RU2030833C1

RU2030833C1 - Time/pulse-modulated signal transceiving system

Info

Publication number: RU2030833C1
Authority: RU
Inventors: Л.Т. Филимонов
Original assignee: Предприятие "Дальняя связь"
Priority date: 1990-04-16
Filing date: 1990-04-16
Publication date: 1995-03-10

Abstract

FIELD: radio engineering. SUBSTANCE: system has transmitter, receiver, keys, comparators, sawtooth voltage generators, adjustable delay lines, photodiode, amplitude limiter, low-frequency filter, one more sawtooth voltage generator. EFFECT: improved design. 3 dwg

Description

Изобретение относится к технике оптической и электрической связи и может использоваться для одно- и двухсторонней передачи аналоговых широкополосных сигналов по волоконно-оптическому и электрическому кабелю. The invention relates to techniques for optical and electrical communication and can be used for one- and two-way transmission of analog broadband signals via fiber-optic and electric cables.

Цель изобретения - сокращение полосы частот, занимаемой каналом передачи при сохранении его помехоустойчивости. The purpose of the invention is the reduction of the frequency band occupied by the transmission channel while maintaining its noise immunity.

На фиг.1 и 2 дана структурная электрическая схема предлагаемой системы; на фиг.3 - схемы элементов системы. Figure 1 and 2 is a structural electrical diagram of the proposed system; figure 3 - diagram of the elements of the system.

Система содержит волоконно-оптический кабель 1, передатчик 2, приемник 3, ключ 4, компаратор 5, формирователь 6 линейного сигнала, лазер 7, опорный генератор 8, формирователь 9 пилообразного напряжения, регулируемую линию 10 задержки, фотодиод 11, усилитель с АРУ 12, амплитудный ограничитель 13, компаратор 14, ключ 15, фильтр 16 нижних частот, блок АРУ 17, формирователь 18 опорных колебаний, формирователь 19 пилообразного напряжения, регулируемую линию 20 задержки, выделитель 21 фронта импульса, выделители 22 и 23, ключи 24 и 25, компараторы 26 и 27, суммирующий усилитель 28, формирователь 29 линейного сигнала, лазер 30, волоконно-оптический кабель 31, фотодиод 32, усилитель 33 с АРУ, блок АРУ 34, амплитудный ограничитель 35, компараторы 36 и 37, суммирующий усилитель 38, аналоговый ключ 39, фильтр 40 нижних частот, диоды 41, суммирующий усилитель 42, полосовой фильтр 43, интеграторы 44, линии 45 задержки, двусторонний ограничитель 46. The system contains fiber optic cable 1, transmitter 2, receiver 3, key 4, comparator 5, linear signal shaper 6, laser 7, reference generator 8, sawtooth voltage shaper 9, adjustable delay line 10, photodiode 11, amplifier with AGC 12, an amplitude limiter 13, a comparator 14, a key 15, a low-pass filter 16, an AGC block 17, a reference oscillation driver 18, a sawtooth voltage generator 19, an adjustable delay line 20, a pulse edge isolator 21, isolators 22 and 23, keys 24 and 25, comparators 26 and 27 summarizing the effort spruce 28, linear signal shaper 29, laser 30, fiber optic cable 31, photodiode 32, amplifier 33 with AGC, AGC block 34, amplitude limiter 35, comparators 36 and 37, summing amplifier 38, analog switch 39, low-pass filter 40 , diodes 41, summing amplifier 42, bandpass filter 43, integrators 44, delay lines 45, two-way limiter 46.

Система работает следующим образом. The system operates as follows.

Входной широкополосный аналоговый сигнал (в частности, он может быть групповым, т. е. результатом суммирования нескольких радиосигналов F₁±ΔF₁, F₂±ΔF₂..., разделенных по спектрам) поступает на сигнальный вход аналогового ключа 4 передатчика 2, коммутируемого прямоугольными колебаниями тактовой частоты F_m≥2F_макс. (F_макс. - верхняя граница энергетического спектра частот входного сигнала), которые вырабатываются кварпованным опорным генератором 8. Полученный АИМ-сигнал сравнивается по уровню амплитуды на входах компаратора 5 с импульсами пилообразной формы, вырабатываемыми формирователем и задержанными на время τ с помощью регулируемой линии 10 задержки. Преобразование амплитудно-импульсно-модулированного АИМ-сигнала во времяимпульсно-модулированный ВИМ-сигнал компаратор выполняет следующим образом. Компаратор реализуется в виде дифференциального усилителя в режиме ограничения, по выходу на "сравнивающие" входы которого подаются АИМ-сигнал U_с и опорные колебания пилообразной формы и той же частоты повторения F_m, сфазированные с импульсами АИМ-сигнала регулировкой величины U_с таким образом, что фронты (или спады), импульсов АИМ-сигнала соответствуют во времени пиковым значениям пилообразных импульсов.The input broadband analog signal (in particular, it can be a group signal, i.e., the result of the summation of several radio signals F ₁ ± ΔF ₁ , F ₂ ± ΔF ₂ ... separated by spectra) is fed to the signal input of the analog key 4 of transmitter 2, switching clock frequency F _m ≥2F _max. (F _max. Is the upper limit of the energy spectrum of the input signal frequencies), which are generated by the quartered reference oscillator 8. The received AIM signal is compared by the amplitude level at the inputs of the comparator 5 with sawtooth pulses generated by the shaper and delayed for a time τ using an adjustable line 10 delays. The conversion of the amplitude-pulse-modulated AIM signal to a pulse-modulated VIM signal is performed by the comparator as follows. The comparator is implemented in the form of a differential amplifier in the limiting mode, the output of the “comparing” inputs of which is fed to the AIM signal U _s and reference oscillations of a sawtooth shape and the same repetition frequency F _m , phased with the pulses of the AIM signal by adjusting the value of U _s thus that the edges (or slopes) of the AIM signal pulses correspond in time to the peak values of the sawtooth pulses.

Форма спада пилообразного сигнала должна быть экспоненциальной, чтобы обеспечить выполнение условия
20 lg

При выполнении этого условия реализуется логарифмическое сжатие (компрессия) динамического диапазона изменения АИМ-сигнала и тем самым соответствующее реальное увеличение отношения сигнал/шум ВИМ-сигнала. Поэтому формирователь 9 пилообразного напряжения реализуется в виде интегратора (см.фиг.3а), у которого U_макc/U(t)=e^t/RC
U_макс/U(t)=1/(1-e^-t/RC), где постоянная RC≥0,2/F_m;
U_макс и (U(t) - соответственно максимальная амплитуда (размах) пилообразного импульса. Поскольку изменяющийся во времени фронт или спад импульса постоянной амплитуды на выходе компаратора соответствует моменту совпадения амплитуд U(t) и U_с на входах компаратора, необходимая величина превышения k размаха пилы опорного колебания над максимальной амплитудой сигнала U_с _макс. определяется из формулы
20 lg

= D - 20 lg k =

20 lg k

D - 10 m где D - динамический диапазон входного сигнала.The ramp shape of the ramp should be exponential to ensure that the condition
20 lg

When this condition is met, a logarithmic compression (compression) of the dynamic range of the AIM signal is realized, and thereby a corresponding real increase in the signal-to-noise ratio of the VIM signal. Therefore, the sawtooth voltage generator 9 is implemented as an integrator (see Fig. 3a), in which U _max / U (t) = e ^{t / RC}
U _max / U (t) = 1 / (1-e ^{-t / RC} ), where the constant RC≥0.2 / F _m ;
U _max and (U (t) are the maximum amplitude (span) of the sawtooth pulse, respectively. Since the time-varying front or decay of a constant amplitude pulse at the output of the comparator corresponds to the moment the amplitudes U (t) and U _c coincide at the inputs of the comparator, the required excess value k the swing range of the reference oscillation over the maximum signal amplitude U _with _max is determined from the formula
20 lg

= D - 20 log k =

20 lg k

D - 10 m where D is the dynamic range of the input signal.

Величина m= 4πΔτ_максF_m является индексом ВИМ, определяет расширение энергетического спектра ВИМ-сигнала по сравнению с АИМ-сигналом. Таким образом, сигнал на выходе компаратора имеет энергетическую полосу Δ F=2m Δ F_вх, где Δ F_вх - полоса частот входного сигнала, и представляет собой последовательность импульсов постоянной амплитуды с частотой F_m, фронты (или спады) которых меняют свое положение на величину
Δτ = 0,43 RC lg

где U_с(t) - изменяющаяся амплитуда входного сигнала. Сформированный блоком 6 (который может быть усилителем мощности) ВИМ-сигнал преобразуется лазером 7 в последовательность оптических импульсов для передачи по кабелю 1. Ослабленный в кабеле 1 сигнал поступает в приемник 3, где с помощью фотодиода 11 преобразуется в последовательность электрических импульсов с ВИМ. После усиления (12) с АРУ (17) и амплитудного ограничения в ограничителе 13, срезающего АМ-шумы и помехи, сигнал с ВИМ-поступает одновременно на входы компаратора 14 и формирователя 18 опорного колебания. Формирователь 18 реализуется так, как показано на фиг.3б, т.е. в виде последовательного соединения выделителя спадов (или фронтов ВИМ-сигнала, не подвергшихся девиации Δτ (t) (21), узкополосного фильтра 43, настроенного на частоту и формирователя прямоугольных колебаний F_m, т.е. двустороннего амплитудного ограничителя 46. Прямоугольные импульсы с тактовой частотой F_m, сформированные формирователем 18, преобразуются затем в пилообразные с помощью формирователя 19, идентичного формирователю 9 передатчика, фазируются линией 20 задержки с импульсами АИМ-сигнала таким образом, что пик пилообразного импульса совпадает с фронтом ВИМ-сигнала, если девиации подвергается спад импульса ВИМ-сигнала, или со спадом ВИМ сигнала, если девиации подвергается фронт импульса ВИМ-сигнала. Компаратор 14, представляющий собой в отличие от компаратора 5 дифференциальный усилитель без ограничения по выходу для входа, на который подаются колебания пилообразной формы, и аналоговый ключ по второму входу, на который поступает ВИМ-сигнал, "отпирающий" этот компаратор по первому входу соответственно спадом или фронтом ВИМ сигнала, подвергнутом девиации, преобразует ВИМ-синала в АИМ-сигнал (с огибающей зубчатой формы). Экспоненциальный закон изменения пилообразного опорного напряжения с постоянной RС, равной соответствующей постоянной RС интегратора, в передатчике 2 обеспечивает "декомпрессию", т.е. идеальное восстановление динамического диапазона D=U_макс/U_мин сигнала с АИМ на выходе компаратора 14. В результате перемножения этого сигнала в ключе 15 и фильтрации в блоке с частотой среза F_ср

F_m/2 восстанавливается исходный аналоговый сигнал. Практически блоки 14-16 можно реализовать с помощью схемы "слежения-хранения", т.е. так, как показано на фиг.3в. Поскольку эти блоки 14-16 переносят спектр радиосигнала из области F_m в видеодиапазон, приемник 2 полностью использует спектр принимаемого сигнала для его восстановления к исходному виду.The value m = 4πΔτ _max F _m is the VIM index, which determines the expansion of the energy spectrum of the VIM signal in comparison with the AIM signal. Thus, the signal at the output of the comparator has an energy band Δ F = 2m Δ F _in , where Δ F _in is the frequency band of the input signal, and is a sequence of pulses of constant amplitude with a frequency of F _m whose edges (or slopes) change their position to value
Δτ = 0.43 RC log

where U _с (t) is the changing amplitude of the input signal. The VIM signal generated by block 6 (which can be a power amplifier) is converted by the laser 7 into a sequence of optical pulses for transmission via cable 1. The signal attenuated in cable 1 is transmitted to receiver 3, where it is converted by a photodiode 11 into a sequence of electrical pulses with VIM. After amplification (12) with AGC (17) and amplitude limitation in the limiter 13, which cuts off the AM noise and interference, the signal from the VIM is fed simultaneously to the inputs of the comparator 14 and the reference oscillator 18. Shaper 18 is implemented as shown in figb, i.e. in the form of a serial connection of the decay selector (or the edges of the VIM signal that did not undergo deviation Δτ (t) (21), a narrow-band filter 43 tuned to the frequency and a square-wave oscillator F _m , ie, a two-sided amplitude limiter 46. Rectangular pulses with the clock frequency F _m generated by the shaper 18 is then converted to sawtooth by means of the shaper 19, which is identical to the shaper 9 of the transmitter, are phased by the delay line 20 with pulses of the AIM signal so that the peak of the sawtooth pulse with falls with the front of the VIM signal, if the deviation of the pulse of the VIM signal undergoes deviation, or with the decline of the VIM signal, if the edge of the pulse of the VIM signal is deviated, Comparator 14, which, unlike comparator 5, is a differential amplifier without output limitation for input, to which vibrations of a sawtooth form are applied, and an analog key on the second input, to which the VIM signal is supplied, "unlocking" this comparator at the first input, respectively, by the fall or edge of the VIM signal subjected to deviation, converts the VIM Sina in the AIM signal (with the envelope of the dentate shape). The exponential law of changing the sawtooth reference voltage with a constant RC equal to the corresponding constant RC integrator in the transmitter 2 provides "decompression", i.e. ideal restoration of the dynamic range D = U _max / U _{min of the} signal from the AIM at the output of the comparator 14. As a result of multiplying this signal in the key 15 and filtering in the block with the cutoff frequency F _cf

F _m / 2 restores the original analog signal. In practice, blocks 14-16 can be implemented using a tracking-storage scheme, i.e. as shown in figv. Since these blocks 14-16 transfer the spectrum of the radio signal from the region F _m to the video range, receiver 2 makes full use of the spectrum of the received signal to restore it to its original form.

Дополнительное двухкратное увеличение широкополосности заявляемой системы достигается преобразованием схем передатчика 2 и приемника 3 к парафазному виду, показанному схематически на фиг. 2а (передатчик) и 2б (приемник). В отличие от передатчика 2 (фиг.1) в "парафазном" передатчике 2 (фиг. 2а) выбирается F_m > F _макс., т.е. при том же значении величина F_макс. может быть увеличена вдвое (по сравнению с передатчиком 2 на 1). Известное условие Котельникова при этом выполняется, поскольку АИМ выборки сигнала берутся дважды за период колебаний 1/F_m с помощью двух параллельно включенных аналоговых ключей 4 и 4 и двух сдвинутых друг относительно друга на 180^о колебаний F_m, получаемых от опорного генератора 8. Эти два АИМ-сигнала преобразуются компараторами 26 и 27 в разнополярные ВИМ-сигналы, объединяемые затем суммирующим усилителем 28. Результирующий ВИМ-сигнал на выходе которого в отличие от сигнала на выходе компаратора 5 передатчика 2 (фиг.1), представляет собой трехуровневый по амплитуде сигнал (+1, 0, -1) со средней тактовой частотой повторения F_m и изменяющими свое положение фронтами (или спадами) как положительных, так и отрицательных импульсов. После формирования ВИМ-сигнала в парафазном виде и усиления его в формирователе 29 сигнал поступает на соответствующие парафазные модулирующие входы лазера 30, смещенные относительно "земли" опорным постоянным напряжением таким образом, что "нуль" сигнала соответствует середине ватамперной характеристике лазера. С помощью лазера трехуровневый ВИМ-сигнал преобразуется в последовательность оптических импульсов ступенчатой формы. На приемнике 3 (фиг.2б) этот сигнал преобразуется фотодиодом 32 к электрическому виду, усиливается парафазным усилителем с АРУ (33 и 34), претерпевает двустороннее ограничение по амплитуде и преобразуется в АИМ-сигналы двумя параллельно включенными компараторами 36 и 37 (идентичными блоку 14 приемника 3 фиг.1), на сигнальные входы которых подаются два сдвинутых друг относительно друга на 180^о пилообразных колебания F_m, вырабатываемых формирователем 18 опорных колебаний, состоящим из выделителей 21 фронтов (или спадов) положительных и отрицательных импульсов, сумматора, узкополосного фильтра (идентичного фильтру приемника 3 фиг.1) и формирователя прямого и инверсного прямоугольного колебания F_m(реализованного по схеме усилителя двустороннего ограничителя. ВИМ-сигнал подается на опорные ("отпирающие") входы компараторов, а выходные АИМ-сигналы суммируются дифференциальным усилителем 38, объединяющим выходы компараторов 36 и 37, и затем после перемножения с колебанием F_m и фильтрации (с частотой среза F_ср < F_m) восстанавливается исходный сигнал.An additional twofold increase in the broadband of the claimed system is achieved by converting the circuits of the transmitter 2 and receiver 3 to the paraphase form shown schematically in FIG. 2a (transmitter) and 2b (receiver). In contrast to the transmitter 2 (Fig. 1), in the "paraphase" transmitter 2 (Fig. 2a), F _m > F _max. , i.e. at the same value, F _max . can be doubled (compared to a 2 by 1 transmitter). Kotel'nikova known condition is satisfied here as PAM signal sample is taken twice per oscillation period 1 / F _m by means of two parallel-connected analog switches 4 and 4 and the two are shifted relative to each other at ^about 180 F _m oscillations, derived from the reference oscillator 8. These two AIM signals are converted by comparators 26 and 27 into heteropolar VIM signals, then combined by a summing amplifier 28. The resulting VIM signal at the output of which, unlike the signal at the output of the comparator 5 of transmitter 2 (Fig. 1), is three amplitude-level signal (+1, 0, -1) with an average clock frequency of repetition F _m and changing fronts (or decays) of both positive and negative pulses. After the formation of the VIM signal in paraphase form and its amplification in the shaper 29, the signal is supplied to the corresponding paraphase modulating inputs of the laser 30, offset from the ground by a constant voltage reference so that the signal "zero" corresponds to the middle of the laser current-voltage characteristic. Using a laser, a three-level VIM signal is converted into a sequence of step-shaped optical pulses. At the receiver 3 (Fig.2b), this signal is converted by the photodiode 32 to electric form, amplified by a paraphase amplifier with AGC (33 and 34), undergoes two-sided amplitude limitation and is converted into AIM signals by two parallel comparators 36 and 37 (identical to block 14 receiver 3, Figure 1) to the signal inputs of which are supplied two offset relative to each other by 180 ^on the sawtooth oscillations F _m, produced by reference generator 18 of oscillations, consisting of 21 highlighters fronts (or recessions) and positive and negative pulses, an adder, a narrow-band filter (identical to the receiver filter 3 of Fig. 1) and a direct and inverse square-wave oscillator F _m (realized according to the amplifier circuit of a two-sided limiter. The VIM signal is fed to the reference ("unlocking") inputs of the comparators, and the output AIM the signals are summed by a differential amplifier 38, combining the outputs of the comparators 36 and 37, and then after multiplying with an oscillation F _m and filtering (with a cutoff frequency F _cf <F _m ), the original signal is restored.

Claims

A SYSTEM FOR TRANSMITTING AND RECEIVING SIGNALS WITH A TIME-PULSE MODULATION, containing in the transmitting part a series-connected summing amplifier and a linear signal shaper, the output of which is the output of the transmitting part, as well as the first and second comparators, the outputs of which are connected to the inputs of the summing amplifier, and the reference generator, and the receiving part - a series-connected amplifier with automatic gain control, an amplitude limiter, as well as the first and second comparators, the outputs of which through the The first summing amplifier and the analogue key are connected to the input of the low-pass filter, the output of which is the output of the receiving part, characterized in that, in order to reduce the frequency band occupied by the transmission channel, while maintaining its noise immunity, the first and second keys are introduced into the transmitting part , the first and second integrators and a bandpass filter, the first key inputs are combined and are the signal input of the system, the second key inputs are connected respectively to the direct and inverse outputs of the reference oscillator ora, and the key outputs are connected to the first inputs of the first and second comparators, respectively, the outputs of the first and second integrators are connected respectively to the direct and inverse outputs of the reference generator, the outputs of the first and second integrators are connected to the second inputs of the comparators through the corresponding delay line, and introduced into the receiving part a reference signal isolator, consisting of a series-connected forward-connected diode and a first pulse-edge isolator, series-connected a reverse-connected di e and a second pulse front isolator, the diode inputs being connected to the output of the amplitude limiter, the outputs of the first and second pulse front isolators through a series-connected second summing amplifier and a bandpass filter connected to the input of a two-way limiter, the direct and inverse outputs of which are the outputs of the reference signal isolator and are connected with the second input of the analog switch and the inputs of the first and second integrators, the outputs of which are connected to the second inputs through the corresponding delay line and the corresponding comparator.