RU2137297C1

RU2137297C1 - Noise interference compensator

Info

Publication number: RU2137297C1
Application number: RU98111537A
Authority: RU
Inventors: Ю.Н. Паршин; С.И. Гусев
Original assignee: Рязанская государственная радиотехническая академия
Priority date: 1998-06-15
Filing date: 1998-06-15
Publication date: 1999-09-10

Abstract

FIELD: radio engineering. SUBSTANCE: compensator has subtracter that functions to subtract noise compensating voltage from output signal which is combination of useful signal, interference, and Gaussian thermal noise. Since interference is random process occurring in narrow band, compensating voltage is generated by evaluating quadrature components of narrow-band Gaussian noise and reproducing interference limiting process in transmitter. EFFECT: improved noise immunity in reception with thermal noise and heavy-power limited-amplitude noise present in output stage of transmitter. 7 dwg

Description

Изобретение относится к радиотехнике и предназначено для помехоустойчивого приема радиосигналов при действии помех в радиоприемных устройствах различного назначения. The invention relates to radio engineering and is intended for noise-immune reception of radio signals under the influence of interference in radio receivers for various purposes.

Известные устройства компенсации узкополосных шумовых помех содержат линейный режекторный фильтр, настроенный на центральную частоту спектра помехи [1] , или комбинацию вычитающего устройства и линейного фильтра, выделяющего помеху из входной смеси ее с сигналом [2]. Недостатком этих устройств являются низкая помехоустойчивость вследствие подавления полезного сигнала и искажение его корреляционных свойств особенно в тех случаях, когда ширина спектра помехи соизмерима с шириной спектра полезного сигнала. Known devices for compensating narrow-band noise interference include a linear notch filter tuned to the center frequency of the interference spectrum [1], or a combination of a subtractor and a linear filter emitting interference from its input mixture with a signal [2]. The disadvantage of these devices is low noise immunity due to suppression of the useful signal and the distortion of its correlation properties, especially in cases where the width of the interference spectrum is comparable with the width of the spectrum of the useful signal.

В известных устройствах подавления узкополосных помех [3-6] компенсирующее напряжение формируется с помощью схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), а амплитуда регулируется схемой корреляционной обратной связи (КОС). Однако, схемы ФАПЧ и КОС имеют ограниченное быстродействие и поэтому малоэффективны при наличии скачков фазы или резком изменении амплитуды помехи. Стремление увеличить подавление помехи путем повышения быстродействия цепей ФАПЧ и КОС в этих устройствах приводит к росту подавления и искажений полезного сигнала. Это ограничивает область применения устройств [3-6] случаем помех с медленным изменением фазы и амплитуды и не позволяет эффективно компенсировать прямошумовую помеху. In known narrowband interference suppression devices [3-6], a compensating voltage is generated using a phase locked loop (PLL), and the amplitude is controlled by a correlation feedback circuit (CBS). However, the PLL and KOS circuits have limited speed and therefore are ineffective in the presence of phase jumps or a sharp change in the amplitude of the interference. The desire to increase the suppression of interference by increasing the speed of the PLL and KOS circuits in these devices leads to an increase in the suppression and distortion of the useful signal. This limits the scope of devices [3-6] to the case of interference with a slow change in phase and amplitude and does not allow to effectively compensate for direct noise interference.

Известно устройство [7], предназначенное для подавления узкополосных негауссовских помех и содержащее последовательно соединенные линейный фильтр и безынерционный нелинейный преобразователь. Недостатком этого устройства является низкая помехоустойчивость при действии помимо помехи широкополосного теплового шума. A device is known [7], designed to suppress narrow-band non-Gaussian interference and containing a series-connected linear filter and inertialess nonlinear converter. The disadvantage of this device is the low noise immunity when operating in addition to interference from broadband thermal noise.

Из известных устройств наиболее близким по технической сущности к заявляемому объекту является устройство [8], выбранное в качестве прототипа и содержащее генератор, фазовращатель, вычитающее устройство, к выходу которого подключены две цепи КОС, состоящих из последовательно соединенных первого и второго синхронных детекторов, первого и второго фильтров нижних частот (ФНЧ) и первого и второго балансных модуляторов, выходы которых подключены к первому и второму входам сумматора. Of the known devices, the closest in technical essence to the claimed object is a device [8], selected as a prototype and containing a generator, a phase shifter, a subtracting device, the output of which is connected to two CBS circuits consisting of series-connected first and second synchronous detectors, the first and the second low-pass filter (LPF) and the first and second balanced modulators, the outputs of which are connected to the first and second inputs of the adder.

Недостатком прототипа является подавление полезного сигнала и связанное с этим ухудшение помехоустойчивости приема сигналов при действии ограниченной по амплитуде шумовой помехи. Отмеченный недостаток обусловлен линейностью цепей КОС, что приводит к одинаковому подавлению как помехи, так и полезного сигнала. Изменением частотных характеристик ФНЧ и увеличением коэффициента передачи цепи КОС можно увеличить подавление помехи, но при этом существенно возрастают искажение и подавление полезного сигнала. При наблюдении полезного сигнала на фоне ограниченной по амплитуде шумовой помехи и теплового шума устройство-прототип [8] не позволяет получить потенциальную помехоустойчивость. The disadvantage of the prototype is the suppression of the useful signal and the associated deterioration of the noise immunity of signal reception under the action of a noise amplitude limited in amplitude. The noted drawback is due to the linearity of the CBS circuits, which leads to the same suppression of both interference and the useful signal. By changing the frequency characteristics of the low-pass filter and increasing the gain of the CBS circuit, interference suppression can be increased, but the distortion and suppression of the useful signal are substantially increased. When observing a useful signal against a background of noise amplitude and thermal noise limited in amplitude, the prototype device [8] does not allow one to obtain potential noise immunity.

Техническим результатом является повышение помехоустойчивости приема сигналов при действии мощной узкополосной (в радиотехническом смысле) шумовой помехи, ограниченной по амплитуде в выходном каскаде передатчика, и теплового шума. The technical result is to increase the noise immunity of signal reception under the action of a powerful narrow-band (in the radio technical sense) noise interference, limited in amplitude in the output stage of the transmitter, and thermal noise.

Технический результат достигается тем, что в устройство, содержащее вычитающее устройство, последовательно соединенные первый фильтр нижних частот и первый балансный модулятор, последовательно соединенные второй фильтр нижних частот и второй балансный модулятор, последовательно соединенные генератор и фазовращатель, выход вычитающего устройства соединен с первыми входами первого и второго синхронных детекторов, выходы первого и второго балансных модуляторов соединены с первым и вторым входами первого сумматора, а выходы генератора и фазовращателя соединены со вторыми входами первого и второго балансных модуляторов, дополнительно введены первый и второй нелинейные усилители, удвоитель частоты, амплитудный детектор, первый и второй регулируемые усилители, первый и второй смесители, первый и второй квадратичные детекторы, третий и четвертый синхронные детекторы, третий фильтр нижних частот, второй, третий, четвертый и пятый сумматоры, первый, второй, третий и четвертый перемножители. The technical result is achieved in that in a device containing a subtractor, a first low-pass filter and a first balanced modulator connected in series, a second low-pass filter and a second balanced modulator connected in series, a generator and a phase shifter connected in series, the output of the subtractor is connected to the first inputs of the first and second synchronous detectors, the outputs of the first and second balanced modulators are connected to the first and second inputs of the first adder, and the outputs of the generator and a phase shifter connected to the second inputs of the first and second balanced modulators, additionally introduced the first and second nonlinear amplifiers, a frequency doubler, an amplitude detector, the first and second adjustable amplifiers, the first and second mixers, the first and second quadratic detectors, the third and fourth synchronous detectors, the third low pass filter, second, third, fourth and fifth adders, first, second, third and fourth multipliers.

Добавочные элементы обеспечивают более высокую помехоустойчивость при действии мощной шумовой помехи, ограниченной по амплитуде. С этой целью характеристики первого нелинейного усилителя должны быть близки характеристикам усилителя мощности передатчика помех. Для этого уровень ограничения первого нелинейного усилителя регулируется в зависимости от уровня ограничения помехи с помощью блока адаптации, содержащего второй нелинейный усилитель, четвертый синхронный детектор и третий ФНЧ. Additional elements provide higher noise immunity when exposed to powerful noise interference, limited in amplitude. To this end, the characteristics of the first non-linear amplifier should be close to the characteristics of the power amplifier of the interference transmitter. For this, the restriction level of the first nonlinear amplifier is adjusted depending on the level of interference limitation using an adaptation block containing a second nonlinear amplifier, a fourth synchronous detector, and a third low-pass filter.

Для более точного выделения напряжения ошибки компенсации опорное напряжение первого и второго синхронных детекторов формируется специальной схемой, состоящей из удвоителя частоты, амплитудного детектора, и - отдельных для каждой КОС - регулируемого усилителя, смесителя и сумматора. На вход схемы поступают напряжения с выхода генератора и первого нелинейного усилителя. Для другой цепи КОС используется аналогичная схема формирования опорного напряжения, причем используются общие удвоитель частоты и амплитудный детектор, а входными напряжениями являются напряжения с выходов фазовращателя и первого нелинейного усилителя. To more accurately isolate the voltage of the compensation error, the reference voltage of the first and second synchronous detectors is formed by a special circuit consisting of a frequency doubler, an amplitude detector, and, for each individual WWTP, an adjustable amplifier, mixer, and adder. The input voltage of the circuit from the output of the generator and the first non-linear amplifier. For another KOS circuit, a similar circuit for generating the reference voltage is used, with a common frequency doubler and an amplitude detector being used, and the input voltages are the voltages from the outputs of the phase shifter and the first nonlinear amplifier.

Для формирования квадратурных составляющих компенсирующего напряжения помехи необходимо разделение напряжений ошибки компенсации, соответствующих каждой из квадратурных составляющих. Для этого используется весовой сумматор, состоящий из четвертого и пятого сумматоров, первого, второго, третьего и четвертого перемножителей. Весовые коэффициенты сумматора получаются в виде напряжений на выходах первого и второго квадратичных детекторов и третьего синхронного детектора. To form the quadrature components of the compensating interference voltage, it is necessary to separate the voltage of the compensation error corresponding to each of the quadrature components. For this, a weight adder is used, consisting of the fourth and fifth adders, the first, second, third and fourth multipliers. The weighting coefficients of the adder are obtained in the form of voltages at the outputs of the first and second quadratic detectors and the third synchronous detector.

Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что заявляемое устройство отличается наличием новых элементов: первого нелинейного усилителя, блока адаптации, удвоителя частоты, амплитудного детектора, первого и второго регулируемых усилителей, первого и второго смесителей, второго и третьего сумматоров, первого и второго квадратичных детекторов, третьего синхронного детектора и весового сумматора, а также их связями с остальными элементами схемы. Таким образом, заявленное устройство соответствует критерию изобретения "новизна". Comparative analysis with the prototype shows that the inventive device is characterized by the presence of new elements: the first nonlinear amplifier, adaptation unit, frequency doubler, amplitude detector, first and second adjustable amplifiers, first and second mixers, second and third adders, first and second quadratic detectors, third synchronous detector and weight adder, as well as their relationships with other elements of the circuit. Thus, the claimed device meets the criteria of the invention of "novelty."

В известном техническом решении [9, с.290], представляющем собой устройство выделения сигнала на фоне узкополосной помехи, имеется ряд признаков схожих с частью признаков, отличающих заявленное устройство от прототипа. Таковыми признаками являются наличие весового сумматора, состоящего из четвертого и пятого сумматоров и первого, второго, третьего, четвертого перемножителей, имеющего несколько входов и производящего умножение входных напряжений на весовые коэффициенты и суммирование результатов умножения. In the known technical solution [9, p.290], which is a signal isolation device against a background of narrow-band interference, there are a number of features similar to some of the features that distinguish the claimed device from the prototype. These signs are the presence of a weight adder, consisting of the fourth and fifth adders and the first, second, third, fourth multipliers, which has several inputs and multiplies the input voltages by weight coefficients and sums the multiplication results.

В заявленном устройстве весовой сумматор выполняет аналогичные функции и отличается от известного устройства [9,с.290] связями с источниками весовых коэффициентов. In the claimed device, the weight adder performs similar functions and differs from the known device [9, p.290] in relation to the sources of weight coefficients.

Другим элементом, имеющимся в известных технических решениях [9, с.73], является нелинейный усилитель. В заявленном устройстве первый нелинейный усилитель выполняет функции, аналогичные функциям подобного усилителя в известных устройствах, и отличается наличием управляющего входа для регулировки уровня ограничения и связями с блоком адаптации, состоящим из второго нелинейного усилителя, третьего ФНЧ и четвертого синхронного детектора. Another element available in the known technical solutions [9, p. 73] is a nonlinear amplifier. In the claimed device, the first non-linear amplifier performs functions similar to the functions of a similar amplifier in known devices, and is distinguished by the presence of a control input for adjusting the level of limitation and communications with the adaptation unit consisting of a second non-linear amplifier, a third low-pass filter and a fourth synchronous detector.

Сравнение заявляемого устройства с другими техническими решениями [1-9] позволило выделить новые признаки - удвоитель частоты, амплитудный детектор, квадратичный детектор. Остальные элементы: регулируемый усилитель, смеситель, сумматор, синхронный детектор широко известны. Comparison of the claimed device with other technical solutions [1-9] made it possible to identify new features - frequency doubler, amplitude detector, quadratic detector. The remaining elements: an adjustable amplifier, mixer, adder, synchronous detector are widely known.

Однако при введении этих элементов в указанной связи с остальными заявляемое устройство компенсации помех приобретает новые свойства, что приводит к повышению помехоустойчивости приема сигналов при действии мощной шумовой помехи с ограниченной амплитудой. Это позволяет сделать вывод о соответствии предложенного технического решения критерию "существенные отличия". However, with the introduction of these elements in this connection with the others, the inventive interference compensation device acquires new properties, which leads to increased noise immunity of signal reception under the action of powerful noise interference with a limited amplitude. This allows us to conclude that the proposed technical solution meets the criterion of "significant differences".

На фиг. 1 приведена структурная схема компенсатора шумовой помехи. In FIG. 1 shows a block diagram of a noise canceller.

Компенсатор шумовой помехи содержит вычитающее устройство 1, последовательно соединенные первый фильтр нижних частот 2, первый балансный модулятор 3 и второй фильтр нижних частот 4, второй балансный модулятор 5. Выходы первого и второго балансных модуляторов соединены с первым и вторым входами первого сумматора 6, выход которого соединен с входом первого нелинейного усилителя 7. The noise interference compensator comprises a subtractor 1, a first low-pass filter 2, a first balanced modulator 3 and a second low-pass filter 4, a second balanced modulator 5 connected in series. The outputs of the first and second balanced modulators are connected to the first and second inputs of the first adder 6, the output of which connected to the input of the first nonlinear amplifier 7.

Выход вычитающего устройства соединен с первыми входами первого 8 и второго 9 синхронных детекторов, выходы которых соединены с вторыми входами первого 10, третьего 11 и второго 12, четвертого 13 перемножителей соответственно. Выходы первого 10 и четвертого 13 перемножителей соединены соответственно с первым и вторым входами четвертого сумматора 14. Выходы второго 12 и третьего 11 перемножителей соединены соответственно с первым и вторым входами пятого сумматора 15. Выходы четвертого 14 и пятого 15 сумматора соединены с входами первого 2 и второго 4 ФНЧ соответственно. The output of the subtractor is connected to the first inputs of the first 8 and second 9 synchronous detectors, the outputs of which are connected to the second inputs of the first 10, third 11 and second 12, fourth 13 multipliers, respectively. The outputs of the first 10 and fourth 13 multipliers are connected respectively to the first and second inputs of the fourth adder 14. The outputs of the second 12 and third 11 multipliers are connected respectively to the first and second inputs of the fifth adder 15. The outputs of the fourth 14 and fifth 15 adders are connected to the inputs of the first 2 and second 4 low-pass filters, respectively.

Выход первого нелинейного усилителя 7 соединен с вторым входом вычитающего устройства, входом второго нелинейного усилителя 16 и входами удвоителя частоты 17 и амплитудного детектора 18. The output of the first non-linear amplifier 7 is connected to the second input of the subtractor, the input of the second non-linear amplifier 16 and the inputs of the frequency doubler 17 and the amplitude detector 18.

Компенсатор содержит первый 19 и второй 20 регулируемые усилители, выходы которых соединены с первыми входами второго 21 и третьего 22 сумматоров, а также первый 23 и второй 24 смесители, выходы которых соединены с вторыми входами сумматоров 21 и 22 соответственно. Выход удвоителя частоты соединен с первыми входами смесителей 23, 24, а выход амплитудного детектора соединен с первыми входами регулируемых усилителей 19,20. The compensator contains the first 19 and second 20 adjustable amplifiers, the outputs of which are connected to the first inputs of the second 21 and third 22 adders, as well as the first 23 and second 24 mixers, the outputs of which are connected to the second inputs of the adders 21 and 22, respectively. The output of the frequency doubler is connected to the first inputs of the mixers 23, 24, and the output of the amplitude detector is connected to the first inputs of the adjustable amplifiers 19,20.

Компенсатор шумовой помехи содержит последовательно соединенные схему АПЧ 25, генератор 26 и фазовращатель 27, причем выход генератора соединен с вторыми входами балансного модулятора 5, регулируемого усилителя 19 и смесителя 23, а выход фазовращателя соединен с вторыми входами балансного модулятора 3, регулируемого усилителя 20 и смесителя 24. The noise suppressor contains a series-connected circuit AFC 25, the generator 26 and the phase shifter 27, and the output of the generator is connected to the second inputs of the balanced modulator 5, the adjustable amplifier 19 and the mixer 23, and the output of the phase shifter is connected to the second inputs of the balanced modulator 3, the adjustable amplifier 20 and the mixer 24.

Выход второго сумматора 21 соединен с вторым входом второго синхронного детектора 9, первым входом третьего синхронного детектора 28, входом первого квадратичного детектора 29, выход которого соединен с первым входом первого перемножителя 10. Выход третьего сумматора 22 соединен с вторым входом первого синхронного детектора 8, вторым входом третьего синхронного детектора 28 и входом второго квадратичного детектора 30, выход которого соединен с первым входом второго перемножителя 12. Выход третьего синхронного детектора 28 соединен с первыми входами третьего и четвертого перемножителей 11, 13. The output of the second adder 21 is connected to the second input of the second synchronous detector 9, the first input of the third synchronous detector 28, the input of the first quadratic detector 29, the output of which is connected to the first input of the first multiplier 10. The output of the third adder 22 is connected to the second input of the first synchronous detector 8, the second the input of the third synchronous detector 28 and the input of the second quadratic detector 30, the output of which is connected to the first input of the second multiplier 12. The output of the third synchronous detector 28 is connected to the first inputs Dams of the third and fourth multipliers 11, 13.

Выход вычитающего устройства соединен с вторым входом четвертого синхронного детектора 31, выход которого соединен с входом третьего ФНЧ 32. Выход третьего ФНЧ соединен с управляющими входами первого нелинейного усилителя, удвоителя частоты и амплитудного детектора. The output of the subtractor is connected to the second input of the fourth synchronous detector 31, the output of which is connected to the input of the third low-pass filter 32. The output of the third low-pass filter is connected to the control inputs of the first nonlinear amplifier, frequency doubler, and amplitude detector.

Поясним назначение элементов компенсатора шумовой помехи. Let us explain the purpose of the elements of the noise interference compensator.

Вычитающее устройство 1 предназначено для вычитания из входного колебания компенсирующего напряжения. The subtractor 1 is intended to subtract the compensating voltage from the input oscillation.

Генератор 26 вырабатывает гармоническое колебание с постоянной амплитудой и фазой, частота колебания примерно равна средней частоте спектра помехи: ω_r≈ ω₀ . Установка частоты генератора может быть осуществлена по результатам анализа спектра помехи специальным анализатором или с использованием схемы АПЧ 25. Фазовращатель 27 осуществляет сдвиг фазы на 90^o входного гармонического колебания, поступающего с генератора 26.The generator 26 generates harmonic oscillation with a constant amplitude and phase, the oscillation frequency is approximately equal to the average frequency of the interference spectrum: ω _r ≈ ω ₀ . Setting the frequency of the generator can be carried out according to the analysis of the interference spectrum with a special analyzer or using the AFC 25 circuit. Phaser 27 carries out a phase shift of 90 ^{o of the} input harmonic oscillation coming from the generator 26.

Синхронные детекторы 8, 9, 28, 31 осуществляют умножение входных высокочастотных колебаний и выделение постоянной составляющей и спектра видеочастоты, ширина которого равна или чуть больше ширины спектра входных сигналов. Synchronous detectors 8, 9, 28, 31 multiply the input high-frequency oscillations and extract the constant component and the spectrum of the video frequency, the width of which is equal to or slightly greater than the width of the spectrum of the input signals.

Синхронные детекторы должны иметь линейную амплитудную характеристику по обоим входам в диапазоне амплитуд входных сигналов. Synchronous detectors should have a linear amplitude response across both inputs in the amplitude range of the input signals.

Балансные модуляторы 3, 5 производят умножение входного гармонического колебания на низкочастотное управляющее колебание с учетом его знака. Balanced modulators 3, 5 multiply the input harmonic oscillation by a low-frequency control oscillation, taking into account its sign.

Регулируемые усилители 19, 20 осуществляют умножение входного высокочастотного напряжения на низкочастотное управляющее напряжение постоянной (например, положительной) полярности. Adjustable amplifiers 19, 20 multiply the input high-frequency voltage by the low-frequency control voltage of constant (for example, positive) polarity.

Смесители 23, 24 осуществляют умножение входного высокочастотного колебания на другое высокочастотное колебание с удвоенной частотой и выделение напряжения разностной частоты. Полосовой фильтр смесителей 23, 24 выделяет весь спектр частот в окрестности средней частоты помехи без существенных искажений. Mixers 23, 24 multiply the input high-frequency oscillation by another high-frequency oscillation with doubled frequency and extract the voltage of the differential frequency. The band-pass filter of the mixers 23, 24 selects the entire frequency spectrum in the vicinity of the average interference frequency without significant distortion.

Фильтры нижних частот 2, 4, 32 выделяют постоянную составляющую и низкочастотные составляющие спектра. Одним из вариантов реализации ФНЧ 2, 4, 32 может быть интегратор на операционном усилителе. Low-pass filters 2, 4, 32 emit a constant component and low-frequency components of the spectrum. One of the options for implementing the low-pass filter 2, 4, 32 may be an integrator on an operational amplifier.

Квадратичные детекторы 29, 30 производят возведение в квадрат входного напряжения и последующее выделение видеочастотных составляющих. Напряжение на выходе квадратичных детекторов пропорционально квадрату амплитуды входного напряжения. Quadratic detectors 29, 30 square the input voltage and then isolate the video frequency components. The voltage at the output of the quadratic detectors is proportional to the square of the amplitude of the input voltage.

Нелинейные усилители 7, 16 производят усиление и нелинейное преобразование радиосигналов. При этом мгновенная фаза входного и выходного напряжений должны быть одинаковы или отличаться незначительно, а амплитуда выходного напряжения должна зависеть от амплитуды входного напряжения по заданному закону. Nonlinear amplifiers 7, 16 produce amplification and nonlinear conversion of radio signals. In this case, the instantaneous phase of the input and output voltages should be the same or differ slightly, and the amplitude of the output voltage should depend on the amplitude of the input voltage according to a given law.

Удвоитель частоты 17 производит нелинейное преобразование входного радиосигнала и выделение второй гармоники спектра с помощью полосового фильтра. При этом полосовой фильтр настроен на удвоенную среднюю частоту спектра помехи, а полоса пропускания фильтра выбирается больше ширины спектра помехи в 1,5-2 раза. The frequency doubler 17 performs a nonlinear conversion of the input radio signal and the second harmonic of the spectrum with a band-pass filter. In this case, the band-pass filter is tuned to double the average frequency of the interference spectrum, and the filter passband is selected to be 1.5-2 times greater than the width of the interference spectrum.

Вид нелинейного преобразования выбирается таким образом, чтобы обеспечить заданный закон зависимости амплитуды напряжения второй гармоники на выходе удвоителя частоты от амплитуды входного напряжения в заданном динамическом диапазоне амплитуд помехи. The type of nonlinear conversion is chosen in such a way as to provide a given law of the dependence of the voltage amplitude of the second harmonic at the output of the frequency doubler on the amplitude of the input voltage in a given dynamic range of noise amplitudes.

Амплитудный детектор 18 производит детектирование мгновенной амплитуды входного высокочастотного напряжения, причем напряжение на выходе амплитудного детектора должно зависеть от амплитуды входного напряжения по заданному нелинейному закону. The amplitude detector 18 detects the instantaneous amplitude of the input high-frequency voltage, and the voltage at the output of the amplitude detector should depend on the amplitude of the input voltage according to a given non-linear law.

Назначение сумматоров 6, 14, 15, 21, 22 и перемножителей 10, 11, 12, 13 ясно из их названия и пояснений не требует. The purpose of the adders 6, 14, 15, 21, 22 and multipliers 10, 11, 12, 13 is clear from their name and explanation does not require.

Рассмотрим примеры технической реализации некоторых элементов устройства. Consider examples of technical implementation of some elements of the device.

Нелинейные усилители 7, 16 могут быть выполнены в виде последовательно соединенных безынерционного нелинейного элемента и полосового фильтра. Примеры проходных характеристик нелинейных элементов для нелинейного усилителя 7 и 16 изображены на фиг.2 и 3 соответственно. При этом указанная характеристика нелинейного усилителя 7 должна быть близка по форме к характеристике нелинейности передатчика помехи. Полосовой фильтр настроен на среднюю частоту спектра помехи, его полоса пропускания равна или чуть больше ширины спектра помехи. Nonlinear amplifiers 7, 16 can be made in the form of series-connected inertialess nonlinear element and a band-pass filter. Examples of the pass-through characteristics of non-linear elements for non-linear amplifier 7 and 16 are shown in Fig.2 and 3, respectively. In this case, the specified characteristic of the nonlinear amplifier 7 should be close in form to the characteristic of the nonlinearity of the interference transmitter. The bandpass filter is tuned to the middle frequency of the interference spectrum, its passband is equal to or slightly larger than the width of the interference spectrum.

Удвоитель частоты 17 может быть выполнен в виде последовательно соединенных безынерционного нелинейного элемента и полосового фильтра. Проходная характеристика нелинейного может иметь вид, изображенный на фиг.4. The frequency doubler 17 can be made in the form of a series-connected inertialess nonlinear element and a band-pass filter. The pass-through characteristic of a nonlinear one can have the form depicted in FIG. 4.

Амплитудный детектор 18 может быть выполнен в виде безынерционного нелинейного элемента, проходная характеристика которого идентична характеристике нелинейного элемента удвоителя частоты 17, и фильтра низких частот. Полоса пропускания фильтра низких частот выбирается равной или чуть больше ширины спектра помехи. The amplitude detector 18 can be made in the form of an inertialess nonlinear element, the pass-through characteristic of which is identical to the characteristic of the nonlinear element of the frequency doubler 17, and a low-pass filter. The passband of the low-pass filter is chosen equal to or slightly larger than the width of the interference spectrum.

Так как реализация на высокой частоте безынерционных нелинейных элементов с заданными характеристиками может быть затруднена, то предполагается другой способ построения нелинейных каскадов 17, 18, основанный на раздельном формировании амплитуды и фазы. Since the implementation at high frequency of inertialess nonlinear elements with specified characteristics can be difficult, it is suggested another way to build nonlinear cascades 17, 18, based on the separate formation of the amplitude and phase.

Канал формирования амплитуды удвоителя частоты 17 содержит (фиг. 5) линейный амплитудный детектор 33 и нелинейный элемент 34 с проходной характеристикой вида фиг.6, соответствующей виду амплитудной характеристики удвоителя частоты 17. The channel for generating the amplitude of the frequency doubler 17 comprises (Fig. 5) a linear amplitude detector 33 and a nonlinear element 34 with a pass-through characteristic of the form of FIG. 6 corresponding to the type of the amplitude characteristic of the frequency doubler 17.

Канал формирования фазы содержит последовательно включенные жесткий ограничитель 35 и полосовой фильтр 36, настроенные на вторую гармонику средней частоты спектра помехи. Выходное напряжение получается на выходе регулируемого усилителя 37, коэффициент усиления которого пропорционален напряжению на его втором (управляющем) входе. The phase forming channel comprises a hard limiter 35 and a band-pass filter 36 connected in series to the second harmonic of the middle frequency of the interference spectrum. The output voltage is obtained at the output of an adjustable amplifier 37, the gain of which is proportional to the voltage at its second (control) input.

Амплитудный детектор 18 содержит только один канал - канал формирования амплитуды, состоящий из последовательно соединенных линейного амплитудного детектора и безынерционного нелинейного элемента, выход которого является выходом амплитудного детектора 18. Вид проходной характеристики безынерционного нелинейного элемента приведен на фиг.7 и совпадает по форме с характеристикой детектирования амплитудного детектора 18. Amplitude detector 18 contains only one channel — an amplitude generation channel consisting of a linearly connected linear amplitude detector and an inertialess nonlinear element, the output of which is the output of the amplitude detector 18. The form of the pass-through characteristic of the inertialess nonlinear element is shown in FIG. 7 and coincides in shape with the detection characteristic amplitude detector 18.

Остальные элементы компенсатора шумовой помехи (фиг. 1) хорошо известны радиотехнике и их реализация не требует дополнительных пояснений. The remaining elements of the noise interference compensator (Fig. 1) are well known to radio engineering and their implementation does not require additional explanation.

Компенсатор шумовой помехи работает следующим образом. The noise interference compensator operates as follows.

На вход компенсатора поступает сумма y_t= s_t+η_t+ξ_t полезного сигнала s_t= A_scos(ωt+φ_st), помехи η_t и теплового гауссовского шума ξ_t. Сигнал представляет собой радиоимпульс длительностью Т, амплитудой A_s и внутриимпульсной фазовой модуляцией φ_st. Компенсатор может работать и при других типах сигналов достаточной длительности, например, пачки радиоимпульсов. Общим требованием является малая мощность полезного сигнала по сравнению с мощностью помехи, что позволяет пренебречь его влиянием на подавление помехи.The sum of y _t = s _t + η _t + ξ _{t of the} useful signal s _t = A _s cos (ωt + φ _st ), the noise η _t, and the thermal Gaussian noise ξ _{t are} received at the input of the compensator. The signal is a radio pulse of duration T, amplitude A _s and intrapulse phase modulation φ _st . The compensator can work with other types of signals of sufficient duration, for example, a packet of radio pulses. A general requirement is the low power of the useful signal compared to the interference power, which allows us to neglect its effect on the suppression of interference.

Помеха η_t представляет собой случайный процесс, узкополосный в радиотехническом смысле, со средней частотой спектра ω₀ и сформированный прямым усилением теплового гауссовского шума в передатчике помех. Так как максимальная мощность передатчика помех ограничена, то при усилении узкополосного гауссовского шума неизбежно возникает ограничение его амплитуды. Режим ограничения вводят также специально для увеличения энергетического потенциала передатчика помех и повышения маскирующей способности помехи. Таким образом, помеху на выходе передатчика можно представить в виде:
η_t= L₁{f₁(λ_t)}, (1)
где L₁{^·} - оператор выделения области частот в окрестности первой гармоники, реализуемый в виде широкополосного фильтра, выделяющего первую и не пропускающего высшие гармоники частоты ω₀, f₁(^·) характеристика нелинейности выходного каскада передатчика, λ_t= x_1tcosω₀t+x_2tsinω₀t - узкополосный гауссовский шум с квадратурными составляющими x_1t, x_2t и центральной частотой спектра ω₀.
Тепловой шум приемного устройства ξ_t представляет собой широкополосный гауссовский шум, мощность которого много меньше мощности помехи η_t, а ширина спектра определяется полосой пропускания предшествующих каскадов, приемного тракта.The interference η _t is a random process, narrow-band in the radio engineering sense, with an average frequency of the spectrum ω ₀ and formed by direct amplification of thermal Gaussian noise in the interference transmitter. Since the maximum power of the interference transmitter is limited, the amplification of narrow-band Gaussian noise inevitably results in a limitation of its amplitude. The limiting mode is also introduced specifically to increase the energy potential of the interference transmitter and increase the masking ability of the interference. Thus, the interference at the output of the transmitter can be represented as:
η _t = L ₁ {f ₁ (λ _t )}, (1)
where L ₁ { ^· } is the frequency domain selection operator in the vicinity of the first harmonic, implemented as a broadband filter that selects the first and does not allow higher frequency harmonics ω ₀ , f ₁ ( ^· ) nonlinearity characteristic of the transmitter output stage, λ _t = x _{1t cosω} ₀ t + x _2t sinω ₀ t is a narrow-band Gaussian noise with quadrature components x _1t , x _2t and the center frequency of the spectrum ω ₀ .
The thermal noise of the receiving device ξ _t is a wideband Gaussian noise whose power is much less than the interference power η _t , and the spectrum width is determined by the passband of the previous stages of the receiving path.

Компенсация помехи происходит в результате вычитания из входного напряжения компенсирующего напряжения. Interference compensation occurs by subtracting the compensating voltage from the input voltage.

y_вых= y_t-^∧η_t.
Компенсирующее напряжение помехи ^∧η_t формируется путем оценивания квадратурных составляющих x_1t, x_2t узкополосного гауссовского шума λ_t и воспроизведения в компенсаторе процесса ограничения помехи в передатчике (1):
^∧η_t= L₁{f₁(^∧x_1tcosω₀t+^∧x_2tsinω₀t)}.
Рассмотрим работу компенсатора, полагая режим его работы установившимся, а компенсирующее напряжение близко к напряжению помехи: ^∧η_t≈ η_t. При этом ошибка оценивания квадратурных составляющих δx_1t= x_1t-^∧x_1t, δx_2t= x_2t- ^∧x_2t можно считать небольшими, что позволяет выразить величину нескомпенсированных остатков помехи в виде линейной комбинации:

Учитывая узкополосность рассматриваемой помехи, нетрудно записать опорные напряжения синхронных детекторов 8, 9, входящие в уравнение (2):

где L₀{^·},L₂{^·} - операторы выделения "нулевой" и второй гармоник частоты ω₀.
Опорные напряжения, поступающие на вторые входы синхронных детекторов 8, 9 по форме совпадают с координатными функциями в (2).y _out = y _t - ^∧ η _t .
The interference compensation voltage ^∧ η _t is formed by estimating the quadrature components x _1t , x _{2t of the} narrow-band Gaussian noise λ _t and reproducing in the compensator the process of limiting interference in the transmitter (1):
^∧ η _t = L ₁ {f ₁ ( ^∧ x _{1t cosω} ₀ t + ^∧ x _2t sinω ₀ t)}.
Consider the operation of the compensator, assuming that its operation mode is steady, and the compensating voltage is close to the interference voltage: ^∧ η _t ≈ η _t . In this case, the error in estimating the quadrature components δx _1t = x _1t - ^∧ x _1t , δx _2t = x _2t - ^∧ x _2t can be considered small, which allows us to express the value of uncompensated interference residues in the form of a linear combination:

Given the narrow-band interference under consideration, it is easy to write the reference voltage of synchronous detectors 8, 9, included in equation (2):

where L ₀ { ^· }, L ₂ { ^· } are the extraction operators of the “zero” and second harmonics of frequency ω ₀ .
The reference voltages supplied to the second inputs of synchronous detectors 8, 9 coincide in shape with the coordinate functions in (2).

Рассмотрим формирование опорного напряжения для синхронного детектора (8). Компенсирующее напряжение ^∧η_t поступает на удвоитель частоты 17 и амплитудный детектор 18. На выходе удвоителя частоты формируется напряжение

Это напряжение затем поступает на смеситель 23, на другой вход которого поступает напряжение с генератора 26. В результате происходит смещение спектра в область частот ω₀:
u_18t= A_2tcos(ω₀t+φ_2t).
с сохранением амплитудной и фазовой модуляции напряжения u_12t. Таким образом, получается одна из составляющих опорного напряжения.Consider the formation of a reference voltage for a synchronous detector (8). The compensating voltage ^∧ η _{t is} supplied to the frequency doubler 17 and the amplitude detector 18. A voltage is generated at the output of the frequency doubler

This voltage is then supplied to the mixer 23, the other input of which receives voltage from the generator 26. As a result, the spectrum is shifted to the frequency range ω ₀ :
u _18t = A _2t cos (ω ₀ t + φ _2t ).
with preservation of amplitude and phase modulation of voltage u _12t . Thus, one of the components of the reference voltage is obtained.

Другая составляющая получается в результате прохождения напряжения с генератора 26 через первый регулируемый усилитель 19. Another component is obtained as a result of the passage of voltage from the generator 26 through the first adjustable amplifier 19.

Покажем, что опорные напряжения u_оп8(t) и u_оп9(t) неортогональны:
u_оп8(t) = A₀cosω₀t+A₂/2cos(ω₀t+φ₂(t)),
u_оп9(t) = A₀sinω₀t-A₂/2sin(ω₀t+φ₂(t)),
где A₀ - выходное напряжение амплитудного детектора 18.We show that the reference voltages u _op8 (t) and u _op9 (t) are non-orthogonal:
u _op8 (t) = A ₀ cosω ₀ t + A ₂ / 2cos (ω ₀ t + φ ₂ (t)),
u _op9 (t) = A ₀ sinω ₀ tA ₂ / 2sin (ω ₀ t + φ ₂ (t)),
where A ₀ is the output voltage of the amplitude detector 18.

Вычислим произведение и отфильтруем высокочастотные компоненты:

Полученный результат доказывает, что на выходе синхронного детектора 22 напряжение не равно нулю.We calculate the product and filter out the high-frequency components:

The obtained result proves that the voltage at the output of the synchronous detector 22 is not equal to zero.

Так как опорные напряжения u_оп8(t) и u_оп9(t) не являются ортогональными, то на выходах синхронных детекторов 8, 9 наблюдаются компоненты ошибок как δx₁, так и δx₂:

где A = u² _оп8(t) - средняя мощность опорного напряжения u_оп8(t); получается на выходе 2-го квадратичного детектора 30,
B = u² _оп9(t) - средняя мощность опорного напряжения u_оп9(t); получается на выходе 1-го квадратичного детектора 29,
R = u_оп8(t) u_оп9(t) - корреляция опорных напряжений u_оп8(t), u_оп9(t), получается на выходе синхронного детектора 28.Since the reference voltages u _op8 (t) and u _op9 (t) are not orthogonal, error components of both δx ₁ and δx ₂ are observed at the outputs of synchronous detectors 8, 9:

where A = u ² _op8 (t) is the average power of the reference voltage u _op8 (t); obtained at the output of the 2nd quadratic detector 30,
B = u ² _op9 (t) is the average power of the reference voltage u _op9 (t); obtained at the output of the 1st quadratic detector 29,
R = u _op8 (t) u _op9 (t) - the correlation of the reference voltages u _op8 (t), u _op9 (t) is obtained at the output of the synchronous detector 28.

Для вычисления ошибок фильтрации квадратурных компонент необходимо решить систему уравнений (5) относительно δx_1t,δx_2t:

где C = AB - R² - масштабный коэффициент, учитывается в коэффициенте передачи фильтров 2,4.To calculate the filtration errors of the quadrature components, it is necessary to solve the system of equations (5) with respect to δx _1t , δx _2t :

where C = AB - R ² - scale factor, is taken into account in the transmission coefficient of the filters 2.4.

Операции, описываемые уравнениями (6) реализуются с помощью четвертого, пятого сумматоров. The operations described by equations (6) are implemented using the fourth, fifth adders.

В результате формирования опорных напряжений обеспечивается наиболее полное выделение сигнала ошибки, а схема из первого, второго перемножителей и четвертого, пятого сумматоров обеспечивает разделение сигналов ошибки на синфазный и квадратурный каналы. As a result of the formation of the reference voltages, the most complete separation of the error signal is provided, and the circuit from the first, second multipliers and the fourth, fifth adders provides the separation of error signals into in-phase and quadrature channels.

Выход первого сумматора соединен с входом первого нелинейного усилителя, выход которого соединен с вторым входом вычитающего устройства, причем амплитудная характеристика первого нелинейного усилителя обеспечивает формирование компенсирующего напряжения близкого к амплитудному распределению помехи. The output of the first adder is connected to the input of the first non-linear amplifier, the output of which is connected to the second input of the subtracting device, and the amplitude characteristic of the first non-linear amplifier provides the formation of a compensating voltage close to the amplitude distribution of the interference.

Регулировка уровня ограничения производится с помощью напряжения с выхода цепи адаптации, состоящей из последовательно соединенных второго нелинейного усилителя, четвертого синхронного детектора и третьего фильтра нижних частот. The restriction level is adjusted using the voltage from the output of the adaptation circuit, consisting of a second non-linear amplifier, a fourth synchronous detector and a third low-pass filter connected in series.

Анализ эффективности алгоритма компенсации шумовой помехи проводился методом статистического моделирования путем вычисления дисперсий нескомпенсированных остатков помехи

В программных средствах, разработанных для исследования компенсатора шумовой помехи, реализован алгоритм решения системы нелинейных дифференциальных уравнений, описывающих формирование входного процесса, фильтрацию и компенсацию помехи. Расчет проводился в случае неадаптивной системы фильтрации при уровне ограничения ^~a = a₀= 0,5 в случае точной подстройки параметра ограничения. Величина отношения сигнал-шум составляла p = 1000. Выигрыш в величине D_εη составляет порядка 5 дБ по сравнению с прототипом при вышеописанных условиях моделирования.The analysis of the effectiveness of the noise interference compensation algorithm was carried out by statistical modeling by calculating the variances of uncompensated interference residues

The software developed for the study of the noise interference compensator implements an algorithm for solving a system of nonlinear differential equations describing the formation of the input process, filtering, and interference compensation. The calculation was carried out in the case of a non-adaptive filtering system with a restriction level of ^~ a = a ₀ = 0.5 in the case of fine tuning of the restriction parameter. The signal-to-noise ratio was p = 1000. The gain in the value of D _εη is about 5 dB compared with the prototype under the above simulation conditions.

Литература
1. Патент США N4395779. Устройство режекции сигналов активных помех. МКИ H 04 B 1/12.Literature
1. US patent N4395779. Device for rejection of active interference signals. MKI H 04 B 1/12.

2. Ван Трис Г. Теория обнаружения, оценок и модуляции. T.1. Теория обнаружения, оценок и линейной модуляции. М.: Сов. Радио, 1972 (с.337). 2. Van Tris, G., Theory of Detection, Estimation, and Modulation. T.1. The theory of detection, estimation and linear modulation. M .: Sov. Radio, 1972 (p.337).

3. А. с. СССР, N 467482. Зыков Ю.В., Коломенский Ю.А., Чуркин В.В. Устройство подавления узкополосных помех. МКИ H 04 K 3/00. 3. A. p. USSR, N 467482. Zykov Yu.V., Kolomensky Yu.A., Churkin V.V. Narrowband jammer. MKI H 04 K 3/00.

4. А. с. СССР, N 497738. Вяткин М.Г., Муренький Г.И. Устройство подавления узкополосных помех с произвольным спектром. МКИ H 04 K 3/00, H 04 B 1/10. 4. A. p. USSR, N 497738. Vyatkin MG, Murenky G.I. Arbitrary narrowband interference suppression device. MKI H 04 K 3/00, H 04 B 1/10.

5. Патент США N 3949309. Нелинейный процессор для противопомехового функционирования. МКИ G 01 S 7/36, H 04 B 1/10, НКИ 325 - 473. Изобретения за рубежом, 1976, N14, с.55. 5. US patent N 3949309. Non-linear processor for anti-jamming. MKI G 01 S 7/36, H 04 B 1/10, NKI 325 - 473. Inventions Abroad, 1976, N14, p. 55.

6. Патент США N 3355668. Настраиваемый фильтр селекторной отметки. НКИ 328-167. 6. US patent N 3355668. Custom filter selector marks. NKI 328-167.

7. Валеев В.Г., Данилов В.А. Обнаружение сигналов на фоне одного класса негауссовских помех // Радиотехника и электроника, 1972, N10, т. 17, С.2192. 7. Valeev V.G., Danilov V.A. Signal detection against the background of a class of non-Gaussian interference // Radio Engineering and Electronics, 1972, N10, v. 17, S.2192.

8. Патент США N 3633117, НКИ 328-166, 1972. Reilly Robert. Suppression of a phase-sensitive spectral component from a signal. 8. US patent N 3633117, NKI 328-166, 1972. Reilly Robert. Suppression of a phase-sensitive spectral component from a signal.

9. Ярлыков M.C. Применение марковской теории нелинейной фильтрации в радиотехнике. М.: Сов.радио, 1980. (с.290, с.73)л 9. Labels M.C. Application of the Markov theory of nonlinear filtering in radio engineering. M .: Sov.radio, 1980. (p. 290, p. 73) l

Claims

A noise suppressor comprising a subtractor, the first input of which is the input of the compensator, and the output of which is the output of the compensator, the first and second synchronous detectors, the first low-pass filter and the first balanced modulator connected in series, the second low-pass filter and the second balanced modulator, the first inputs of the first and second synchronous detectors are connected to the output of the subtractor, the outputs of the first and second balanced modulators are connected to responsibly with the first and second inputs of the first adder, and the second inputs of the first and second balanced modulators are connected respectively to the outputs of a series-connected generator generating harmonic oscillation with a constant amplitude and phase with a frequency approximately equal to the average frequency of the interference spectrum and phase shifter producing a phase shift of 90 ^o input harmonic oscillation coming from the generator, characterized in that the first non-linear amplifier, a frequency doubler, is additionally introduced, providing a given law of changing the amplitude of the second harmonic voltage at the output of the frequency doubler from the amplitude of the input voltage in a given dynamic range, an amplitude detector that detects the instantaneous amplitude of the input high-frequency oscillation, the output voltage of which depends on the amplitude of the input voltage according to a given nonlinear law, the first and second adjustable amplifiers , the first and second mixers, the first and second quadratic detectors, the third synchronous detector, the second and third adders, therefore, the connected second non-linear amplifier, the fourth synchronous detector and the third low-pass filter, the first multiplier and the fourth adder connected in series, the second multiplier and the fifth adder connected in series, while the output of the first non-linear amplifier is connected to the inputs of the second non-linear amplifier, frequency doubler, amplitude detector, the second input of the subtractor, the output of which is connected to the second input of the fourth synchronous detector, the output of the third lower filter The signal is connected to the control inputs of the first and second nonlinear amplifiers to adjust the level of the amplitude limitation, frequency doubler and amplitude detector, the frequency doubler output is connected to the first inputs of the first and second mixers, the amplitude detector output is connected to the first inputs of the first and second adjustable amplifiers, the generator output is connected with the second inputs of the second adjustable amplifier and mixer, the outputs of which are connected to the first and second inputs of the third adder, the output of the phase shifter is connected with the second inputs of the first adjustable amplifier and mixer, the outputs of which are connected to the first and second inputs of the second adder, the output of the second adder is connected to the input of the first quadratic detector, the output of which is connected to the first input of the first multiplier, the second input of the second synchronous detector and the first input of the third synchronous detector , the output of the third adder is connected to the input of the second quadratic detector, the output of which is connected to the first input of the second multiplier and the second inputs of the first and third synchronous detectors, the output of the third synchronous detector is connected to the first inputs of the third and fourth multipliers, the output of the first synchronous detector is connected to the second inputs of the first and third multipliers, the output of the second synchronous detector is connected to the second inputs of the second and fourth multipliers, the output of the fourth multiplier is connected to the second input of the fourth the adder, the output of which is connected to the input of the first low-pass filter, the output of the third multiplier is connected to the second input of the fifth adder, the output of which is connected to the input of the second low-pass filter.