RU1826119C - Формирователь сигналов с линейной частотной модул цией - Google Patents

Abstract

Использование: радиотехника, формирователь линейно-частотно-модулированных колебаний в радиотехнических и измерительных устройствах. Сущность изобретени : формирователь сигналов с линейной частотной модул цией содержит формирователь 1 пилообразного напр жени , блок 2 установки уровн  посто нной составл ющей пилообразного напр жени , частотно-модулированный генератор 3, блок преобразовани  частоты, преобразователь 5 последовательности импульсов , блок сравнени  6, первый, второй фильтры нижних частот 7, 11, инвертирующий усилитель 8, сумматор 9, синтезатор частот 10, формирователь 12 управл ющих сигналов временной синхронизации, усилитель 13 с управл емым коэффициентом усилени , управл емый ключ 14, формирователь кодовых управл ющих сигналов 15. Алгоритм функционировани  всех узлов обеспечивает увеличение диапазона перестройки частоты и уменьшение фазовых шумов путем повышени  линейности модул ционной характеристики . 3 ил. 66/S0&

Description

ОснМ

-

/

(л

С

вл.2

&/

I

f5

Ю

Т

Aoafa.

//

to

/2

00

ю о

Фиг.1

318261194

Изобретение относитс  к радиотехни- на сигнала с линейной частотной модул - ке и может использоватьс  дл  формиро- цией со вторым входом сумматора 9, выход вани  линейно-частотно-модулированных сигнала установки режима работ с управл - колебаний в радиотехнических и радиоиз- ющим входом преобразовател  5 последо- мерительных устройствах различного на- 5 вательности импульсов, частота следовани  значени .которых измен етс  по параболическому

Цель изобретени  - увеличение диапа- закону в равномерную последовательность зона перестройки частоты (девиации) импульсов, выход сигнала установки уровн  ЛЧМ-сигнала и уменьшение времени уста- посто нной составл ющей с управл ющим новки начальной частоты без увеличени  Ю входом блока 2 установки уровн  посто н- уровн  фазовых флюктуации выходного ной составл ющей пилообразного напр же- сигнала.ки ; выходы формировател  кодовых

На фиг. 1 приведена структурна  схема управл ющих сигналов 15 соединены: вы- предлагаемого формировател ; на фиг. 2 - ход сигналов управлени  сбросом пилооб- характеристики сигналов; на фиг. 3-моду- 15 разного напр жени  с управл ющим л ционна  характеристика ЧМ-генерато- входом формировани  1 пилообразного нэ- ра. пр жени , выход сигналов управлени  коФормирователь сигналов с линейной эффициентом усилени  с управл ющим частотной модул цией содержит последова- входом усилител  13 с управл емым коэф- тельно соединенные формирователь 1 пило- 20 фициентом усилени , а выход сигналов уп- образного напр жени , блок 2 установки равлени  ключом с управл ющим входом уровн  посто нной составл ющей пилооб- управл емого ключа 14. Блок сравнени  6 разного напр жени , частотно-модулирован- выполнен в виде импульсного частотно-фа- ный (ЧМ) генератор 3, блок преобразовани  зового детектора (ИЧФД), формирователь частоты 4, преобразователь 5 последова- 25 пилообразного напр жени  выполнен в ви- тельности импульсов, частота следовани  де интегратора со сбросом, которых измен етс  по параболическомуФормирователь сигналов с ЛЧМ рабозакону в равномерную последовательность тает следующим образом. импульсов, блок сравнени  6, первыйФормирование сигнала с линейной часфильтр нижних частот (ФНЧ) 7, инвертиру- 30 тотной модул цией производитс  фазовым ющий усилитель 8 и сумматор 9, а также методом. Закон изменени  фазы - парабо- синтезатор частот 10, второй фильтр ниж- лический, т.к. законы изменени  фазы и ча- них частот (ФНЧ) 11, формирователь 12 стоты сигнала св заны выражением управл ющих сигналов временной синхронизации , усилитель 13 с управл емым коэф- 35у. фициентом усилени , управл емый ключ 14, У / J ytdt yjtdt . и формирователь кодовых управл ющих

сигналов 15, причем выход эталонной по- где - фаза сигнала; следовательности импульсов синтезатораш-кругова  частота;

частот 10 соединен с входом опорного сиг- 40ш

нала блока сравнени  6, выход синусои-X -f скорость изменени  частоты

дальнего сигнала синтезатора частот 10 ЛЧМ сигнала (параметр наклона); соединен со вторым входом блока преобра-t текущее врем ,

зовани  частоты 4, выход блока сравнени Во врем  рабочего хода цикла форми6 соединен с входом усилител  13 с управ- 45 ровани  ЛЧМ-сигнала на управл ющий л емым коэффициентом усилени , выход вход преобразовател  5 поступает сигнал усилител  13 с управл емым коэффициен- управлени  режимом работы от формирова- том усилител  с входом второго фильтра ,тел  12. По этому сигналу преобразователь нижних частот 11 и с сигнальным входом 5 из параболической последовательности управл емого ключа 14, дополнительный и ИМПуЛЬСОВ1 поступающей на его вход, вы- управл ющий вход ЧМ-генератора 3 соеди- дел ет равномерную последовательность, нен с выходами второго ФНЧ 11 и управл - Частота импульсов на выходе фунщио- емого ключа 14, выход сумматора 9 нального преобразовател  равна Q Vy. соединен с информационным входом фор- в ИЧФД 6 производитс  сравнени  вре- мироватвл  1 пилообразного напр жени , 55 менного положент импульсов из после- выходы формировател  12 управл ющих довательности, поступающей на вход сигналов временной синхронизации соеди- ИЧФД 6 от преобразовател  5, и импульсов йену: выход сигнала выбора частот с входом эталонной последовательности, формируе- установки частот синтезатора частот 10, вы- мой синтезатором частот 10, также равной ход сигнала управлени  параметром наклоQ поступающей на другой вход ИЧФД 6 от синтезатора частот 10. На выходе ИЧФД 6 выдел етс  сигнал рассогласовани , используемый дл  подстройки закона параболической фазовой модул ции ЛЧМ сигнала. Сигнал рассогласовани  поступает через усилитель 13 с управл емым коэффициентом усилени  и второй ФНЧ 11 на дополнительный управл ющий вход частотно-модулированного генератора 3, в ко- тором и вырабатываетс  сигнал с линейной частотной модул цией (параболической фазовой модул цией). В усилителе 13с управл емым коэффициентом усилени  во врем  рабочего хода по сигналу, поступающему на его управл ющий вход от формировател  15 кодовых управл ющих сигналов.установлен коэффициент усилени , оптимальный дл  работы системы в режиме фазовой автоподстройки частоты. Коммутатор 14 во врем  рабочего хода разомкнут. Соответствующа  команда поступает на его управл ющий вход от формировател  15 кодовых управл ющих сигналов.

Шумовые составл ющие сигнала на вы- ходе усилител  13с управл емым коэффициентом усилени , которые в дальнейшем преобразуютс  в частотно-модулируемом генераторе 3 в фазовые флюктуации выходного сигнала, уменьшаютс  при прохожде- нии сигнала через ФНЧ 11, который уменьшает уровень шумовых составл ющих на частотах, превышающих частоту среза фильтра ФНЧ 11. Одновременно ФНЧ 11  вл етс  звеном коррекции в системе авто- матического регулировани  закона формировани  фазы ЛЧМ-сигнала. Другие звень  коррекции, необходимые дл  обеспечени  устойчивости основной петли авторегулировани  фазы ЛЧМ-сигнала, в  вном виде на фиг. 1 не показаны, они вход т в состав ИЧФД 6. Основную петлю регулировани  фазы ЛЧМ-сигнала составл ют ЧМ-генера- тор 3, преобразователъ частоты 4, преобразователь 5, ИЧФД 6, усилитель 13, ФНЧ 11.

Закон линейной частотной модул ции задаетс  интегратором 1, который формирует линейное пилообразное напр жение (фиг. 2г) по сигналу в виде пр моугольного импульса (фиг. 2в), поступающему от сумма- тора 9. На второй вход сумматора 9 сигнал в виде пр моугольного импульса необходимой амплитуды поступает от формировател  12 управл ющих сигналов временной синхронизации. Пилообразное напр жение на выходе интегратора 1, формируетс  при отсутствии сигнала на первом входе сумматора 9. По команде, поступающей от формировател  12 управл ющих сигналов временной синхронизации на блок 2 установки уровн  посто нной составл ющей пилообразного напр жени , задаетс  необходимое напр жение на основном управ- л ющем входе ЧМ-генератора 3 дл  формировани  заданной начальной частоты сигнала. Таким образом, на основном управл ющем входе ЧМ-генератора 3 формируетс  пилообразное напр жение на заданном уровне напр жени . Сигнал с выхода ЧМ-генератора 3 поступает на выход устройства. Одновременно этот сигнал поступает на преобразователь частоты 4, на другой вход которого поступает сигнал от синтезатора частот 10. При смене начальной частоты ЛЧМ-сигнала смещаетс  частота синтезатора частот 10 (дискретно) таким образом, чтобы разностна  частота на выходе преобразовател  частот 4 оставалась неизменной (не учитыва  изменени  частоты по закону ЛЧМ). Это необходимо, чтобы преобразователь 5 и ИЧФД 6 во врем  рабочего хода работали все врем  на одинаковой частоте. Смена частоты в синтезаторе частот 10 производитс  по команде, поступающей на его управл ющий вход от формировател  12.

Блок 2 установки уровн  посто нной составл ющей пилообразного напр жени  представл ет собой стабилизированный источник посто нного тока, изолированный от корпуса и снабженный коммутаторами дл  подключени  необходимого уровн  напр жени  на выходе блока коммутаторы срабатывают по сигналу от формировател  12. Таким образом, блок 2 как источник посто нного тока эквивалентно представл ет собой схему фильтра нижних частот. Интегратор 1 также эквивалентно представл ет собой схему фильтра нижних частот, собранного на интегрирующих RC-цепочках. Таким образом, уровень шума сигнала управлени  по основному управл ющему входу ЧМ-генератора 3 достаточно низкий, т.к. схема интегратора 1 и блока 2 эквивалентно представл ют собой схемы фильтров нижних частот. Шумовые составл ющие сигнала , поступающего от сумматора 9 на вход интегратора 1 уменьшаютс  за счет прохождени  через схему интегратора (эквивалентно представл ющую собой схему фильтра нижних частот) на частотах, превышающих частоту среза этого фильтра. Сложение сигналов пилообразного напр жени  и посто нной составл ющей на основном управл ющем входе ЧМ-генератора 3 производитс  последовательным способом, что не требует высоковольтных элементов и в то же врем  не увеличивает уровень шума выходного сигнала.

Учет нелинейности модул ционной характеристики частотно-модулированного генератора 3 производитс  автоматически: на сумматоре 9 формируетс  сигнал, складывающийс  из двух составл ющих - перва  составл юща  представл ет собой импульс пр моугольной формы (фиг. 2г), поступающий на второй вход сумматора 9 от формировател  14. втора  составл юща  - это-сигнал, который в инверсном виде повтор ет форму модул ционной характеристики ЧМ-генератора 3 (фиг. 2е), и поступает на первый вход сумматора 9. Этот сигнал формируетс  из сигнала ИЧФД 6 путем прохождени  его через первый ФНЧ 7 с последующим усилением и инвертированием в инвертирующем усилителе 8. Примерный вид сигналов на выходе сумматора 9 и интегратора 1 показан на фиг. 2ж, 2з. Частотна  характеристика ФНЧ 7 и интегратора 1 сформирована таким образом, чтобы пропустить без искажени  область нижних частот сигнала рассогласовани , формируемых ИЧФД 6. определ емых формой модул ционной характеристики ЧМ-генератора 3 (фиг. 2д) и подавить частоты сигнала рассогласовани , формируемых ИЧФД 6 соответствующие области средних частот логарифмической амплитудно-частотной характеристики системы регулировани  в этой, параллельной ветви не менее чем на 20 дБ по сравнению с основной ветвью регулировани , что необходимо дл  обеспечени  устойчивости работы системы автоматического регулировани .

Дополнительный управл ющий вход ЧМ-генератора 3 дл  основной ветви системы автоматического регулировани  имеет малый динамический диапазон по перестройке частоты. Иметь по этому входу большой динамический диапазон невыгодно из-за увеличени  шумов. Основной управл ющий вход ЧМ-генератора 3 имеет полный динамический диапазон по перестройке частоты .

Во врем  обратного хода цикла формировани  ЛЧМ-сигнала ЧМ-генератор 3 производит сброс достигнутого в предыдущем цикле значени  частоты на начальное значение (фиг. 2а). Соответствующий сигнал на сумматор 9 поступает на его второй вход от формировател  управл ющих сигналов временной синхронизации 12 (фиг. 2в). Одновременно производитс  сброс интегратора 1 также по команде от формировател  12,

Во врем  обратного хода преобразователь 5 работает как буферный каскад: пропускает на выход все поступающие на него импульсы (т.е. практически закорочен). Соответствующа  команда поступает на его управл ющий вход от формировател  12.

ИЧФД 6 во врем  обратного хода цикла ЛЧМ работает в режиме частотного детектировани  (в режиме подстройки начальной частоты). По команде, поступающей на управл ющий вход управл емого ключа 14 от формировател  15, коммутатор 14 замкнут и, следовательно, второй ФНЧ 11 не участвует в работе системы регулировани . Одновременно по команде от формировател  15 в усилителе 13 величина коэффициента усилени  становитс  оптимальной дл  работы системы в режиме частотной автоподстройки . Благодар  тому, что коммутатор 14 замкнут , второй ФНЧ 11 исключен из цепи регулировани , а коэффициент усилени  в ней оптимальный, врем  установлени  частоты - минимальное. При этом уровень фазовых флюктуации увеличилс  во врем  лишь обратного хода цикла ЛЧМ-сигнала, а во врем  рабочего хода цикла ЛЧМ, не изменилс .

Оценим врем  установлени  начальной

частоты дл  схемы прототипа (базового объекта ) во врем  обратного хода цикла ЛЧМ. Это врем  определ етс  в основном частотой среза наиболее инерционного элемента в цепи авторегулировани . Таким

звеном  вл етс  второй ФНЧ 11, При условии получени  низкого уровн  фазовых флюктуации, определ емых схемой управлени , частота среза этого фильтра лежит в пределах f 10 ... 20 Гц.

Ориентировочно можно оценить врем  переходного процесса как

,2

1

40

2 JTG-tcp К

где т- врем  переходного процесса;

ср - частота среза фильтра ФНЧ 11, %р 2 лгтср - 6,28 (10 ... 20) 62,8 ... 135,6 1/с:

к - коэффициент усилени  системы регулировани  по частоте, К 5 ... 20. Тогда

г

2.2

(10...20)2гг(5...20)

0,9...7мс.

В предлагаемом устройстве во врем  обратного хода цикла ЛЧМ второй ФНЧ 11 исключен из цепи регулировани . Частота среза других звеньев цепи регулировани  по крайней мере на пор док (в 10 раз) больше , чем у ФНЧ 11. Поэтому врем  переходного процесса уменьшитс  примерно в 10 раз и составит г 0,09 - 0,7 мс.

Сравним эффективность компенсации нелинейности модул ционной характеристики дл  схемы прототипа (базового объекта ) и предлагаемого устройства.

Сигнал компенсации нелинейности модул ционной характеристики в схеме базового объекта проходит через второй ФНЧ 11, частота среза которого 10 ... 20 Гц. При этом, в случае формировани  крутых наклонов (и соответственно м алых по длительности рабочего хода) значительна  часть спектра сигнала компенсации отфильтровываетс , т.к. спектр его шире. Действительно, если длительность рабочего хода t 5 мс, то полоса спектра сигнала компенсации, ориентировочно определ ема  как величина, обратна  длительности рабочего хода будет

не менее, чем

П

1

1

1 2 л 5 6,28 - 32 Гц, а 32 Гц 10 Гц в 3 раза

На самом деле спектр еще шире, т.к. нелинейность модул ционной характеристики резко увеличиваетс  при формировании верхних частот ЛЧМ-сигкала (в конце рабочего хода имеем крутой загиб характеристики , что вцдно на фиг. 2д... з). Кроме того, сигнал компенсации поступает на дополнительный управл ющий вход ЧМ-генератора 3, по которому крутизна управлени  меньше , чем по основному управл ющему входу, что, в свою очередь, уменьшает эффект компенсации .

Если же не полностью скомпенсировать нелинейность модул ционной характеристики , то система авторегулировани  выходит из синхронизма и нарушаетс  закон формировани  ЛЧМ-сигнала. Это  вление накладывает ограничение на реализуемый диапазон перестройки частоты (девиации ЛЧМ-сигнала базового объекта.

В предлагаемом устройстве эти недостатки устранены. Сигнал компенсации нелинейности модул ционной характеристики поступает на основной управл ющий вход ЧМ-генератора 3 через блоки 9,1,2. По этому входу нет фильтра с полосой пропускани  10 Гц и сигнал компенсации нелинейности проходит без искажени  на управл ющий вход ЧМ-генератора 3. Хот  блок 2 представлен собой эквивалентно фильтр нижних частот, но в силу того, что производитс  последовательное суммирование пилообразного напр жени  и посто нной составл ющей , он не может вли ть на полосу пропускани  схемы. Интегратор 1 также эквивалентно представл ет собой схему фильтра нижних частот, но его частота среза выбираетс  более высокой, чем у ФНЧ 11 ( 300 Гц), а спад характеристики - более крутым (40 ... 60 дБ/дек). Большие воэ- можности при формировании частотной характеристики интегратора 1 возможны благодар  тому, что он не входит в основную петлю регулировани  фазы выходного сигнала , Более крутой спад частотной характе0 ристики интегратора 1 обеспечивает необходимое подавление шумовых составл ющих спектра сигнала, поступающего на основной управл ющий вход ЧМ-генератора 3. что обеспечивает сохранение низкого

5 уровн  фазовых флюктуации выходного сигнала при частотах отстройки от несущей, превышающих частоту среза частотной характеристики интегратора 1 {более « 300 Гц). Формирование аналогичной частотной

0 характеристики ФНЧ 11 невозможно без нарушени  устойчивой работы системы авторегулировани  (основной петли) или увеличени  уровн  фазовых флюктуации выходного сигнала.

5 Отсюда следует, что в предлагаемом устройстве девиаци  частоты ЛЧМ сигнала ограничена лишь возможности ЧМ-генератора 3, а в базовом объекте - также частотой . среза второго ФНЧ 11 и меньшей крутизной

0 управлени  по дополнительному управл ющему входу ЧМ-генератора 3. В то же врем  в предлагаемом устройстве уровень фазовых флюктуации выходного сигнала не изменилс  по сравнению с базовым

5 объектом. Действительно, в ближней зоне отстроек до 10 кГц от несущей уровень фазовых флюктуации определ етс  полосой частот и коэффициентом усилени  системы регулировани  фазы выходного

0 сигнала, а они остались без изменени . В дальней зоне отстроек (более 10 кГц) от несущей вклад схемы управлени  в величину уровн  шумов выходного сигнала ЧМ-генератора 3 также не изменилс , т.к. сигнал

5 управлени  на дополнительный управл ющий вход попрежнему поступает через второй ФНЧ 11, а на основной управл ющий вход-через схемы, эквивалентно представл ющие собой схемы фильтра нижних час0 тот (интегратор 1, блок 2).

Сравним методы компенсации нелинейности модул ционной характеристики ЧМ- генератора 3 предлагаемого устройства и устройства-прототипа, где используетс 

5 дискретна  система компенсации. Эта система обладает двум  недостатками:

1)она настраиваетс  только дл  данного эксземпл ра генератора,2 )в спектре выходного сигнала имеютс  паразитные составл ющие, которые возникают при переключении дискретов во врем  рабочего хода цикла ЛЧМ, а это недопустимо при высоких требовани х к чистоте спектра (к уровню фазовых флюктуации сигнала ).

Предлагаемое устройство свободно от этих недостатков за счет того, что  вл етс  автоматическим и непрерывным.

Проиллюстрируем сказанное примером сравнительного расчета компенсации нелинейности модул ционной характеристики схемы прототипа (базового объекта) и предлагаемого устройства. На фиг. 3 приведена в увеличенном масштабе модул ционна  характеристика ЧМ-генератора. Дл  конкретности зададимс  параметрами: Врем  пр мого хода цикла ЛЧМ30 мс

Начальна 

частота450 МГц

Заданна  конечна  частота650 МГц Частота среза ФНЧ 11 20 Гц Наклон характеристики ФНЧ 11 минус 20 дБ/декаду Крутизна управлени  ЧМ-генератора 3 по дополнительному управл ющему входу в 2 раза меньше крутизны по основному входу. По модул ционной характеристике определ ем размах управл ющего напр жени  (по основному входу) дл  обеспечени  девиации 650 ... 450 МГц1

22-5 17 В.

Определ ем графически величину наклона (така  величина обеспечивает оптимальные услови  захвата системы авторегулировани  при вводе в наклон) пилообразного напр жени , провед  касательную к модул ционной характеристике в области управл ющего напр жени  5В. Эта касательна  достигает значени  частоты 650 мГц при 15 В. Следовательно, наклон пилообразного напр жени  должен быть:

15-5 В 1

30 мс

-- « D/MC,

напр жение компенсации должно составл ть UKOMD 22 -15 7 В, а компенсаци  по частоте должна составл ть

- 650 - 580 - 70 МГц, где 650 - конечна  частота;

580- частота, определ ема  по модул ционной характеристике при напр жении управлени  15 В.

Примерна  эпюра сигнала компенсации представлена на фиг 2е Мгновенный спектр этого сигнала лежит в пределах от

10 Гц на начальном участке рабочего хода до 70 Гц на конечном участке за счет крутого загиба модул ционной характеристики при длительности рабочего хода 30 мс. Со- отношение составл ющей с максимальной частотой в спектре этого сигнала и частоты среза ФНЧ 11 составл ет

n

Af,

сигн.

fcpeaa

70 20

3,5.

При наклоне характеристики ФНЧ 11 минус 20 дБ/декаду, подавление высокочастотных составл ющих спектра управл ющего сигнала составит 3,5 раза (10,9 дБ) дл 

устройства-прототипа. Следовательно, дл 

получени  сигнала компенсации после

ФНЧ 11, равного ик 7 В, на входе величина

его должна составить икхп 7х3,5 24,5 В.

Учтем также, что крутизна по дополнительному управл ющему входу ЧМ генератора 3 в 2 раза меньше, чем по основному входу. Тогда величина сигнала компенсации должна быть увеличена вдвое UK 24,5 х 2 49 В.

Суммарна  величина сигнала компенсации и основного сигнала автоподстройки системы ( 5 В) составит: 49 + 5 54 В, Очевидно, что формирование сигналов с такой амплитудой на серийно выпускаемых элементах

(операционные усилители, коммутаторы, сумматоры) невозможно. Оценим, какую компенсацию по частоте можно получить реально в устройстве прототипе.

Максимальный сигнал компенсации,

который реально можно получить на существующей элементной базе 20 В. После прохождени  фильтра ФНЧ 11. он уменьшитс  в 3,5 раза и составит UK Uynp : n 20 : 3.5 5,7 В, учитыва , что

крутизна по дополнительному управл ющему входу ЧМ-генератора 3 в 2 раза меньше, эффективное напр жение компенсации будет

45

иЭфф 5,72 2,86В.

Определим графически по фиг. 3 крутизну управлени  по модул ционной характеристике в области управл ющих 50 напр жений 20 В, провед  касательную, .получим

SZOB

55

(675-595)МГц,8МГц/В1

тогда перестройка частоты, получаема  за счет схемы компенсации, составит A faKOMn ЧЬфф х Ззов 2,86 х 8 23 МГц, что мало, т.к. необходимо скомпенсировать 70 МГц. С

учетом компенсации полученна  верхн   частота будет 580 + 23 ЬОЗ МГц.

В предлагаемом устройстве достаточно иметь напр жение компенсации

AfK

S20B

70МГц

8 МГц/В 8 8В

така  величина (с запасом более, чем вдвое) вполне может быть сформирована на имеющейс  элементной базе.

Таким образом, по данным приведенного примера эффективность компенсации нелинейности модул ционной характеристики в предлагаемом устройстве больше:

1)по величине девиации ЛЧМ сигнала в

Лакоми. 70 МГц « пк „„„а ТЛЕ оо ..г- J,U5 раза,

ДТ2комп.23 МГц

где ДТиомп - компенсаци  по частоте заданна  (реализуема  в предлагаемом устройстве );

Д 2комп - компенсаци  по частоте, реализуема  в базовом объекте;

2)по величине абсолютной перестройки частоты

( fKOH fbt34 1

( TKOH нам J2

650-450 МГц

603-450 МГц -JPa3a

(fKOH - fHan)i - девиаци , реализуема  в предлагаемом устройстве: 650-450 200 МГц, (он - 34)2 - девиаци , реализуема  в базовом объекте: 603 - 450 153 МГц.

Таким образом, положительный эффект предлагаемого устройства по отношению к базовому объекту составл ет:

1)сокращение времени установки начальной частоты с 3 до 0,3 мс в 10 раз;

2)увеличение девиации ЛЧМ-сигнала в 1.3 раза (с 153 до 200 МГц);

3)увеличение эффективности компенсации по частоте в 3 раза (с 23 до 70 МГц),

Claims (1)

1. Формула изобретени  Формирователь сигналов с линейной частотной модул цией, содержащий последовательно соединенные формирователь пилообразного напр жени , блок установки уровн  посто нной составл ющей пилообразного напр жени , частотно-модулированный генератор, блок преобразовани  частоты, преобразователь последовательности импульсов, частота следовани  которых измен етс  по параболическому закону, в равномерную последовательность импульсов, блок сравнени , первый фильтр нижних частот, инвертирующий усилитель и

   сумматор, синтезатор частот, первый выход которого соединен с другим входом блока преобразовани  частоты, второй фильтр нижних частот, формирователь управл ющих сигналов временной синхронизации, первый и второй управл ющие выходы которого соединены соответственно с входом установки режима работы преобразовател  последовательности импульсов, частота

   следовани  которых измен етс  по параболическому закону, в равномерную последовательность импульсов и с управл ющим входом блока установки уровн  посто нной составл ющей пилообразного напр жени ,

   выход сигнала выбора частоты и выход сигнала управлени  параметром наклона линейной модул ционной характеристики формировател  управл ющих сигналов временной синхронизации соединены соответственно с входом установки частот синтезатора частот и с другим входом сумматора , при этом второй выход синтезатора частот соединен с другим входом Ьлока сравнени , выход второго фильтра нижних

   частот соединен с вторым управл ющим входом частотно-модулированного генератора , отличающийс  тем, что, с целью увеличени  диапазона перестройки частоты , уменьшени  фазовых шумов путем повышени  линейности модул ционной характеристики, введены усилитель с управл емым коэффициентом усилени , управл емый ключ и формирователь кодовых управл ющих сигналов, блок сравнени 

   выполнен в виде импульсного частотно- фазового детектора, формирователь пилообразного напр жени  выполнен в виде интегратора со сбросом, вход сигналов сброса которого подключен к первому управл ющему выходу формировател  кодовых управл ющих сигналов, второй и третий управл ющие выходы которого соединены соответственно с управл ющим входом управл емого ключа и с управл ющим входом

   усилител  с управл емым коэффициентом усилени , сигнальный вход которого подключен к выходу импульсного частотно-фазового детектора, при этом выход усилител  с управл емым коэффициентом усилени 

   соединен с входом второго фильтра нижних частот и с сигнальным входом управл емого ключа, выход которого подключен к второму управл ющему входу частотно-модулированного генератора, а выход сумматора подключей к информационному входу интегратора со сбросом.