RU2371783C2

RU2371783C2 - Method of transmitting speech signals and device to this end

Info

Publication number: RU2371783C2
Application number: RU2007119422/09A
Authority: RU
Inventors: Анатолий Алексеевич Волков (RU); Анатолий Алексеевич Волков; Ирина Анатольевна Волкова (RU); Ирина Анатольевна Волкова
Priority date: 2007-05-25
Filing date: 2007-05-25
Publication date: 2009-10-27
Also published as: RU2007119422A

Abstract

FIELD: physics.

SUBSTANCE: essence of the method and device for transmitting speech signals (SS) lies in restoration of the envelope of a speech signal at the receiving side. For this purpose phase keying (PK) by 180° is achieved not through the clipped speech signal, but its time derivative. At the receiving side, alternating-sign pulses of the clipped time derivative of the speech signal are time discretised, resulting in oscillation with delta modulation, which is then discretised through time integration and low-frequency filtration, obtaining the transmitted speech signal with its envelope as a result. With the aim of eliminating non-linear distortions from clipping the differentiation operation, it is not the speech signal (broadband) which is clipped, but a single-band (narrowband) signal formed from the speech signal, which is then linearly transferred once more into the voice band through coherent detection.

EFFECT: higher quality of clipping speech signal to maximum possible value after amplitude recovery in the clipped speech signal and elimination of non-linear distortions during clipping.

2 cl, 4 dwg

Description

Изобретение относится к области передачи сигналов.The invention relates to the field of signal transmission.

Известны способы и устройства передачи клиппированных речевых сигналов с помощью фазовой манипуляции на 180°, описанные в следующих источниках:Known methods and devices for transmitting clipped speech signals using phase shift 180 °, described in the following sources:

1. Петрович Н.Т. Передача дискретной информации в каналах с фазовой манипуляцией. - М.: Советское радио, 1965.1. Petrovich N.T. Discrete information transmission in channels with phase shift keying. - M .: Soviet Radio, 1965.

2. Петрович Н.Т., Козленко Н.И. Передача клиппированных речевых сигналов с помощью фазовой телеграфии // Радиотехника №11, т.19. 1964.2. Petrovich N.T., Kozlenko N.I. Transmission of clipped speech signals using phase telegraphy // Radio engineering No. 11, t.19. 1964.

3. Верзунов М.В. Однополосная модуляция в радиосвязи. - М.: Воениздат, 1972.3. Verzunov M.V. Single-band modulation in radio communications. - M .: Military Publishing House, 1972.

По технической сущности наиболее близкими к предлагаемому изобретению являются способ и устройство, описанные в первом источнике, который по этой причине и принимается за его прототип.By technical nature, the closest to the proposed invention are the method and device described in the first source, which for this reason is taken as its prototype.

Прототип-способ состоит на передающей стороне из глубокого амплитудного ограничения (клиппирования) речевого сигнала, когда он из непрерывного превращается в разнополярные прямоугольные импульсы постоянной амплитуды, но разной длительности и частоты следования. Этим сигналом осуществляется фазовая манипуляция на 180° колебания несущей частоты, которое после усиления излучается в эфир. Принятый сигнал детектируется по фазе и продетектированный речевой сигнал постоянной амплитуды преобразуется в звуковые волны.The prototype method consists on the transmitting side of a deep amplitude limitation (clipping) of a speech signal when it is converted from continuous into bipolar rectangular pulses of constant amplitude, but of different duration and repetition rate. This signal carries out phase shift keying by 180 ° of the oscillation of the carrier frequency, which, after amplification, is radiated into the ether. The received signal is detected in phase and the detected constant-amplitude speech signal is converted into sound waves.

Прототип-устройство состоит на передающей стороне из последовательно включенных микрофона, усилителя, усилителя-ограничителя амплитуды речевого сигнала, фазового манипулятора на 180°, ко второму входу которого подключен генератор колебания несущей частоты, а на приемной стороне - из линейной части приемника, когерентного фазового детектора, усилителя звуковой частоты, телефона.The prototype device consists of a microphone, amplifier, amplifier-limiter of the amplitude of the speech signal, a phase manipulator 180 ° on the transmitting side, a carrier oscillation generator connected to the second input, and on the receiving side of the linear part of the receiver, a coherent phase detector , audio amplifier, telephone.

Основным недостатком прототипа является безвозвратная потеря 30% информации речевого сигнала, содержащейся в его огибающей, в результате его глубокого ограничения по амплитуде (клиппирования), что существенно снижает качество клиппированной речи: речь становится глуховатой с металлическим оттенком. Кроме того, качество речи ухудшается еще и потому, что при клиппировании в полосу частот клиппированного сигнала попадает большое число гармоник его низкочастотных составляющих. Из-за этих недостатков способ передачи речи клиппированными сигналами с фазовой манипуляцией перестал использоваться на практике, хотя он наиболее помехоустойчив и требует минимальной полосы частот.The main disadvantage of the prototype is the irretrievable loss of 30% of the information of the speech signal contained in its envelope, as a result of its deep limitation in amplitude (clipping), which significantly reduces the quality of clipped speech: speech becomes deaf with a metallic tint. In addition, speech quality also deteriorates because when clipping a large number of harmonics of its low-frequency components fall into the frequency band of the clipped signal. Because of these shortcomings, the method of transmitting speech by clipped phase-shifted signals has ceased to be used in practice, although it is most noise-resistant and requires a minimum frequency band.

Техническим результатом изобретения является повышение качества клиппированной речи до максимально возможного значения в результате восстановления амплитуды в клиппированном речевом сигнале и исключения нелинейных искажений при его клиппировании.The technical result of the invention is to improve the quality of clipped speech to the maximum possible value as a result of the restoration of the amplitude in the clipped speech signal and the elimination of nonlinear distortion during clipping.

Сущность изобретения состоит в том, что в способ передачи речевых сигналов, содержащий на передающей стороне клиппирование входного речевого сигнала (PC) и последующую фазовую манипуляцию (ФМн) на 180° клиппированным сигналом колебания несущей частоты, а на приемной стороне - когерентное детектирование ФМн колебания по фазе, введены дополнительные операции: на передающей стороне передаваемый PC преобразуют в узкополосный высокочастотный сигнал путем однополосной модуляции колебания вспомогательной несущей частоты, который дифференцируют по времени, а затем клиппируют, после чего его переносят в диапазон низких частот путем его когерентного детектирования и низкочастотной фильтрации продетектированного сигнала, которым осуществляют ФМн на 180°, а на приемной стороне дискретизируют по времени продетектированное ФМн на 180° колебание путем перемножения его с однополярным периодическим импульсным сигналом постоянной амплитуды для получения сигнала с дельта-модуляцией, который затем детектируют путем интегрирования по времени и фильтрации по низкой частоте для получения неискаженного речевого сигнала с его огибающей, а в устройство передачи PC, содержащее на передающей стороне последовательно включенные микрофон, микрофонный усилитель, а также блок клиппирования амплидуды PC и фазовый манипулятор на 180°, к высокочастотному входу которого подключен генератор колебания несущей частоты, а на приемной стороне - последовательно соединенные линейная часть приемника, когерентный детектор сигналов с ФМн на 180° и усилитель, а также последовательно соединенные фильтр нижних частот (ФНЧ) и телефон, дополнительно введены на передающей стороне формирователь однополосного сигнала (ОС), генератор колебания вспомогательной несущей частоты, блок дифференцирования по времени, когерентный детектор ОС, причем выход микрофонного усилителя подключен к низкочастотному входу фазового манипулятора через последовательно соединенные формирователь ОС, блок дифференцирования по времени, блок клиппирования, когерентный детектор, а генератор колебания несущей частоты подключен к другим входам формирователя ОС и когерентного детектора, а на приемной стороне дополнительно введены дискретизатор сигнала по времени, генератор коротких импульсов, интегратор сигнала по времени, причем выход усилителя приемника соединен со входом ФНЧ через последовательно включенные дискретизатор сигнала по времени и интегратор сигнала по времени, а генератор коротких импульсов подключен к другому входу дискретизатора сигнала по времени.The essence of the invention lies in the fact that in the method of transmitting speech signals, comprising, on the transmitting side, clipping the input speech signal (PC) and subsequent phase shift keying (PSK) by 180 ° with a clipped carrier frequency oscillation signal, and on the receiving side, coherent detection of the PSK oscillation by phase, additional operations are introduced: on the transmitting side, the transmitted PC is converted into a narrow-band high-frequency signal by single-band modulation of the oscillation of the auxiliary carrier frequency, which differentiates t in time and then clipped, after which it is transferred to the low frequency range by its coherent detection and low-pass filtering of the detected signal, which is used for QPSK 180 °, and on the receiving side the time-detected QPSK is sampled by 180 ° by multiplying it with a unipolar periodic pulse signal of constant amplitude to obtain a signal with delta modulation, which is then detected by integration over time and filtering at a low frequency to obtain an undistorted speech signal with its envelope, and to a PC transmission device containing a microphone, a microphone amplifier, and a PC amplitude clipping unit and a 180 ° phase manipulator on the transmitting side, to the high-frequency input of which a carrier frequency oscillator is connected, and at the receiving side - a linearly connected linear part of the receiver, a coherent signal detector with a QPSK at 180 ° and an amplifier, as well as a series-connected low-pass filter (LPF) and a telephone, in addition to a transmitter of a single-band signal (OS), an oscillator of an auxiliary carrier frequency oscillator, a time differentiation unit, a coherent OS detector, and the microphone amplifier output is connected to a low-frequency input of a phase manipulator through series-connected OS driver, a time differentiation unit, a clipping unit, a coherent detector, and a carrier frequency oscillation generator is connected to other inputs of the OS driver and the coherent detector, and on the receiving side, up to olnitelno introduced sampler signal time, the short pulse generator, a signal integrator time, the receiver amplifier output connected to the input of LPF through a series connection of a sampler of the signal with respect to time and the signal integrator of the time, and short pulse generator is connected to the other input of the sampler by time signal.

Существенным (принципиальным) отличием способа изобретения является передача с помощью фазовой манипуляции на 180° не клиппированного речевого сигнала, а клиппированной его производной по времени, по которой на приемной стороне формируется колебание с дельта-модуляцией, и детектирование последнего с помощью временного интегратора дает речевой сигнал с нормальной огибающей, имеющей самое высокое качество.An essential (fundamental) difference of the method of the invention is the transmission by 180 ° phase-shift keying of not a clipped speech signal, but a clipped time derivative of it, according to which a delta-modulated oscillation is formed on the receiving side, and detecting the latter by means of a time integrator gives a speech signal with a normal envelope of the highest quality.

Существенным отличием устройства, осуществляющего данный способ и содержащего на передающей стороне последовательно включенные микрофон с усилителем, усилитель-ограничитель амплитуды входного речевого сигнала и фазовый манипулятор на 180° с генератором гармонического колебания несущей частоты, подключенным к высокочастотному входу манипулятора, а на приемной стороне - когерентный демодулятор фазоманипулированных сигналов, усилитель и телефон, является то, что в него введены на передающей стороне последовательно подключенные к микрофонному усилителю формирователь однополосного сигнала с генератором вспомогательной несущей частоты, подключенным к высокочастотному входу формирователя, блока дифференцирования по времени однополосного колебания, подключенного ко входу усилителя-ограничителя амплитуды, а также когерентный детектор, через который соединяются усилитель-ограничитель и фазовый манипулятор, причем опорный вход когерентного детектора соединен с выходом генератора вспомогательной несущей частоты, а на приемной стороне дополнительно введены последовательно подключенные к выходу фазового детектора дискретизатор по времени выходного сигнала детектора, интегратор по времени с фильтром нижних частот; ко второму входу дискретизатора подключен генератор однополярных коротких прямоугольных импульсов; дискретизатор формирует колебание с дельта-модуляцией, а интегратор демодулирует его, выделяя, как известно, речевой сигнал с огибающей. Только названные введенные элементы и их связи позволяют восстановить огибающую у клиппированного речевого сигнала и исключить нелинейные искажения от клиппирования и тем самым восстановить до максимума качество переданного речевого сигнала.A significant difference between the device implementing this method and containing a microphone with an amplifier, an amplifier-limiter of the amplitude of the input speech signal and a phase manipulator 180 ° with a generator of harmonic oscillations of the carrier frequency connected to the high-frequency input of the manipulator on the transmitting side, and on the receiving side - coherent a demodulator of phase-shifted signals, an amplifier and a telephone, is that serially connected to the mic a single-band signal shaper with an auxiliary carrier frequency generator connected to a high-frequency input of the shaper, a one-band oscillation time differentiation unit connected to the input of the amplitude limiter amplifier, and a coherent detector through which the limiter amplifier and phase manipulator are connected, and the reference input the coherent detector is connected to the output of the auxiliary carrier frequency generator, and at the receiving side, additional tion connected to the output of the phase detector sampler of the detector output time, the time integrator with a low pass filter; a generator of unipolar short rectangular pulses is connected to the second input of the sampler; the discretizer generates oscillation with delta modulation, and the integrator demodulates it, emitting, as is known, a speech signal with an envelope. Only the aforementioned introduced elements and their relationships make it possible to restore the envelope of the clipped speech signal and to eliminate non-linear distortions from clipping and thereby restore the quality of the transmitted speech signal to the maximum.

Предлагаемые объекты изобретения иллюстрируются чертежами.The proposed objects of the invention are illustrated by drawings.

На фиг.1 и 2 представлены временные диаграммы, поясняющие предложенный способ передачи клиппированных речевых сигналов.1 and 2 are timing charts illustrating the proposed method for transmitting clipped speech signals.

По данному способу передаваемый входной речевой сигнал (фиг.1) U_Ω(t)=U(t)cosφ(t), где U(t) - огибающая, a φ(t) - его фаза, из широкополосного преобразуется путем однополосной модуляции колебания вспомогательной несущей частоты u_n(t)=Usinωt в узкополосный сигнал u_s(t)=KU(t)sin[ω·t+φ(t)], где K - константа. Последний дифференцируется по времениAccording to this method, the transmitted input speech signal (Fig. 1) U _Ω (t) = U (t) cosφ (t), where U (t) is the envelope, and φ (t) is its phase, from the broadband is converted by single-band modulation auxiliary carrier frequency oscillations u _n (t) = Usinωt into a narrow-band signal u _s (t) = KU (t) sin [ω · t + φ (t)], where K is a constant. The latter is differentiated by time

Частота изменения во времени огибающей U(t) очень низкая, не превышающая 35 Гц, как сказано на с.11 книги: Быков С.Ф., Журавлев В.И., Шалимов И.А. Цифровая телефония. - М.: Радио и связь, 2003. Поэтому

и первым слагаемым в выражении

можно пренебречь. Так как частота речевого сигнала

, то окончательноThe frequency of time variation of the envelope U (t) is very low, not exceeding 35 Hz, as stated on p.11 of the book: Bykov S.F., Zhuravlev V.I., Shalimov I.A. Digital telephony. - M .: Radio and communications, 2003. Therefore

and the first term in the expression

can be neglected. Since the frequency of the speech signal

then finally

Сигнал

усиливается и глубоко ограничивается по амплитуде (клиппируется), преобразуясь в однополосное колебание постоянной амплитуды:Signal

amplified and deeply limited in amplitude (clipped), transforming into a single-band oscillation of constant amplitude:

При этом гармоники низкочастотных составляющих однополосного колебания

не попадают в полосу частот выходного сигнала в силу его узкополосности. Тем самым с помощью однополосной модуляции устранены нелинейные искажения от клиппирования. Далее это клиппированное однополосное колебание с постоянной амплитудой когерентно детектируется путем перемножения с колебанием вспомогательной несущей частоты u_н(t)=U_н sinωt и фильтрации продетектированного сигнала по низкой частоте. При данном перемножении образуется колебание

Низкочастотная фильтрация колебания u_n(t) оставляет только первое слагаемое, u_Ф(t)=-0,5UU_Hsinφ(t), представляющее собой клиппированную производной по времени речевого сигнала, которая показана на фиг.1 в виде разнополярных прямоугольных импульсов. Здесь же пунктиром показана производная по времени речевого сигнала постоянной амплитуды

, которая сдвинута по фазе относительно U_Ω(t) на 90° и которая является первой гармоникой клиппированного колебания Данными импульсами осуществляется фазовая манипуляция на 180° колебания гармонической несущей u₀(t)=U₀cosω₀t путем их перемножения: u_фм(t)=u_ф(t)·u₀(t), как показано в конце фиг.1.In this case, the harmonics of the low-frequency components of a single-band oscillation

do not fall into the frequency band of the output signal due to its narrowband. Thus, using single-band modulation eliminated nonlinear clipping distortion. Further, this clipped single-band oscillation with a constant amplitude is coherently detected by multiplying with an oscillation of the auxiliary carrier frequency u _n (t) = U _n sinωt and filtering the detected signal at a low frequency. With this multiplication, an oscillation is formed

Low-frequency vibration filtering u _n (t) leaves only the first term, u _Ф (t) = - 0.5UU _H sinφ (t), which is a clipped time derivative of the speech signal, which is shown in Fig. 1 in the form of bipolar rectangular pulses. The dotted line here shows the time derivative of a constant amplitude speech signal

, which is phase-shifted relative to U _Ω (t) by 90 ° and which is the first harmonic of the clipped oscillation. These pulses carry out phase-shift manipulation of the oscillations of the harmonic carrier by 180 ° u ₀ (t) = U ₀ cosω ₀ t by multiplying them: u _fm ( t) = u _f (t) · u ₀ (t), as shown at the end of FIG.

На приемной стороне фазоманипулированный сигнал детектируется по фазе, в результате чего получаются прямоугольные импульсы u_фд(t) (фиг.2), повторяющие импульсы на передающей стороне (фиг.1). Далее эти прямоугольные знакопеременные импульсы дискретизируются путем их перемножения с однополярными прямоугольными импульсами u_д(t) постоянной частоты следования, амплитуды и длительности. Частота их много больше самой высокой частоты следования импульсов производной речи, а длительность импульсов дискретизации много меньше самой малой длительности дискретизируемых импульсов. Дискретизированные импульсы u_ди(t) производной речи представляют собой колебания с дельта-модуляцией. Действительно, импульсы известной дельта-модуляции несут только знак приращения (дельту) в точках отсчета плавной кривой речи и ступенчатой функции, которая аппраксимирует эту плавную кривую. Из математики известно, что приращение функции Δf равно примерно дифференциалу этой функции

. Знак приращения Δf функции f(x) точно совпадает со знаком ее производной

. Поэтому дискретизированный прямоугольный сигнал производной по времени речи несет знак производной и, следовательно, представляет собой сигнал с дельта-модуляцией. Далее этот сигнал с дельта-модуляцией детектируется путем интегрирования его по времени, в результате чего, как известно, после фильтрации по низкой частоте и получается речевой сигнал с нормальной огибающей u_вых(t) и без нелинейных искажений. Тем самым качество речи восстановлено до максимального значения.On the receiving side, a phase-shifted signal is detected in phase, as a result of which rectangular pulses u _fd (t) are obtained (Fig. 2), repeating pulses on the transmitting side (Fig. 1). Further, these rectangular alternating pulses are sampled by multiplying them with unipolar rectangular pulses u _d (t) of a constant repetition rate, amplitude and duration. Their frequency is much greater than the highest pulse repetition rate of the derivative speech, and the duration of the sampling pulses is much less than the smallest duration of the sampled pulses. The discretized impulses u _di (t) of the derivative of speech are delta modulated oscillations. Indeed, the pulses of the known delta modulation carry only the increment sign (delta) at the reference points of the smooth speech curve and the step function that approximates this smooth curve. It is known from mathematics that the increment of the function Δf is approximately equal to the differential of this function

. The sign of the increment Δf of the function f (x) exactly coincides with the sign of its derivative

. Therefore, the discretized rectangular signal of the time derivative of the speech carries the sign of the derivative and, therefore, is a signal with delta modulation. Further, this signal with delta modulation is detected by integrating it over time, as a result of which, as is known, after filtering at a low frequency, a speech signal with a normal envelope u _out (t) and without non-linear distortion is obtained. Thus, the speech quality is restored to the maximum value.

Структурная схема устройства, реализующего данный способ, представлена на фиг.3 и 4, где обозначено:The structural diagram of a device that implements this method is presented in figure 3 and 4, where it is indicated:

1 - микрофон; 2 - микрофонный усилитель; 3 - формирователь однополосного сигнала; 4 - генератор колебания вспомогательной несущей частоты; 5 - блок дифференцирования по времени; 6 - усилитель-ограничитель амплитуды; 7 - когерентный детектор; 8 - фазовый манипулятор на 180°; 9 - генератор колебания несущей частоты; 10 - усилитель; 11 - линейная часть приемника; 12 - когерентный детектор ФМн колебаний; 13 - формирователь опорного колебания; 14 - усилитель; 15 - дискретизатор по времени; 16 - генератор коротких прямоугольных импульсов; 17 - интегратор по времени; 18 - фильтр нижних частот (ФНЧ); 19 - телефон. Введенные элементы обведены пунктирной линией.1 - microphone; 2 - microphone amplifier; 3 - shaper single-band signal; 4 - oscillation generator auxiliary carrier frequency; 5 - time differentiation unit; 6 - amplifier limiter amplitude; 7 - coherent detector; 8 - 180 ° phase manipulator; 9 - generator oscillation of the carrier frequency; 10 - amplifier; 11 - linear part of the receiver; 12 - coherent detector of FMN oscillations; 13 - shaper reference oscillations; 14 - amplifier; 15 - time sampler; 16 - generator of short rectangular pulses; 17 - time integrator; 18 - low-pass filter (low-pass filter); 19 - telephone. Entered elements are outlined with a dashed line.

Работа схемы поясняется временными диаграммами и осуществляется следующим образом.The operation of the circuit is illustrated by timing diagrams and is carried out as follows.

Передаваемый речевой сигнал u_вх(t)=U(t)cosφ(t), где U(t) - огибающая, а φ(t) - его фаза, поступает через усилитель 1 (фиг.3) на низкочастотный вход формирователя однополосного колебания 3, на высокочастотный вход которого подается гармоническое колебание u_H(t)=U_Hcosωt С генератора 4. На выходе блока 3 имеет место однополосное колебание u₃(t)=kU(t)cos[ωt+φ(t)], где k=const, которое в блоке 5 дифференцируется по времени:

. Уже отмечалось выше, что

и поэтому первым слагаемым можно пренебречь. Тогда с учетом того что

- круговая частота сигнала - много меньше вспомогательной несущей ω, окончательно имеем u_s(t)=-kU(t)·ω·sin[ωt+φ(t)]. Это колебание u₅(t) усиливается и глубоко ограничивается по амплитуде (клиппируется) в блоке 6. Так как ограничивается не речевой (широкополосный), а сформированный по нему однополосный (узкополосный) сигнал, то гармоники его низкочастотных составляющих не попадают в полосу частот сигнала на выходе ограничителя. С блока 6 сигнал поступает на информационный вход когерентного детектора 7, на опорный вход которого подается колебание вспомогательной несущей частоты с блока 4. Для упрощения записи используем первую гармонику прямоугольных импульсов с блока 6, т.е. u₆(t)=U₆sin[ωt+φ(t)]. Когерентный детектор представляет собой перемножитель сигналов и ФНЧ на его выходе. На выходе перемножителя блока 7 напряжениеThe transmitted speech signal u _in (t) = U (t) cosφ (t), where U (t) is the envelope, and φ (t) is its phase, is transmitted through amplifier 1 (Fig. 3) to the low-frequency input of a single-band oscillator 3, to the high-frequency input of which harmonic oscillation u _H (t) = U _H cosωt C of generator 4 is supplied. At the output of block 3, a single-band oscillation u ₃ (t) = kU (t) cos [ωt + φ (t)] takes place, where k = const, which in block 5 is differentiated by time:

. It has already been noted above that

and therefore, the first term can be neglected. Then, given the fact that

- the circular frequency of the signal is much less than the auxiliary carrier ω, finally we have u _s (t) = - kU (t) · ω · sin [ωt + φ (t)]. This oscillation u ₅ (t) is amplified and deeply limited in amplitude (clipped) in block 6. Since it is not speech (broadband) that is limited, but a single-band (narrow-band) signal formed by it, the harmonics of its low-frequency components do not fall into the signal frequency band at the output of the limiter. From block 6, the signal is fed to the information input of the coherent detector 7, to the reference input of which the auxiliary carrier frequency oscillation from block 4 is supplied. To simplify the recording, we use the first harmonic of rectangular pulses from block 6, i.e. u ₆ (t) = U ₆ sin [ωt + φ (t)]. The coherent detector is a multiplier of signals and a low-pass filter at its output. The output of the multiplier unit 7 voltage

u₇(t)=u₆(t)·u_H(t)=U₆sin[ωt+φ(t)]U_Hcosωt=0,5U₆U_Hsinφ(t)+0,5U₆U_Hsin[2ωt+φ(t)] ФНЧ блока 7 пропускает на свой выход только первое слагаемое u_ф=Usinφ(t), которое сдвинуто по фазе на 90° по отношению к входному речевому сигналу, как показано на фиг.1. Реальный сигнал с блока 7 представляет собой разнополярные импульсы прямоугольной формы, соответствующие клиппированному колебанию u_ф=U sinφ, как показано на фиг.1. Этот сигнал прямоугольной формы на низкочастотный вход фазового манипулятора 8, на высокочастотный вход которого подается гармоническое колебание несущей частоты с генератора 9. Блок 8 представляет собой перемножитель сигналов u₇(t) и u₉(t), отчего на его выходе получается фазоманипулированное на 180° колебание u₈(t)=u₇(t)·u₉(t), графически показанное на фиг.1. Это колебание усиливается и излучается антенной.u ₇ (t) = u ₆ (t) · u _H (t) = U ₆ sin [ωt + φ (t)] U _H cosωt = 0.5U ₆ U _H sinφ (t) + 0.5U ₆ U _H sin [2ωt + φ (t)] the low-pass filter of block 7 passes to its output only the first term u _ф = Usinφ (t), which is 90 ° out of phase with respect to the input speech signal, as shown in Fig. 1. The real signal from block 7 is a rectangular-shaped bipolar pulses corresponding to a clipped oscillation u _f = U sinφ, as shown in FIG. This signal is rectangular in shape to the low-frequency input of the phase manipulator 8, to the high-frequency input of which a harmonic oscillation of the carrier frequency from the generator 9 is supplied. Block 8 is a multiplier of the signals u ₇ (t) and u ₉ (t), which makes it phase-shifted 180 ° oscillation u ₈ (t) = u ₇ (t) · u ₉ (t), graphically shown in figure 1. This vibration is amplified and radiated by the antenna.

На приемной стороне (фиг.4) принятый антенной радиосигнал поступает в линейную часть приемника 11, после чего когерентно детектируется по фазе в блоке 12 по опорному колебанию с блока 13. На выходе фазового детектора 12 имеет место сигнал прямоугольной формы (фиг.2), соответствующий переданной клиппированной производной речевого сигнала, показанной на фиг.1. Сигнал с выхода блока 12 дискретизируется в блоке 15 с помощью однополярных импульсов прямоугольной формы и постоянной длительности с генератора 16. По сути блок 15 - перемножитель сигналов u₁₄(t) и u₁₆(t). При этом длительность τ много меньше минимальной длительности T_imin импульсов с блока 14, а их частота много больше максимальной частоты следования импульсов с этого блока. На выходе блока 15 имеет место колебание с дельта-модуляцией. Выше уже пояснялось, почему имеет место эта дельта-модуляция. Сигнал с дельта-модуляцией с блока детектируется интегратором по времени 17, после чего фильтруется по низкой частоте в блоке 18. Как известно, при детектировании колебания с дельта-модуляцией получается переданный речевой сигнал с исходной огибающей. Поскольку клиппировалось однополосное (узкополосное) колебание, то в продетектированном сигнале отсутствуют нелинейные искажения от клиппирования.On the receiving side (Fig. 4), the radio signal received by the antenna enters the linear part of the receiver 11, after which it is coherently detected in phase in block 12 by the reference oscillation from block 13. At the output of the phase detector 12, a square wave signal occurs (Fig. 2), corresponding to the transmitted clipped derivative of the speech signal shown in figure 1. The signal from the output of block 12 is sampled in block 15 using rectangular unipolar pulses of constant duration from the generator 16. In essence, block 15 is a multiplier of signals u ₁₄ (t) and u ₁₆ (t). Moreover, the duration τ is much less than the minimum duration T _{imin of} pulses from block 14, and their frequency is much greater than the maximum pulse repetition rate from this block. At the output of block 15, there is oscillation with delta modulation. It has already been explained above why this delta modulation takes place. The signal with delta modulation from the block is detected by the integrator in time 17, and then filtered at a low frequency in block 18. As you know, when detecting oscillations with delta modulation, a transmitted speech signal with the original envelope is obtained. Since a single-band (narrow-band) oscillation was clipped, there are no nonlinear distortions from clipping in the detected signal.

Если перенести дискретизатор с приемной стороны на передающую и включить его между амплитудным ограничителем и фазовым манипулятором, то получится новая система с дельта-модуляцией, которая выгодно отличается от известной и способом, и устройством. В ней приращение напряжения заменено производной по времени речевого сигнала в точке отсчета, что полностью устраняет основной недостаток известной системы - перегрузку по наклону (крутизне). Однако система с дельта-модуляцией требует большей в 2,7 раза полосы частот при одинаковом качестве принятой речи. Действительно, сигнал с дельта-модуляцией занимает примерно такую же полосу частот, что и сигнал с импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ). У ИКМ-сигнала полоса частот Δf_u=n·ΔF_a, где n - число разрядов в кодовом слове (n=8), а ΔF_a - полоса частот аналогового сигнала. При передаче речи клиппированными сигналами учитывается только третья гармоника (3ΔF_a). Поэтому выигрыш в полосе частот составляет 8:3-2,7 раза.If you transfer the sampler from the receiving side to the transmitting side and turn it on between the amplitude limiter and the phase manipulator, you get a new system with delta modulation, which compares favorably with the known method and device. In it, the voltage increment is replaced by the time derivative of the speech signal at the reference point, which completely eliminates the main disadvantage of the known system - overload on slope (slope). However, a system with delta modulation requires a 2.7 times larger frequency band with the same quality of received speech. Indeed, a delta modulated signal occupies approximately the same frequency band as a pulse-code modulated (PCM) signal. The PCM signal has a frequency band Δf _u = n · ΔF _a , where n is the number of bits in the codeword (n = 8), and ΔF _a is the frequency band of the analog signal. When transmitting speech with clipped signals, only the third harmonic (3ΔF _a ) is taken into account. Therefore, the gain in the frequency band is 8: 3-2.7 times.

Claims

1. A method for transmitting speech signals, comprising, on the transmitting side, clipping the input speech signal (PC) and subsequent phase shift keying (QPSK) through 180 ° with a clipped carrier frequency oscillation signal, and at the receiving side, coherent detection of the QPSK oscillation in phase, characterized in that on the transmitting side, the transmitted PC is additionally converted into a narrow-band high-frequency signal by single-band modulation of the auxiliary carrier frequency oscillations, which are differentiated by time and then clipped after why transfer it to the low frequency range by coherently detecting it and low-pass filtering the detected signal, which is used for QPSK by 180 °, and on the receiving side, the detected QPSK is further sampled by 180 ° oscillation by multiplying it with a unipolar periodic pulse signal of constant amplitude to obtain a signal with delta modulation, which is then detected by integration over time and filtering at a low frequency to obtain undistorted speech th signal with its envelope.

2. A device for transmitting a PC, comprising, on the transmitting side, a microphone, a microphone amplifier, as well as a PC amplitude clipping unit and a 180 ° phase manipulator, to the high-frequency input of which a carrier oscillation generator is connected, and on the receiving side, a linear part connected in series a receiver, a coherent signal detector with a QPSK at 180 ° and an amplifier, as well as a series-connected low-pass filter (LPF) and a telephone, characterized in that it is additionally inserted into the transmitter on the other side, a single-band signal (OS) driver, an auxiliary carrier frequency oscillation generator, a time differentiation unit, an OS coherent detector, the microphone amplifier output being connected to the low-frequency input of the phase manipulator through a connected OS driver, a time differentiation unit, a clipping unit, a coherent detector and the carrier frequency oscillation generator is connected to other inputs of the OS shaper and the coherent detector, and at the receiving side it is additionally introduced We have a time signal sampler, a short pulse generator, a time integrator, and the output of the receiver amplifier is connected to the LPF input through a time-dependent signal time sampler and a time signal integrator, and a short pulse generator is connected to another time signal sampler input.