лондон, под ред. N 35. Furthermore, the adders 4, 10 may be implemented on bridge circuits addition and distribution capacities of high frequency oscillations. See, e.g., V.V.Zaentsev book V.M.Katushkina, S.E.London, ed. З. И. Модель. ZI model. Устройства сложения и распределения мощностей высокочастотных колебаний. Device addition and distribution capacities of high frequency oscillations. -М.: Советское радио, 1980 г., стр. 9-17. -M .: Soviet Radio, 1980, pp. 9-17.

Устройство ввода информации 5 предназначено для ввода информации о секторе, в пределах которого ожидается приход полезного сигнала, и представляет собой регулируемый источник напряжения, а при реализации с использованием цифровой элементной базы - оперативное запоминающее устройство (см. И.П. Степаненко, Основы микроэлектроники. М. : Советское радио, 1980 г., стр. 378-385). information input device 5 is used to enter information about the sector within which the expected arrival of the desired signal, and is adjustable voltage source, and when using a digital implementation element base -. random access memory (see IP Stepanenko, Fundamentals of microelectronics. Moscow: Soviet radio, 1980, pp 378-385)..

Генераторы 7 1 , 7 2 предназначены для генерирования двух электрических колебаний заданной амплитуды и частоты. Generator 7 1, 7 2 are designed for generating two electrical oscillations of a predetermined amplitude and frequency. В качестве генераторов 7 1 , 7 2 может быть использован, например, синтезатор частот на основе системы ФАПЧ с переменным делителем частоты, см. книгу "Радиоприемные устройства" под редакцией проф. As generators 7 1, 7 2 may be used, for example, on the basis of the PLL frequency synthesizer with a variable frequency divider, see. The book "Radio receivers," edited by Prof.. А.П.Жуковского М.: Высшая школа, 1989 год, стр. 107-109. A.P.Zhukovskogo M .: Higher School, 1989, pp. 107-109.

Первый блок фазовращателей 8 предназначен для управления фазовыми сдвигами сигналов. The first block of phase shifters 8 is designed to control the phase shifts of signals. Схема данного блока фазовращателей представлена на фиг. Block diagram of the phase shifters shown in FIG. 3 и состоит из N фазовращателей 8.1 (8.1 1 , 8.1 2 , ... 8.1 N ), входы которых соединены вместе и являются входом первого блока фазовращателей, а выход i-го фазовращателя является i-м выходом первого блока фазовращателей. 3 and consists of N phase shifters 8.1 (8.1 1, 8.1 2, 8.1 ... N), the inputs of which are connected together and input phase shifters of the first block and the i-th output of the phase shifter is the i-th output block of the first phase shifters. Схема и принцип работы фазовращателей 8.1 известны и они могут быть выполнены на ферритовых элементах, см., например, книгу Д.Н.Воскресенский "Антенны и устройства СВЧ. Проектирование фазированных антенных решеток".- М.: Радио и связь, 1981 г., стр. 57-58, или на операционных усилителях, см., например, книгу В. В. Никитченко "Функциональные узлы адаптивных компенсаторов помех" Часть 1. Ленинград, Военная академия связи, 1990 год, стр. 125-126. Driving and working principle of phase shifters 8.1 are known and they can be performed on the ferrite elements. See, for example, D.N.Voskresensky book "Antennas and microwave devices. Designing phased arrays" .- M .: Radio and Communications, 1981 , pp. 57-58, or with operational amplifiers. see, for example, the book VV Nikitchenko "Functional units of adaptive interference canceller" Part 1 Leningrad Military Academy of Telecommunications, 1990, pp. 125-126.

Второй блок фазовращателей 9 по составу, назначению и принципу действия аналогичен первому блоку фазовращателей 8. The second block of phase shifters 9 in composition, destination and the principle of operation is similar to the first block of phase shifters 8.

Усилитель 6.1 предназначен для усиления сигнала, при этом амплитуда входного сигнала увеличивается в μ раз (μ - коэффициент усиления данного усилителя), а фаза сигнала остается без изменения. Amplifier 6.1 is intended to amplify the signal, the input signal amplitude increases at time μ (μ - the gain of the amplifier), and the phase of the signal remains unchanged. В качестве усилителя может быть использован усилительный каскад на биполярном транзисторе, включенный по схеме с общим эмиттером с отрицательной обратной связью (см. Справочник по радиоэлектронным устройствам: в 2-х томах Т.1 /Бурин Л.И., Васильев В.П., Каганов В.И. и др., под редакцией Д.П. Линде. - М.: Энергия. с.33. рис. 1-30), или на аналоговых интегральных микросхемах, например ИМС 235 УР 7, ИМС 171 УВ 1А и др., см., например, книгу В.В.Никитченко "Функциональные узлы адаптивных компенсаторов помех" Часть 1. Л.: Военная академия связи, 1990 год, стр. 57-64. The amplifier stage bipolar transistor connected as a common emitter circuit with negative feedback may be used as an enhancer (see Handbook of electronic devices:. 2 vols V.1 / L. Burin, Vasiliev VP , Kagans VI et al, edited by DP Linde -..... M .: Energia p.33 Fig 1-30) or analog integrated circuits such as IC 235 SD 7, HC 171 IC 1A, etc... see, for example, a book V.V.Nikitchenko "Functional units of adaptive interference canceller" Part 1. L .: Military Academy of Telecommunications, 1990, pp. 57-64.

Корреляционный смеситель 6.2 (умножитель) предназначен для формирования взаимокорреляционной функции входных сигналов. 6.2 Correlation mixer (multiplier) for interrelation functions forming input signals. Схема корреляционного смесителя описана в патенте РФ N 2099838, опубликованном 20.12.1997 года, Бюл. Scheme correlation mixer is described in Russian Patent N 2099838, published 20.12.1997 years, Bul. N 35. N 35.

Интегратор 6.3 предназначен для выполнения операции выделения низкочастотной составляющей, пропорциональной амплитуде и фазе сигнала. 6.3 The integrator is designed to perform operations allocation low frequency component proportional to the amplitude and phase of the signal. В качестве интегратора может использоваться интегрирующий RC фильтр, см. книгу Монзинго Р.А., Миллер Т.У. In the integrating RC filter can be used as an integrator, cm. Book Monzingo RA, Miller TW Адаптивные антенные решетки. Adaptive antenna arrays. Введение в теорию. Introduction to the theory. - М.: Радио и связь, 1986 г. , стр. 183. Схема интегратора описана в патенте РФ N 2099838, опубликованном 20.12.1997 года, Бюл. -. M .: Radio and Communications, 1986, page 183. The integrator circuit is described in the patent of Russian Federation N 2099838, published on 20.12.1997 year, Bull. N 35. N 35.

Вычитатель 6.4 предназначен для выполнения операции вычитания сигналов. 6.4 subtracter for performing signal subtraction. Схема вычитателя описана в патенте РФ N 2099838, опубликованном 20.12.1997 года, Бюл. subtractor scheme is described in the patent of Russian Federation N 2099838, published on 20.12.1997 year, Bull. N 35. N 35.

Кроме того, блоки, входящие в состав структурной схемы ААР, могут быть реализованы программно, в частности, на цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхема TMS320C30 (см. Цифровые процессоры обработки сигналов: Справочник/ А.Г.Остапенко, С.И.Лавлинский, А.Б.Сушков и др.; Под ред. А. Г. Остапенко. - М.: Радио и связь, 1994. - с. 88). In addition, the blocks that make up the structural AAP scheme may be implemented in software, in particular, on a digital signal processor, for example TMS320C30 chip (see Digital signal processors.: Reference / A.G.Ostapenko, S.I.Lavlinsky , A.B.Sushkov etc .; Ed AG Ostapenko -.. M .: Radio and communication, 1994 - 88).. Возможность использования цифровых процессоров обработки сигналов для реализации алгоритмов АПФ радиосигналов обоснована в статье Городилина В.В., Глушанкова Е.И. The use of digital signal processors to implement ACE radio algorithms grounded in Article Gorodilina VV, EI Glushankova "Управляющий микропроцессорный контроллер для реализации алгоритмов адаптивной обработки радиосигналов в антенной решетке", Радиотехника, N 9, 1984 г. , стр. 72. "Control microprocessor controller to implement adaptive processing algorithms in radio antenna array," Radio Engineering, N 9, 1984, p. 72.

Заявленное устройство работает следующим образом. The claimed device operates as follows.

На вход антенных элементов ААР поступает полезный сигнал s(t) и помехи p(t) от источников, расположенных под углами θ c , θ п относительно нормали к оси ААР (в общем случае θ c ≠ θ п ), и изотропный шум ш(t). The input to the antenna elements AAP receives the useful signal s (t) and interference p (t) from sources located at angles θ c, θ n with respect to the normal to the AAP-axis (in the general case θ c ≠ θ n), and isotropic noise w ( t). Полезный сигнал и помехи поступают на i-й АЭ с разными значениями фаз φ ci ≠ φ пi . Useful signal and interference received on the i-th AE with different phase values φ ci ≠ φ pi.
Сумма полезного сигнала, помех и шума (X i (t)) с выходов i-х АЭ поступают на первые входы соответствующих трехвходовых сумматоров. The sum of the desired signal, interference and noise (X i (t)) from the outputs x i-AE supplied to the first inputs of corresponding adders trehvhodovyh. Одновременно с приемом полезного сигнала, помех и шума в генераторах 7 1 , 7 2 происходит формирование двух опорных равноамплитудных сигналов F 1 (t), F 2 (t) (сигналы (10), (11)) с различными частотами, отличными от частоты принимаемого полезного сигнала. Simultaneously with the reception of the desired signal, interference and noise in the generator 7 1, 7 2 is formed of two supporting EQUAL AMPLITUDE signals F 1 (t), F 2 (t) (signals (10), (11)) with different frequencies, different frequency received useful signal. При этом частоты первого и второго опорных сигналов выбирают согласно условию (12). The frequencies of the first and second reference signals are selected according to the condition (12). В фазовращателях 8 1 -8 N каждую i-ю составляющую, образованную от разделения первого опорного сигнала, сдвигают на предварительно заданную величину фазы Δφ li , а в фазовращателях 9 1 -9 N каждую i-ю составляющую, образованную от разделения второго опорного сигнала, сдвигают на предварительно заданную величину фазы Δφ 2i , то есть формируют сигналы (13), (14). The phase shifters August 1 -8 N each i-th component formed by dividing the first reference signal is shifted by a predetermined phase value Δφ li, and phase shifters September 1 -9 N each i-th component formed from the separation of the second reference signal, is shifted by a predetermined phase value Δφ 2i, i.e. generate signals (13) and (14). Фазовые сдвиги Δφ 1i , Δφ 2i выбирают согласно условий (15), (16). The phase shifts Δφ 1i, Δφ 2i is selected according to the conditions (15) and (16). Значения амплитуды A сигналов на выходе первого и второго генератора, а соответственно, и значения амплитуд A signal amplitude values ​​at the output of the first and second generator, and accordingly, the amplitudes

Figure 00000057
i-х составляющих опорных сигналов F 1i (t), F 2i (t), целесообразно выбирать согласно рекомендациям, представленным в таблице 1 (таблице 2) в зависимости от сигнально-помеховой обстановки (исходя из максимально возможного значения входного отношения сигнал/шум и ошибки в задании направления прихода сигнала). i-x is the reference signal F 1i (t), F 2i (t), it is advisable to choose according to the recommendations given in Table 1 (Table 2) depending on the signal-noise conditions (based on the maximum possible value of the input signal / noise ratio and errors in the reference signal arrival directions). В результате на выходе фазовращателей 8 1 -8 N получим N составляющих первого опорного сигнала (13), а на выходе фазовращателей 9 1 -9 N получим N составляющих второго опорного сигнала (14), причем i-е составляющие первого и второго опорного сигнала будут совпадать с сигналами S iy1 ),S iy2 ). As a result, the output of phase shifters August 1 -8 N N constituting obtain a first reference signal (13) and output phase shifters September 1 -9 N N components we obtain a second reference signal (14), the i-th components of the first and second reference signals will coincide with the signals S i (θ y1), S i (θ y2). Особенность этих сигналов состоит в том, что они реально не принимаются АР, а искусственно формируются и вводятся в каналы ААР после АЭ. The peculiarity of these signals is that they are not really taken the AP, and the artificially formed and introduced into the channels of AAP after AE. Далее, i-е составляющие первого и второго опорного сигнала (сигналы (13), (14)) поступают соответственно на второй и третий входы i-го трехвходового сумматора, в котором происходит выполнение операции суммирования i-х составляющих первого и второго опорного сигнала с сигналами, принятыми i-ми антенными элементами. Next, i-th components of the first and the second reference signal (signal (13), (14)) are fed respectively to the second and third inputs i-th trehvhodovogo adder, in which the implementation of the summation operation i-x constituting the first and second reference signal signals received i-E antenna elements. На выходе i-го трехвходового сумматора будет образован сигнал (17). In the signal (17) is formed by the output of i-th adder trehvhodovogo. Данные действия с сигналами позволят наряду с реально принятым полезным сигналом, помехами и шумами (X i (t)) имитировать прием сигналов F 1i (t), F 2i (t). These actions allow the signals received along with the actual useful signal, interference and noise (X i (t)) to simulate reception of signals F 1i (t), F 2i (t).

Сигналы Z i (t) с выходов i-х трехвходовых сумматоров поступают на первые входы i-х комплексных весовых умножителей и через i-е блоки комплексного сопряжения на сигнальные входы i-х контуров адаптации. The signals Z i (t) from the outputs x i-trehvhodovyh adders fed to first inputs of complex x i-weight multipliers and through i-th block on the complex conjugation signal inputs x i-adaptation circuits. В комплексных весовых умножителях происходит умножение сигналов Z i (t) на соответствующие ВК W i (t), поступающие с выходов i-х контуров адаптации, что обеспечивает изменение амплитуды и фазы сигналов Z i (t). The complex weighting multipliers is multiplied signals Z i (t) at respective VC W i (t), coming from the outputs x i-adapting circuit that provides a change Z i (t) of the amplitude and phase of the signals. С выходов комплексных весовых умножителей "взвешенные" сигналы поступают на i-е входы N входового общего сумматора, где они суммируются, образуя выходной сигнал ААР The outputs of complex multipliers weight "weighted" signals are sent to i-th inputs of N vhodovogo common adder, where they are summed to form the output signal AAP
Y(t)=(W 1 (t)Z 1 (t) + W 2 (t)Z 2 (t) + ... + W N (t)Z N (t)). Y (t) = (W 1 (t) Z 1 (t) + W 2 (t) Z 2 (t) + ... + W N (t) Z N (t)). (25) (25)
Выходной сигнал Y(t) дополнительно поступает на информационные входы контуров адаптации, где осуществляется операция вычисления взаимной корреляции выходного сигнала Y(t) с входным сигналом Z i (t). The output signal Y (t) is further supplied to the data inputs of adaptation circuits, wherein an operation of calculating a cross-correlation output signal Y (t) the input signal Z i (t). Расчет ВК W i (t) постоянно производится в соответствии с выражением (3) в адаптивных контурах с учетом значения коэффициента взаимной корреляции Calculation VC W i (t) is constantly produced in accordance with the expression (3) in the adaptive loops with the cross-correlation coefficient values

Figure 00000058
(здесь "-" обозначает операцию усреднения по времени) и соответствующего управляющего сигнала V yi , поступающего из устройства ввода управляющих сигналов. (where "-" denotes the averaging operation with respect to time) and the corresponding control signal V yi, supplied from the input device control signals.

Детальное сопоставление возможностей заявляемого способа и устройства, реализующего данный способ АПФ сигналов, и способа и устройства - прототипа АПФ сигналов, было проведено с использованием метода имитационного моделирования, что дополнительно подтверждает возможность их технической реализации. A detailed comparison of features of the claimed method and apparatus implementing the method ACE signals, and a method and apparatus - prototype ACE signals was conducted using the simulation method, which further confirms the possibility of their technical implementation.

В качестве иллюстрации на фиг. As an illustration, FIG. 4 показана полученная путем имитационного моделирования зависимость ОСПШ P c /(P п 4 is obtained by simulation dependence SINR P c / (P p + σ 2 2 ш w ) на выходе ААР от угла прихода полезного сигнала θ c . ) At the output of AAP from the useful signal angle of arrival θ c.
При моделировании использовались следующие предположения о характеристиках АР и сигнально-помеховой обстановке: In the simulation, the following assumptions about the characteristics of the AP and the signal-noise conditions:
- АР линейная эквидистантная N=3, межэлементное расстояние d = λ/2 (λ - длина волны сигнала), АЭ изотропные и невзаимодействующие; - AR linear equidistant N = 3, the interelement distance d = λ / 2 (λ - wavelength of the signal), AE isotropic and non-interacting;
- несущие частоты сигнала и помех тождественны f c = f п =300 МГц (λ =1 м); - carrier frequency of the signal and noise are identical to f c = f f = 300 MHz (λ = 1 m);
- угол прихода помехи (относительно нормали к линии расположения АЭ) θ п = 10 o ; - the angle of arrival noise (relative to the normal line to the location of the AE) θ n = o 10;
- входное отношение сигнал/шум 10lg (P c - the input signal / noise ratio 10lg (P c / σ 2 2 ш w ) = 10 дБ; ) = 10 dB;
- входное отношение помеха/шум 10lg (P п - input interference ratio / 10lg noise (P n / σ 2 2 ш w ) = 20 дБ. ) = 20 dB.

Предполагалось также, что характеристики АР известны точно, а направление прихода сигнала известно с точностью до углового сектора θ y1 = 35 o , θ y2 = 65 o . It was also assumed that the characteristics of the AR are known exactly, and the direction of arrival of the signal is known to within an angular sector θ y1 = 35 o, θ y2 = o 65.

При проведении имитационного моделирования частота, амплитуда и фаза i-х составляющих первого и второго опорного колебания выбиралась исходя из приведенных ранее рекомендаций. During the simulation frequency, amplitude and phase of the i-x constituting the first and second reference oscillation is chosen based on the recommendations given above.

1. Частоты первого и второго опорного сигнала F 1 (t), F 2 (t) выбирались согласно условию 12 и составили соответственно f 1 = 290 МГц ( (λ = 1.034 м) и f 2 = 310 МГц ( (λ = 0.967 м). 1. The frequencies of the first and second reference signal F 1 (t), F 2 (t) selected by the condition were respectively 12 and f 1 = 290 MHz ((λ = 1.034 m) and f 2 = 310 MHz ((λ = 0.967 m ).

2. Амплитуда A сигнала на выходе первого и второго опорного генератора рассчитывалась согласно рекомендациям, представленным в таблице 1, соответственно из условий ( (P c 2. A signal amplitude at the output of the first and second reference oscillator is calculated according to the recommendations given in Table 1, respectively, of the conditions ((P c / σ 2 2 ш w = 10 дБ, при P с = 12 мВт, σ = 10 dB, with P = 12 mW, σ 2 2 ш w = 0,1 мВт, Δθ y = 15 o ) и составила A = 0.142 В. = 0.1 mW, Δθ y = 15 o) and was A = 0.142 V.

3. Фазовые сдвиги i-х составляющих первого и второго опорного колебания φ 1i2i рассчитывались согласно выражению (8) как 3. The phase shifts i-x constituting the first and second reference oscillation φ 1i, φ 2i calculated according to expression (8) as a

Figure 00000059
и составили φ 11 = φ 21 = 0 o , φ 12 = 99,85 o , φ 13 = 199,7 o , φ 22 = 168,66 o , φ 23 = 337,31 o . and amounted φ 11 = φ 21 = 0 o, φ 12 = 99,85 o, φ 13 = 199,7 o, φ 22 = 168,66 o, φ 23 = 337,31 o.

Предполагаемое направление прихода полезного сигнала θ y выбрано в середине известного углового сектора θ y1 = 35 o , θ y2 = 65 o , θ y = 50 o . Anticipated desired signal arrival direction θ y is selected in the middle of a known angular sector θ y1 = 35 o, θ y2 = o 65, θ y = 50 o.

Кривые, обозначенные на фиг. The curves indicated in Fig. 4 цифрами 1, 2, получены соответственно для случаев: 1 - заявляемой ААР, 2 - ААР-прототипа. 4, numerals 1, 2, respectively, were obtained for the cases of: 1 - inventive AAR, 2 - AAP-prototype. Для сравнения на этом же чертеже представлена кривая, характеризующая потенциально достижимое для данной сигнально-помеховой ситуации значение ОСПШ (кривая 3). For comparison, the same drawing is a curve which characterizes potentially achievable for a given signal-interference situation SINR (curve 3).

Из графиков видно, что в пределах заданного углового сектора прихода полезного сигнала эффективность ААР, реализующей предлагаемый способ АПФ, значительно выше, чем у ААР прототипа. The graphs show that, within a predetermined angular sector of the desired signal arrival AAP efficiency implementing the inventive method ACE is significantly higher than the AAP prototype.

Данное преимущество заявляемой ААР будет способствовать повышению помехозащищенности линий (систем) радиосвязи, характеризуемых отсутствием точной априорной информации о направлении прихода полезного сигнала, в частности, систем связи с подвижными объектами и, в конечном счете, будет способствовать внедрению ААР в данные системы. This advantage claimed AAP will enhance the noise immunity lines (systems) radio, characterized by a lack of accurate a priori information about the direction of arrival of the desired signal, in particular communication systems with moving objects and, ultimately, will promote the AAP in the data system.

Таким образом, предлагаемое устройство полностью реализует заявляемый способ АПФ сигналов. Thus, the device is fully implements the claimed method APF signals.

Литература Literature
1. Марчук Л.А., Гиниятуллин Н.Ф., Колинько А.В. 1. Marchuk LA Giniyatullin NF Kolinko AV Анализ алгоритмов минимизации мощности выходного сигнала в ААР. Analysis algorithms minimize the output power at the AAP. // Радиотехника и электроника, 1998 г., N 1. // Radio Engineering and Electronics, 1998, N 1.

2. Марчук Л.А., Колинько А.В. 2. LA Marchuk, AV Kolinko Минимизация отношения сигнала к мешающим воздействиям в задачах адаптивной пространственной фильтрации. Minimizing the signal-to-interference in a problem of the adaptive spatial filtering. // Радиотехника, 1998 г., N 1, стр. 48-54. // Radio engineering, 1998, N 1, pp. 48-54.

3. Черемисин О.П., Ратынский М.В. 3. Cheremisin OP, Ratynsky MV и др. Эффективный проекционный алгоритм адаптивной пространственной фильтрации. et al. Efficient projection algorithm adaptive spatial filtering. // Радиотехника и электроника, 1994 г., том 39, выпуск 2, стр. 259-263. // Radio Engineering and Electronics, 1994, Volume 39, Issue 2, pp. 259-263.

4. Марчук Л.А. 4. Marchuk LA Робастные алгоритмы АПФ сигналов с неточно известными параметрами. ACE robust algorithms inaccurately signals with known parameters. // Радиотехника ,1997 г., N 11, стр. 3-7. // Radio engineering, 1997, N 11, pp. 3-7.

Claims (2)

1. Способ адаптивной пространственной фильтрации сигналов, заключающийся в приеме сигналов в N пространственно разнесенных точках, где N ≥ 2, расчете весовых коэффициентов, взвешенном суммировании принятых сигналов, отличающийся тем, что дополнительно генерируют первый и второй опорные сигналы с различными частотами, разделяют каждый из них на N равноамплитудных составляющих, сдвигают по фазе каждую составляющую на предварительно заданную величину фазы, после чего i-й принятый сигнал, где i = 1, 2, ... N, и i-е составляющие первого и второго опор 1. A method for adaptive spatial filtering of signals comprising signals received at N spatially separated points, where N ≥ 2, the calculation of weighting coefficients, the weighted summation of the received signals, characterized in that the further generating first and second reference signals with different frequencies are separated from each EQUAL AMPLITUDE them to N components each shifted in phase component by a predetermined phase value, then the i-th received signal, where i = 1, 2, ... N, and i-th components of the first and second supports ых сигналов суммируют, причем i-й весовой коэффициент рассчитывают по формуле s signals are summed, the i-th weighting factor is calculated by the formula
W i (t+Δt) = W i (t)-μ[V yi -Y(t)Z W i (t + Δt) = W i (t) -μ [V yi -Y (t) Z * * i i (t)], (T)],
где W i (t) - текущее значение i-го весового коэффициента; where W i (t) - value of the current i-th weighting coefficient;
V yi - значение i-го управляющего сигнала; V yi - i-th value of the control signal;
Δt - интервал временной дискретизации; Δt - sampling time interval;
Y(t) - взвешенно суммированный сигнал; Y (t) - weighted summed signal;
Z i (t) - суммарный сигнал от сложения i-го принятого сигнала и i-х составляющих первого и второго опорных сигналов; Z i (t) - the sum signal from the addition of i-th received signal and the i-x constituting the first and second reference signals;
* - обозначение операции комплексного сопряжения; * - complex conjugation operation designation;
μ - коэффициент усиления (передачи), а частоты первого ω 1 и второго ω 2 опорных сигналов выбирают из условия ω 1 < (ω 0 -Δω), ω 2 > (ω 0 +Δω), где ω 0 и Δω соответственно несущая частота и ширина спектра принимаемого полезного сигнала. μ - gain (transfer), and a first frequency ω 1 and ω 2 of the second reference signal is selected from the condition ω 1 <(ω 0 -Δω), ω 2>0 + Δω), where 0 ω and Δω, respectively, the carrier frequency and the width of the spectrum of the received useful signal.
2. Адаптивная антенная решетка, содержащая N антенных элементов, где N ≥ 2, N блоков комплексного сопряжения, N комплексных весовых умножителей, N-входовый общий сумматор, устройство ввода управляющих сигналов, N контуров адаптации, причем вход i-го блока комплексного сопряжения, где i = 1, 2, 3, ..., N, соединен с первым входом соответствующего i-го комплексного весового умножителя, выход i-го блока комплексного сопряжения соединен с сигнальным входом i-го контура адаптации, i-й выход устройства ввода управляющих сигналов соединен с управляющим входом i 2. An adaptive antenna array comprising N antenna elements, where N ≥ 2, N the complex conjugation of blocks, N complex weighting multipliers, N-vhodovy common adder, input device control signals, N adaptation circuits wherein the i-th input block of complex conjugation, where i = 1, 2, 3, ..., N, is coupled to a first input of a respective i-th complex weighting multiplier, i-th output complex conjugate unit connected to the signal input of i-th adaptation circuit, i-th output of the input device control signals coupled to the control input of the i -го контура адаптации, выход которого соединен со вторым входом i-го комплексного весового умножителя, выход i-го комплексного весового умножителя соединен с i-м входом N-входового общего сумматора, выход которого является выходом адаптивной антенной решетки, отличающаяся тем, что дополнительно введены первый и второй генераторы опорных сигналов, первый и второй блоки фазовращателей, N трехвходовых сумматоров, причем выход каждого i-го антенного элемента подключен к первому входу i-го трехвходового сумматора, выход первого генератора опорн -th adaptation circuit, whose output is connected to a second input of i-th complex weighting multiplier, i-th output complex weighting multiplier coupled to i-th input N-vhodovogo common adder, whose output is the output of the adaptive array antenna, characterized in that it additionally put the first and second reference signal generators, the first and second blocks of phase shifters, N trehvhodovyh adders, the output of each i-th antenna element is connected to a first input of i-th trehvhodovogo adder, the first output of the reference ого сигнала подключен к входу первого блока фазовращателей, а выход второго генератора опорного сигнала подключен к входу второго блока фазовращателей, i-й выход первого блока фазовращателей соединен с вторым входом i-го трехвходового сумматора, а i-й выход второго блока фазовращателей соединен с третьим входом i-го трехвходового сумматора, выход i-го трехвходового сумматора соединен с первым входом i-го комплексного весового умножителя, выход N-входового общего сумматора соединен с информационными входами N контуров адаптации, причем част th signal connected to the input of the first block of phase shifters, and the output of the second reference signal generator is connected to the input of the second unit of phase shifters, i-th output of the first block of phase shifters coupled to the second input of the i-th trehvhodovogo adder, and i-th output of the second unit of phase shifters connected to the third i-th input of the adder trehvhodovogo, i-th output trehvhodovogo adder connected to a first input of i-th complex multiplier weight yield N-vhodovogo total adder is connected to data inputs of N adaptation circuits wherein parts оты первого ω 1 и второго ω 2 опорных сигналов выбирают из условия ω 1 < (ω 0 -Δω), ω 2 > (ω 0 +Δω), где ω 0 и Δω соответственно несущая частота и ширина спектра принимаемого полезного сигнала. Ota first ω 1 and ω 2 of the second reference signal is selected from the condition ω 1 <(ω 0 -Δω), ω 2>0 + Δω), where 0 ω and Δω, respectively, the carrier frequency and the width of the spectrum of the received useful signal.
RU98113362A 1998-07-06 1998-07-06 Method and device for adaptive spatial filtering of signals RU2141706C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU98113362A RU2141706C1 (en) 1998-07-06 1998-07-06 Method and device for adaptive spatial filtering of signals

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU98113362A RU2141706C1 (en) 1998-07-06 1998-07-06 Method and device for adaptive spatial filtering of signals

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2141706C1 true RU2141706C1 (en) 1999-11-20

Family

ID=20208352

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU98113362A RU2141706C1 (en) 1998-07-06 1998-07-06 Method and device for adaptive spatial filtering of signals

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2141706C1 (en)

Cited By (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7916624B2 (en) 2000-09-13 2011-03-29 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US8045512B2 (en) 2005-10-27 2011-10-25 Qualcomm Incorporated Scalable frequency band operation in wireless communication systems
US8446892B2 (en) 2005-03-16 2013-05-21 Qualcomm Incorporated Channel structures for a quasi-orthogonal multiple-access communication system
US8462859B2 (en) 2005-06-01 2013-06-11 Qualcomm Incorporated Sphere decoding apparatus
US8477684B2 (en) 2005-10-27 2013-07-02 Qualcomm Incorporated Acknowledgement of control messages in a wireless communication system
RU2488928C1 (en) * 2012-09-06 2013-07-27 Открытое акционерное общество "Особое конструкторское бюро Московского энергетического института" Adaptive spatial interference cancellation method
US8565194B2 (en) 2005-10-27 2013-10-22 Qualcomm Incorporated Puncturing signaling channel for a wireless communication system
US8582548B2 (en) 2005-11-18 2013-11-12 Qualcomm Incorporated Frequency division multiple access schemes for wireless communication
US8582509B2 (en) 2005-10-27 2013-11-12 Qualcomm Incorporated Scalable frequency band operation in wireless communication systems
US8599945B2 (en) 2005-06-16 2013-12-03 Qualcomm Incorporated Robust rank prediction for a MIMO system
US8611284B2 (en) 2005-05-31 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Use of supplemental assignments to decrement resources
US8644292B2 (en) 2005-08-24 2014-02-04 Qualcomm Incorporated Varied transmission time intervals for wireless communication system
US8693405B2 (en) 2005-10-27 2014-04-08 Qualcomm Incorporated SDMA resource management
US8831607B2 (en) 2006-01-05 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Reverse link other sector communication
US8879511B2 (en) 2005-10-27 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Assignment acknowledgement for a wireless communication system
US8885628B2 (en) 2005-08-08 2014-11-11 Qualcomm Incorporated Code division multiplexing in a single-carrier frequency division multiple access system
US8917654B2 (en) 2005-04-19 2014-12-23 Qualcomm Incorporated Frequency hopping design for single carrier FDMA systems
US9088384B2 (en) 2005-10-27 2015-07-21 Qualcomm Incorporated Pilot symbol transmission in wireless communication systems
US9130810B2 (en) 2000-09-13 2015-09-08 Qualcomm Incorporated OFDM communications methods and apparatus
US9136974B2 (en) 2005-08-30 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Precoding and SDMA support
US9137822B2 (en) 2004-07-21 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Efficient signaling over access channel
US9143305B2 (en) 2005-03-17 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9144060B2 (en) 2005-10-27 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Resource allocation for shared signaling channels
US9148256B2 (en) 2004-07-21 2015-09-29 Qualcomm Incorporated Performance based rank prediction for MIMO design
US9154211B2 (en) 2005-03-11 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Systems and methods for beamforming feedback in multi antenna communication systems
US9172453B2 (en) 2005-10-27 2015-10-27 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for pre-coding frequency division duplexing system
US9179319B2 (en) 2005-06-16 2015-11-03 Qualcomm Incorporated Adaptive sectorization in cellular systems
US9184870B2 (en) 2005-04-01 2015-11-10 Qualcomm Incorporated Systems and methods for control channel signaling
US9209956B2 (en) 2005-08-22 2015-12-08 Qualcomm Incorporated Segment sensitive scheduling
US9210651B2 (en) 2005-10-27 2015-12-08 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for bootstraping information in a communication system
US9225488B2 (en) 2005-10-27 2015-12-29 Qualcomm Incorporated Shared signaling channel
US9225416B2 (en) 2005-10-27 2015-12-29 Qualcomm Incorporated Varied signaling channels for a reverse link in a wireless communication system
US9246560B2 (en) 2005-03-10 2016-01-26 Qualcomm Incorporated Systems and methods for beamforming and rate control in a multi-input multi-output communication systems
RU2575973C1 (en) * 2014-11-27 2016-02-27 Открытое акционерное общество "Московское конструкторское бюро "Компас" Method of eliminating spatial interference
US9307544B2 (en) 2005-04-19 2016-04-05 Qualcomm Incorporated Channel quality reporting for adaptive sectorization
US9461859B2 (en) 2005-03-17 2016-10-04 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9520972B2 (en) 2005-03-17 2016-12-13 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9660776B2 (en) 2005-08-22 2017-05-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing antenna diversity in a wireless communication system
RU2653770C1 (en) * 2017-03-28 2018-05-14 Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") Method of spatial suppression of interference acting at the frequency of the main and mirror apaa receiving channels

Cited By (64)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9426012B2 (en) 2000-09-13 2016-08-23 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US7924699B2 (en) 2000-09-13 2011-04-12 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US7990843B2 (en) 2000-09-13 2011-08-02 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US7990844B2 (en) 2000-09-13 2011-08-02 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US8014271B2 (en) 2000-09-13 2011-09-06 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US10313069B2 (en) 2000-09-13 2019-06-04 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US8098569B2 (en) 2000-09-13 2012-01-17 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US8098568B2 (en) 2000-09-13 2012-01-17 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US8199634B2 (en) 2000-09-13 2012-06-12 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US8218425B2 (en) 2000-09-13 2012-07-10 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US8223627B2 (en) 2000-09-13 2012-07-17 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US8295154B2 (en) 2000-09-13 2012-10-23 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US7916624B2 (en) 2000-09-13 2011-03-29 Qualcomm Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US9130810B2 (en) 2000-09-13 2015-09-08 Qualcomm Incorporated OFDM communications methods and apparatus
US10194463B2 (en) 2004-07-21 2019-01-29 Qualcomm Incorporated Efficient signaling over access channel
US10517114B2 (en) 2004-07-21 2019-12-24 Qualcomm Incorporated Efficient signaling over access channel
US9137822B2 (en) 2004-07-21 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Efficient signaling over access channel
US10237892B2 (en) 2004-07-21 2019-03-19 Qualcomm Incorporated Efficient signaling over access channel
US9148256B2 (en) 2004-07-21 2015-09-29 Qualcomm Incorporated Performance based rank prediction for MIMO design
US9246560B2 (en) 2005-03-10 2016-01-26 Qualcomm Incorporated Systems and methods for beamforming and rate control in a multi-input multi-output communication systems
US9154211B2 (en) 2005-03-11 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Systems and methods for beamforming feedback in multi antenna communication systems
US8547951B2 (en) 2005-03-16 2013-10-01 Qualcomm Incorporated Channel structures for a quasi-orthogonal multiple-access communication system
US8446892B2 (en) 2005-03-16 2013-05-21 Qualcomm Incorporated Channel structures for a quasi-orthogonal multiple-access communication system
US9143305B2 (en) 2005-03-17 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9461859B2 (en) 2005-03-17 2016-10-04 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9520972B2 (en) 2005-03-17 2016-12-13 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9184870B2 (en) 2005-04-01 2015-11-10 Qualcomm Incorporated Systems and methods for control channel signaling
US9408220B2 (en) 2005-04-19 2016-08-02 Qualcomm Incorporated Channel quality reporting for adaptive sectorization
US9307544B2 (en) 2005-04-19 2016-04-05 Qualcomm Incorporated Channel quality reporting for adaptive sectorization
US8917654B2 (en) 2005-04-19 2014-12-23 Qualcomm Incorporated Frequency hopping design for single carrier FDMA systems
US9036538B2 (en) 2005-04-19 2015-05-19 Qualcomm Incorporated Frequency hopping design for single carrier FDMA systems
US8611284B2 (en) 2005-05-31 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Use of supplemental assignments to decrement resources
US8462859B2 (en) 2005-06-01 2013-06-11 Qualcomm Incorporated Sphere decoding apparatus
US9179319B2 (en) 2005-06-16 2015-11-03 Qualcomm Incorporated Adaptive sectorization in cellular systems
US8599945B2 (en) 2005-06-16 2013-12-03 Qualcomm Incorporated Robust rank prediction for a MIMO system
US9693339B2 (en) 2005-08-08 2017-06-27 Qualcomm Incorporated Code division multiplexing in a single-carrier frequency division multiple access system
US8885628B2 (en) 2005-08-08 2014-11-11 Qualcomm Incorporated Code division multiplexing in a single-carrier frequency division multiple access system
US9209956B2 (en) 2005-08-22 2015-12-08 Qualcomm Incorporated Segment sensitive scheduling
US9240877B2 (en) 2005-08-22 2016-01-19 Qualcomm Incorporated Segment sensitive scheduling
US9246659B2 (en) 2005-08-22 2016-01-26 Qualcomm Incorporated Segment sensitive scheduling
US9660776B2 (en) 2005-08-22 2017-05-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing antenna diversity in a wireless communication system
US9860033B2 (en) 2005-08-22 2018-01-02 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for antenna diversity in multi-input multi-output communication systems
US8787347B2 (en) 2005-08-24 2014-07-22 Qualcomm Incorporated Varied transmission time intervals for wireless communication system
US8644292B2 (en) 2005-08-24 2014-02-04 Qualcomm Incorporated Varied transmission time intervals for wireless communication system
US9136974B2 (en) 2005-08-30 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Precoding and SDMA support
US8582509B2 (en) 2005-10-27 2013-11-12 Qualcomm Incorporated Scalable frequency band operation in wireless communication systems
US9225416B2 (en) 2005-10-27 2015-12-29 Qualcomm Incorporated Varied signaling channels for a reverse link in a wireless communication system
US8045512B2 (en) 2005-10-27 2011-10-25 Qualcomm Incorporated Scalable frequency band operation in wireless communication systems
US9210651B2 (en) 2005-10-27 2015-12-08 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for bootstraping information in a communication system
US8693405B2 (en) 2005-10-27 2014-04-08 Qualcomm Incorporated SDMA resource management
US9144060B2 (en) 2005-10-27 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Resource allocation for shared signaling channels
US8879511B2 (en) 2005-10-27 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Assignment acknowledgement for a wireless communication system
US8842619B2 (en) 2005-10-27 2014-09-23 Qualcomm Incorporated Scalable frequency band operation in wireless communication systems
US8477684B2 (en) 2005-10-27 2013-07-02 Qualcomm Incorporated Acknowledgement of control messages in a wireless communication system
US8565194B2 (en) 2005-10-27 2013-10-22 Qualcomm Incorporated Puncturing signaling channel for a wireless communication system
US9172453B2 (en) 2005-10-27 2015-10-27 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for pre-coding frequency division duplexing system
US9088384B2 (en) 2005-10-27 2015-07-21 Qualcomm Incorporated Pilot symbol transmission in wireless communication systems
US9225488B2 (en) 2005-10-27 2015-12-29 Qualcomm Incorporated Shared signaling channel
US8582548B2 (en) 2005-11-18 2013-11-12 Qualcomm Incorporated Frequency division multiple access schemes for wireless communication
US8681764B2 (en) 2005-11-18 2014-03-25 Qualcomm Incorporated Frequency division multiple access schemes for wireless communication
US8831607B2 (en) 2006-01-05 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Reverse link other sector communication
RU2488928C1 (en) * 2012-09-06 2013-07-27 Открытое акционерное общество "Особое конструкторское бюро Московского энергетического института" Adaptive spatial interference cancellation method
RU2575973C1 (en) * 2014-11-27 2016-02-27 Открытое акционерное общество "Московское конструкторское бюро "Компас" Method of eliminating spatial interference
RU2653770C1 (en) * 2017-03-28 2018-05-14 Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") Method of spatial suppression of interference acting at the frequency of the main and mirror apaa receiving channels

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Widrow et al. Adaptive antenna systems
US4044359A (en) Multiple intermediate frequency side-lobe canceller
Shanks et al. Four-dimensional electromagnetic radiators
Sun et al. Fast beamforming of electronically steerable parasitic array radiator antennas: Theory and experiment
US4085368A (en) Interference canceling method and apparatus
JP4468816B2 (en) Mobile radio base station
US6317612B1 (en) Method for estimating spatial parameters of transmission channels by estimating a spatial covariance matrix
Baird et al. Adaptive sidelobe nulling using digitally controlled phase-shifters
KR100482018B1 (en) Apparatus and method for calibrating array antenna
US6836243B2 (en) System and method for processing a signal being emitted from a target signal source into a noisy environment
EP2139071B1 (en) Adaptive array antenna transceiver apparatus
Steyskal Digital beamforming antennas
US20090256749A1 (en) Side lobe suppression
EP1177456B1 (en) Robust estimation of doa for antenna arrays
EP1361678A2 (en) Path search circuit, radio receiver and radio transmitter, utilizing a directional beam
DE69823288T2 (en) Intelligent antenna receiver and signal reception method
EP1226625B1 (en) Method of adapting an antenna beam to current operating conditions, apparatus of producing an adapted antenna beam and adaptive antenna system
CN100413147C (en) The adaptive array antenna
US4438530A (en) Adaptive cross-polarization interference cancellation system
CA2397131C (en) Linear signal separation using polarization diversity
US6166690A (en) Adaptive nulling methods for GPS reception in multiple-interference environments
JP3167682B2 (en) Wireless device and a control method thereof transmission directivity
US4280128A (en) Adaptive steerable null antenna processor
US20010009861A1 (en) Bootstrapped, piecewise-asymptotic directivity pattern control mechanism setting weighting coefficients of phased array antenna
Godara Application of antenna arrays to mobile communications. II. Beam-forming and direction-of-arrival considerations