PT89395B - Dispositivo de televisao compativel, avancado, com portadora auxiliar - Google Patents

Description

Este invento refere-se a um dispositivo de televisão de d£ finição aumentada (EDTV) em que a informação auxiliar de banda ba se modula um sinal portador auxiliar.

Um receptor de televisão convencional, tal como um receptor de acordo com os padrães de transmissão do dispositivo americano de televisão a cores (NTSC), adoptados nos Estados Unidos e noutros países, tem um alargamento de 4:3 (a relação entre a largura e a altura de uma imagem exibida). Recentemente tem havido interesse na utilização de alargamentos maiores nos dispositivos de recepção de televisão tais como 2:1, 16:9 ou 5:3, uma vez que tais alargamentos maiores se aproximam mais ou igualam o alargamento do olho humano do que o alargamento de 4:3 de um receptor de televisão convencional. Os sinais de informação vídeo com um alargamento de 5:3 têm recebido uma particular atenção uma vez que este alargamento se aproxima do de uma imagem de cine ma e assim tais sinais podem ser transmitidos e recebidos sem se cortar a informação de imagem. No entanto os dispositivos de televisão de écran largo que simplesmente transmitem sinais tendo um alargamento aumentado quando comparado aos dispositivos conven cionais são incompatíveis com os receptores de alargamento convejn cional. Isto torna que seja difícil a adopção generalizada dos dispositivos de écran largo.

E, além disso, desejável ter um dispositivo de écran largo que seja compatível com receptores de televisão convencionais. E mesmo mais desejável ter um tal dispositivo de écran largo compatível com possibilidades para aumentar ou prolongar a definição da imagem exibida de modo a proporcionar detalhe de imagem extra. Por exemplo, o tal dispositivo de écran largo EDTV (televisão de definição aumentada) pode incluir aparelhos para proporcionarem uma imagem progressivamente explorada. Um exemplo de um dispositivo de écran largo EDTV é descrito por Μ. A. Isnardi, et al., num artigo intitulado Encoding for Compatibility and Recoverability in the ACTV System, publicado em IEEE Transactions on Broadcasting, Vol. BC-33, N9. 4 de Dezembro de 19Θ7. Nesse dis68 591

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-3positivo é desenvolvido um sinal de televisão incluindo primeiro, segundo, terceiro e quarto componentes. 0 segundo componente (iç formação de painel lateral de alta frequência) e o terceiro (infoj? mação de detalhe de luminância de extra alta frequência) são modu^ lados em quadratura numa subportadora auxiliar. A modulação em quadratura é utilizada para recuperar os segundo e terceiro compo nentes num receptor.

No caso da modulação em quadratura convencional, cada uma das bandas laterais superior e inferior envolvendo a portadora de quadratura contém ambos os primeiro e segundo componentes de sinal de modulação em quadratura. A separação adequada dos componentes de modulação em quadratura requer que um oscilador de referência, tal como o oscilador local de uma secção desmoduladora em quadratura do receptor, apresente uma carac terís tica de fase precisa pj3 ra manter o isolamento entre os dois componentes de sinal de modu. lação em quadratura. Um erro na fase do oscilador de referência local produzirá cruzamento entre os dois componentes desmodulados, cruzamento que pode ser notável se o erro de fase é su f icie nteme_n te grande. Se o erro de fase é suficientemente grande, por exemplo 909, o conteúdo de informação dos dois componentes será inte_r permutado durante a desmodulação, resultando em grande distorção de imagem. Os efeitos indesejáveis de cruzamento podem também ser produzidos como um resultado de fantasmas de sinal. Nesse caso a portadora de quadratura aparecerá numa fase arbitrária que pode ser suficiente para produzir distorção apreciável da informa ção contida nos componentes de modulação. As dificuldades potenciais associadas com a existência de um erro de fase num esquema de modulação/desmodulação em quadratura são evitados num dispositivo de acordo com o presente invento.

De acordo com os princípios do presente invento, a fase de sinal não está ligada para separar os primeiro e segundo compo nentes de modulação de um sinal portador auxiliar. Especif icamejn te numa concretização preferida descrita do invento, os primeiro e segundo componentes de sinal de écran largo EDTV auxiliares são cada um deles transmitidos com um sinal portador suprimido de ban, da lateral única. 0 primeiro componente de modulação ocupa uma

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banda de frequência numa banda lateral inferior de uma portadora suprimida exclusiva do segundo componente de modulação, e o seguri do componente de modulação ocupa uma banda de frequência numa ba_n da lateral superior da portadora suprimida, exclusiva do primeiro componente. Este arranjo será depois referido como um dispositivo duplo de codificação de banda lateral única (OSSB).

Numa concretização preferida descrita de um dispositivo EDTV de écran largo, de acordo com os princípios do presente invento, um sinal de écran largo explorado progressivamente, de alta resolução original, é codificado para incluir quatro componentes derivados de um sinal compósito. Os quatro componentes são processados separadamente, antes de serem recombinados num único canal de transmissão de sinal.

Um primeiro componente é um sinal entrelaçado de 2:1 principal, com um alargamento de 4:3 padrão. Este componente compreende uma porção central do sinal de écran largo que foi expandida no tempo, para ocupar aproximadamente todo o tempo de linha activo de alargamento 4:3 e informação de baixa frequência horizontal de painel lateral, nas regiães sobreexploradas de imagem horizontais esquerda e direita onde tal informação é ocultada da vista num visor de receptor de televisão padrão.

Um segundo componente é um sinal entrelaçado 2:1 auxiliar compreendendo informação de alta frequência de painel lateral esquerdo e direito que foram cada expandidos no tempo para metade do tempo de linha activo. Assim, a informação de painel lateral expandida ocupa substancialmente todo o tempo de linha activo.

Um terceiro componente é um sinal entrelaçado 2:1 auxiliar, derivado da fonte de sinal de écran largo compreendendo informação de detalhe de luminância horizontal de alta frequência entre apro ximadamente 5,0 MHz e 6,2 MHz. Este componente, após translação para baixo em frequência, representa o segundo componente de modjj lação de banda lateral do dispositivo de modulação DSSB.

Um quarto componente é um sinal de ajuda entrelaçado 2:1 auxiliar compreendendo informação de detalhe de luminência vertical-temporal (U-T), que de outro modo seria perdida na conversão

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-5da exploração progressiva para a formatação entrelaçada.

Este componente de sinal ajuda a reconstruir a informação de imagem perdida e para reduzir ou eliminar a tremura não desejada e artifícios de movimento num receptor EDTU de écran largo.

Num receptor EDTV de écran largo, um sinal compósi_ to contendo os quatro componentes descritos é descodificado nos quatro componentes constituintes. Os componentes de codificação são processados separadamente e utilizados para desenvolverem um sinal de écran largo representativo de ima_ gem com resolução aumentada.

Nos desenhos:

a fig. 1	representa uma vista geral de um dispositivo codificador de écran largo EDTU de acordo com o presente invento;
a fig. la	mostra um diagrama detalhado de blocos do codificador para o dispositivo descrito;
as figs. lb-le	incluem diagramas úteis para a compreensão do funcionamento do dispositivo descrito;
as figs. 2-5	representam formas de onda de sinal e diagramas úteis para a compreensão do funcionamento do dispositivo descrito;
a fig. 13	mostra um diagrama de blocos de uma parte de um receptor de écran largo EDTU incluindo o c_o dificador de acordo com o presente invento;

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-6as figs. 6-12 e 14-23 representam aspectos do dispositivo descrito em maior detalhe; e as figs. 24a e 24b mostram detalhes do aparelho modulador e desmodulador DSSB de acordo com o presente invento, respectivamente.

Um dispositivo destinado a transmitir imagens de grande alargamento, por exemplo 5:3 através de um canal de emissão padrão por exemplo NTSC deve conseguir uma imagem de alta qualidade exibida num receptor de écran largo, enquanto que praticamente elimina ou reduz degradaçães observáveis num visor de alargamento padrão 4:3. A utilização das técnicas de compressão de sinal nos painéis laterais de uma imagem, tira vantagem da região de sobreexploração hor_i zontal de um visor de receptor de televisão padrão NTSC, mas pode sacrificar a resolução da imagem nas regiães de painel lateral de uma imagemde écran largo reconstruída.

Uma vez que a compressão no tempo resulta numa expaji são nos domínios de frequência, apenas os componentes de ba_i xa frequência sobreviveriam no processamento num canal de t.e levisão padrão, que exibe uma largura de banda, menor quando comparada com a requerida para um sinal de écran largo. Assim quando os painéis laterais comprimidos de um sinal de écran largo compatível são expandidos num receptor de écran largo, resulta uma diferença apreciável entre a resolução ou conteúdo de alta frequência de porção central de uma imagem de écran largo exibida e os painéis laterais a não ser que se tenha feito algo para evitar este efeito. Esta diferença apreciável é devida ao facto de que a informação de painel lateral de baixa frequência seria recuperada, mas a informação de alta frequência seria perdida devido aos efeitos li mi tadores de banda do canal de video.

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No dispositivo da fig. 1 os elementos que são comuns ao

dispositivo mais detalhado da fig. la são identificados pelos mes mos números de referência. Como se mostra na fig. 1 um sinal ori ginal de exploração progressiva de écran largo com informação de painel esquerdo, direito e central é processado de modo a desenvolver quatro componentes codificados separados. Estes quatro componentes foram descritos acima e estão representados genericamente na fig. 1 no contexto de um visor de imagem. 0 processamen to do primeiro componente (contendo informação da porção central expandida e informação de baixa frequência da porção lateral comprimida no tempo) é feito de modo que a largura de banda de luminância resultante não exceda a largura de banda de luminância NTSC de 4,2 MHz, neste exemplo. Este sinal é codificado em cor em formatação padrão NTSC e os componentes de luminância e crominância deste sinal são pré-filtrados de modo adequado (por exemplo usando filtros de campo combinado) para proporcionar a separação luminância e crominância aperfeiçoada de ambos os receptores de écran largo e padrão NTSC.

A expansão no tempo do segundo componente (informação de alta frequência de painel lateral) reduz a sua largura de banda horizontal a cerca de 1,1 MHz. Este componente não está espaci. almente correlacionado com o sinal principal (o primeiro componente) e são tomadas percauçães especiais para ocultar a sua v_i sibilidade nos receptores padrão NTSC como será explicado.

conteúdo de informação de lumiância de alta frequência prolongada de 5,0 a 6,2 MHz do terceiro componente é primeiro deslocada para baixo em frequência para uma gama de frequências de 0 a 1,2 MHz antes do processamento adicional. Este componente é conformado para a formatação padrão 4:3 que o correlaciona espacial mente com o sinal principal (o primeiro componente) para ocultar a sua visibilidade em receptores de padrão NTSC. A informação de painel lateral comprimida do terceiro componente apre senta uma largura de banda que é um sexto da informação central

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quarto componente (ajuda vertical-temporal) é conformado para a formatação padrão 4:3 para correlacioná-lo com o componente de sinal principal e assim ocultar a sua visibilidade nos receptores de padrão NTSC e & horizontalmente limitado em largura de banda a 750 KHz.

primeiro, segundo e terceiro componentes são processados por integradores intraquadro respectivamente 38, 64 e 76 (um tipo de filtro vertical-temporal (V-T)) para eliminar cruzamentos V-T entre os componentes de sinal principal e auxiliar num receptor de écran largo. 0 primeiro componente é integrado intraquadro apenas acima de aproximadamente 1,5 MHz. 0 segundo e terceiro componentes integrados intraquadro identificados como X e Z são comprimidos não linearmente ern amplitude antes da modulação em quadratura de uma subportadora alternativa ACS de 3,108 MHz com uma fase de campo alternante diferente de uma subportadora de cromináncia num bloco 80. Um sinal modulado (m) do bloco (80) é adicionado ao primeiro componente integrado intraquadro (N) num adicionador 40. Um sinal de saída resultante é um sinal de banda du base, com uma largura de banda de 4,2 MHz (lITSCT) que, conjuntamente com o quarto componente filtrado em passa baixo de 750 KHz (YTN) a partir do filtro 79, modula em quadratura uma portadq ra de imagem RF num bloco 57 para produzir um sinal RF compatível NTSC quo pode ser transmitido a um receptor de padrão NTSC ou a um receptor de exploração progressiva de écran largo através de um canal de emissão de largura de banda padrão único.

Como se verá a partir do codificador da fig. la, a utiliz.a ção de compressão no tempo no primeiro componente, permite à informação de painel lateral de baixa frequência ser completamente espremida na região sobreexplorada horizontal de um sinal padrão NTSC. A informação de painel lateral de alta frequência é compartilhada espectraimente com o sinal padrão NTSC através do canal de transmissão vídeo de um modo evidente para uin receptor padrão através da utilização de uma técnica de modulação em quadratura da subportadora alternativa envolvendo o bloco 80,como será explicado. Quando recebido por uin receptor de padrão NTSC, apenas a porção de painel central do sinal principal (o primeiro coni

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ponente) é visto. 0 segundo e terceiro componentes podem criar um padrão de interferência de baixa amplitude que não é percept_í vel em distâncias de visionamento normais e em posições de contro lo de imagem normais. □ quarto componente 6 completamente reroovj. doem receptores com detectoros de vídeo síncronos. Em receptores com invólucros detectores o quarto componente é processado mas não é percebido,devido a estar correlacionado com o sinal principal .

A fig. lb representa o espectro RE do dispositivo de écran largo EDTV descrito incluindo a informação auxiliar comparada com o espectro RF do um dispositivo NTSC padrão. No espectro do dispositivo descrito a informação de detalhe de luminância horizontal de alta e extra alta frequências de painel lateral, prolonga-se aproximadamente 1,1 MHz em cada lado da Frequência de 3,108 MHz da subportadora alternativa (ASC). A informação de sinal de ajuda V-T (componente 4) prolonga-se 750 KHz em cada lado da frequência portadora de imagom de sinal principal.

Um receptor de exploração progressiva, de écran largo inclui dispositivos para reconstruírem o sinal de exploração progres_ siva de écran largo. Comparado a um sinal padrão NTSC, o sinal de écran largo reconstruído tem painéis laterais esquerdo e dire^i to com resolução de padrão NTSC e um painel central com um alargjs mento 4:3 com detalhes de luminância horizontal e vertical particularmente em porções estacionárias de uma imagem.

Duas considerações básicas comandam a técnica de processamento de sinal associada com o desenvolvimento e processamento do primeiro, segundo, terceiro e quarto componentes de sinal. Estas considerações são a compatibilidade com receptores existentes e recuperabilidade no receptor.

A completa compatibilidade implica que o receptor e □ trans missor sejam compatíveis de tal modo que os receptores padrão existentes possam receber os sinais de écran largo EDTV e produzam uma exibição padrão sem adaptadores ospeciais. A compatibil_i dade neste sentido requer por exemplo que a formatação de explora ção de imagem transmitida seja substancialmente a mesma que ou dentro das tolerâncias da formatação de exploração de imagem do

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receptor. A compatibilidade significa também que os componentes não padronizados extra devem ser física ou perceptualmente ocultados no sinal principal quando exibidos em receptoras padrão. Para conseguir a compatibilidade de neste último sentido o dispositivo descrito utiliza as seguintes técnicas para ocultar os com ponentes auxiliares.

Como explicado os baixos de painel lateral são ocultados fisicamente na região sobreexplorada horizontal de um receptor p_a drão. 0 componente 2 que é um sinal de baixa energia comparado com o componente de baixos de painel lateral e o componente 3 que é normalmente um sinal de detalhe de alta frequência da baixa enojr gia são comprimidos em amplitude e modulados em quadratura para uma subportadora alternativa a 3,106 MHz que é uma frequência entrelaçada (um múltiplo ímpar de metade da frequência de linha horizontal). A frequência, fase e amplitude da subportadora alternativa são Bscolhidas de modo que a visibilidade do sinal subportador alternativo modulado, é reduzida tanto quanto possível, por exemplo, através do controlo da fase da subportadora alternativa campo a campo do modo que ela alterna 1602 a partir de um campo para o seguinte apesar da fase da subportadora de crominância.

Apesar dos componentes subportadores alternativos modulados se encontrarem inteiramente dentro da passa banda do crominêjq cia (2,0 - 4,2 MHz) os componentes subportadores alternativos modulados são ocultados pe rcep tual me nte dsuido a seroin oxibidos como tremuras de cor complementares da frequência de campo que não são apercebidas pelo olho humano em nívois normais de saturação de crominância. Também, a compressão de amplitude não linear dos componentes de modulação anteriores à modulação de amplitude, reduz vantajosamente os sobredisparos do amplitude instantâneos para um nível baixo aceitável.

componente 3 é ocultado por expansão no tempo da informa ção de painol central, para coincidir com a formatação padrão 4:3 correlacionando espacial mente assim (e correlacionando temporalmente), o componente 3 coin o componente 1. Isto é conseguido por meio de um codificador de formatação como será explicado. Essa correlação espacial ajuda a evitar que a informação do componente 3 interfira com a informação do componente 1 após o componente 3 ser modulado em quadratura com o componente 2, na subportadora al_

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ternativa e combinado com o componente 1.

componente 4, é um sinal de ajuda, que também é oculta do por expansão no tompo da informação de painel central para coincidir com a formatação padrão 4:3, correlacionando espacialmente assim,o componente 4 com o sinal principal. 0 componente 4 é removido nos receptores padrão com detectores síncronos e é perceptualmente ocultado nos receptores padrão com detectores de invólucro devido a ser correlacionado espacialmente com o sinal pri ncipal.

A recuperação dos componentes 1, 2 e 3, num receptor de ex ploração progressiva de écran largo,ó conseguida pela utilização de um processo de integração intraquadro no transmissor e receptor. Este processo está associado com os elementos 38, 64 e 76 no dispositivo de transmissão das figs. 1 e la e com os elementos associados no recep tor, conio será explicado. A integração intraquadro é um tipo de técnica de condicionamento de sinal que prepara dois sinais altamente correlacionados visualmente para combinação mútua. Eles podem ser recuperados eficiente e precisamente depois, como por exemplo, por meio de um dispositivo de armazenamento de campo livre de cruzamento U-T (vertical-temporal) mesmo em preseja ça de movimento no caso de sinais representativos de imagem.

tipo de condicionamonto de sinal utilizado para este fim envolve substancialmente,tornar os dois sinais idênticos numa base de campo, isto é, através da produção de duas amostras, com va. lores idênticos, num campo diferente. A integração intraquadro á uma técnica conveniente para se conseguir este objectivo, mas outras técnicas podem ser também usadas. A integração intraquadro é basicamente um processo de pré-filtragern e pós-fi1tragem digital de tempo variável linear pura assegurar □ recuperação precisa de dois sinais combinados altamente correlacionados visualmente. 0 cruzamento horizontal é eliminado por limites de banda entre pré-filtros horizontais no codificador do transmissor e por filtros posteriores no descodifica dor do receptor.

processo de integração intraquadro no domínio de tempo, está representado genericamente pela fig. lc em que pares de campos são tornados idênticos pela integração de pixels (A, B e C, D)

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que estão afastados de 262H. 0 valor médio substitui os valores originais em cada par. A fig. ld representa □ processo de integração intraquadro no contexto do dispositivo da fig. 1. Começajn do com os componentes 2 e 3, pares de pixels (elementos de imagem) afastados de 262H, dentro de um quadro são integrados e o valor médio (por exemplo XI, X3 e Z1 , Z3) substitui os valores originais de pixel. Esta integração U-T ocorre dentro de um quadro e não atravessa os limites do quadro.

No caso do componente 1 a integração intraquadro é executa da apenas na informação acima de aproximadamente 1,5 FiHz de modo a não afectar a informação de detalhe vertical de baixa frequência. No caso dos componentes 1 e 2 a integração intraquadro é executada num sinal compósito incluindo componentes de crominância (c) e luminância (y) através da banda de crominância. 0 componon te de crominância do sinal compósito sobrevive à integração intra quadro devido aos pixels afastados de 262H estarem em fase em relação h subportadora de crominância de cor. A fase da nova sub portadora alternativa é controlada de modo que fica exactamente fora de fase para pixels afastados de 262H e é, além disso, diferente da fase da subportadora de crominância que não se altera de um campo para o seguinte. Assim quando os componentes 2 e 3 (após modulação em quadratura) são adicionados ao componente 1 na uni d,a de 40 os pixels afastados de 262H têm a forma (M ♦ A) e (M - A) em que M é uma amostra do sinal compósito principal acima de 1,5 MHz e A é uma amostra do sinal modulado auxiliar.

Com a integração intraquadro o cruzamento V-T é virtualmen te eliminado, mesmo na presença de movimento. A Bste respeito o processo de integração intraquadro produz amostras idênticas afas_ tadas de 262H.

No receptor é uma simples questão recuperar o conteúdo de informação, exactamente destas amostras, isto é, livres de cruza68 591

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mento por integração e diferenciação de amostras de pixel afasta das de 262H dentro de um quadro como será explicado, recuperando assim informação de sinal principal e auxiliar. Num descodific_a dor no receptor a informação original integrada intraquadro pode sor recuperada substancialmente intacta, através de um processo de integração e diferenciação intraquadro,uma vez que a informação altamente correlacionada visualmente original, tem de ser tornada substancialmente idêntica campo a campo.

Também no receptor o canal RF é desinodulado em quadratura utilizando um detector RF síncrono. 0 componente 4 é assim sepa rado dos outros três componentes. A integração o diferenciação intraquadro são utilizadas para separarem o componente 1 dos componentes 2 e 3 modulados e a des modul ação em quadratura é utiliz_a da para separar os componentes 2 e 3 como será explicado em relação à fig. 13.

Após os quatro componentes terem sido recuperados no receptor os sinais compósitos são descodificados em NTSC e separados em componentes de luminância e crominância. 0 traçado inverso é executado em todos os componentes para recuperar o alargamento de écran largo e os altos de painel lateral são combinados com os baixos para recuperação de toda a resolução de painel lateral. A informação de detalhe de luminância de alta frequência prolongada, é desviada da sua gama de frequência original e adicionada ao sinal de luminância que é convertido para a formatação de exploração progressiva, utilizando interpolação temporal e o sinal de ajuda. □ sinal de crominância é convertido para a formatação de exploração progressiva utilizando interpolação temporal não assistida. finalmente os sinais de exploração progressiva de Ijj minância e crominância são convertidos para a formatação analógica e postos em matriz para prpduzirem sinais de imagem de cor RCB para exibição pelo dispositivo de visor de exploração progressiva de écran largo.

Antes de explicar o dispositivo de codificação de écran largo compatível da figura 1, 6 feita referência às formas de onda A e B de sinal da fig. 2. 0 sinal A é um sinal de écran largo de alargamento 5:3 que é para ser convertido num sinal compatível

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NTSC padrão coni um alargamento de 6:3 como representado pelo sinal Θ. 0 sinal de écran largo A inclui uma porção de painel central associada com informação de imagem primária ocupando um intervalo TC e porções de painel lateral esquerdo e direito associadas com informação de imagem secundária e ocupando intervalos TS. Neste exemplo, os painéis lateral esquerdo e direito apresen tam alargamentos substancialmente iguais, menores do que o do pa_i nel central que está centrado entre eles.

sinal de écran largo A á convertido no sinal NTSC B pela compressão de certa informação de painel lateral, completamente nas regiões sobreexploradas horizontais associadas com os interva los de tempo TO. 0 sinal NTSC padrão tem um intervalo de linha activo TA (com a duração de aproximadamente 52,5 micro-segundos) que abarcam intervalos de sobreexploração TO, um intervalo de teni po de exibição TO que contém a informação vídeo para ser exibida e um intervalo de tempo de linha horizontal total TH com a duração de aproximadamente de 63,556 micro-segundos. Os intervalos TA e TH são os mesmos para os sinais tanto de écran largo como NTSC padrão.

Verificou-se que quase todos os receptoras de televisão de consumo têm um intervalo de sobreexploração que ocupa, pelo menos 6‘_zó do total de tempo de linha activo TA, isto á, 2% da sobreexpl^ ração nos lados esquerdo e direito. A uma frequência de amostragem entrelaçada de 6 x f_gc (onde f é a frequência da subportado ra da cor), cada intervalo de linha horizontal contêm 910 pixels (elementos de imagem) dos quais 756 constituem a informação de ima gem de linha horizontal activa a ser exibida.

dispositivo EDTV de écran largo é mostrado em maior deta lhe na fig. la. Referindo a fig. la, unia câmara de exploração progressiva de écran largo 10 de 60 campos/seg. e 252 linhas proporciona um sinal de cor de écran largo com componentes RCD e um amplo alargamento de 5:3 neste exemplo. Uma fonte de sinal entre laçado pode ser também utilizada, mas uma fonte de sinal de explç^ ração progressiva produz resultados superiores. Uma câmara de écran largo tem um alargamento maior e uma largura de banda vídeo maior em comparação a uma câmara NTSC padrão. A largura do banda

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vídeo de uma câmara de écran largo é proporcional ao produto do sou alargamento com o número total de linhas por quadro, entre outros fac toras □través da vídeo provoca um assim como quando o sinal é um alargamento de 4:3. Por o sinal de écran largo para

Assumindo como constante a velocidade de explocSmara de écran largo, um aumento no seu alargacorrespondente aumento na sua largura de banda a compressão horizontal exibido por um receptor estas razões, da do informação do imagem televisão padrão com necessário modificar é

a total compatibilidade NTSC.

sinal vídeo de cor processado polo dispositivo codificador da fig. 1 contém componentes de sinal tanto do lumináncia como de crominãncia. Os sinais de luminância e crominância contém informação tanto do baixa como de alta frequências que na explica^ ção seguinte será referida como baixos e altos, respec tivanien te.

Os sinais vídeo de cor de exploração progressiva do écran largo de largura de banda grande a partir da câmara 10 são postos em forma de matriz numa unidade 12 para derivarem o componente de lumináncia Y e os componentes de sinal I e Q dos sinais de cor R, G e B. Os sinais de exploração progressiva de banda larga Y, I, Q, são amostrados a uma frequência de oito vezes a frequência da subport3dora de crominância (8 x f ) e são convertidos da forma s c analógica em digital (binária) individual mente por conversores analógico/digital (ADC) numa unidado ADC 14. S3o depois filtrados individual monte por filtros passa baixo vertical-temporal separados numa unidade de filtro 16 para produzirem sinais filtrados YF , IF e QF. Estes sinais são cada um deles da forma indicada pela forma de onda A na fig. 2.

Os filtros separados são filtros lineares de tempo invariante 3X3 do tipo mostrado na fig. 10d, como será explicado. Estes filtros reduzem ligeiramente a resolução vertical-temporal, em particular a resolução V-T diagonal para evitarem artifícios entrelaçados indesejados (como por exemplo tremura, bordas com interferências e outros efeitos erráticos relacionados) no sinal principal (componente 1 na fig. 1) após conversão de exploração progressiva para entrelaçada. Bs filtros mantêm praticamente toda

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a resolução vertical em porções estacionárias da imagem.

factor de expansão de painel central (CEF) é uma função da diferença entre a largura de uma imagem exibida por um receptor padrão. A largura de imagem de um visor de écran largo com uin alargamento de 5:3 é 1,25 vezes maior do que a largura de im£ gem de um visor padrão com um alargamento de 4:3. Este factor de 1,25 é um factor de expansão de painel central preliminar que deve ser ajustado tendo em conta a região de sobreexploração de um ruceptor padrão e tendo em conta uma ligeira sobrexposição intencional das regiões limites entre os painéis central e lateral como será explicado. Estas considerações ditam um CEE du 1,19.

Os sinais de exploração progressiva da rede de filtro 16 apresentam uma largura de banda de 0-14,32 MHz e são respectiuamente convertidos em sinais entrelaçados de 2:1, de exploração progressiva (P) para entrelaçado (I), por meio de conversores 17a, 17b e 17c, cujos detalhes serão explicados em ligação com as figs. 22 e 23. Os sinais de saída IF’, QF¹ e YF¹ dos conversores 17a-17c apresentam uma largura de banda de 0-7,16 MHz uma vez que a frequência de exploração horizontal para sinais entrelaçados é nie tade da dos sinais de exploração progressiva. No processo de cori versão, o sinal explorado progressivamente á subamostrado, tomando metade das amostras de pixel disponíveis para produzir o sinal principal entrelaçado de 2:1. Especificamente, cada sinal de exploração progressiva é convertido na formatação entrelaçada de 2:1 retendo tanto as linhas ímpares como as linhas pares em cada campo e lendo os pixels retidos a uma frequência de 4 x f (14,32 MHz). Todo o processamento digital subsequente dos sinais entrelaçados ocorre ò frequência de 4 x f .

A rede 17c inclui também uma rede de predição de erro. Uma saída da rede 17c, YF', é a versão do luminância subamostrada entrelaçada do componente de exploração progressiva pré-filtrado. Outro sinal de saída (luminância) da rede 17c, YT, compreende informação ver tical-temporal derivada da informação de diferença de campo de imagem e representa uma predição temporal ou interpolação temporal, □ erro entre os valores efectivo e previsto das amostras de luminância em falta no rcceptor, como será explica63 591

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do. A predição é baseada numa média da amplitude dos pixels de antes e de depois, que estão disponíveis no roceptor.

sinal YT, um sinal de ajuda de luminãncia que auxilia a reconstruir o sinal de exploração progressiva no receptor, conta essencialmente para um erro que se espera que o receptor faça em relação aos sinais de imagem não estacionários b facilita a supres são de tal erro no receptor. Nas porçães estacionárias de uma imagem o erro é zero e é realizada a reconstrução perfeita no recoptor. Verificou-se que o sinal de ajuda de crominância não é necessário na prática e que um sinal de ajuda de luininSncia é suficiente para produzir bons resultados, uma vez que o olho humano é menos sensível a uma falta de crominância vertical ou detalhe temporal. A fig. 2a representa o algoritmo utilizado para desenvolver o sinal de ajuda YT.

Referindo a fig. 2a,os pixels A, X e 0 no sinal de explora ção progressiva ocupam a mesma posição espacial numa imagem. Pixels pretos tais como A e B são transmitidos como o sinal principal e estão disponíveis no receptor. Um pixel branco tal como X não é transmitido e é previsto por uma média de quadro temporal (A ₊ 0)/2. Isto é, no codificador é feita uma predição para o p_i xel em falta X pela integração da amplitude dos pixels antes e depois A β Β. B valor previsto (A + B)/2 é subtraído do valor efectivo X para produzir um sinal de erro de predição correspondendo ao sinal do ajuda com uma amplitude de acordo com a expressão X-(A + B)/2. Esta expressão define a informação de diferença de campo temporal na adição em relação à informação média de quadro temporal.

sinal de ajuda é filtrado em passa baixo horizontal mente por meio de um filtro passa baixo de 750 KHz e conduzido como o sinal de ajuda YT. A limitação da banda do sinal de ajuda para 750 KHz é necessária para evitar que este sinal interfira com o canal RE mais baixo seguinte,após este sinal ser modulado para a portadora de imagem RF.

No receptor uma predição similar do pixel em falta X é fe.i ta utilizando uma média de amostras A e 0 e o erro de predição é adicionado à predição. Isto é, X é recuperado pela adição do erro

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previsto X-(	A < B)/2	na média temporal (A + B)/2.	Assim o	sinal
de ajuda V-T	facilita	a conversão da formatação en	trelaçada	para
a formatação	de exploração progressiva.

sinal de ajuda produzido pelo algoritmo de predição temporal descrito é, van ta josamente, um sinal de baixa energia em comparação com um sinal do predição produzido por alguns outros algo ritmos tais corno os utilizados para produzirem um sinal diferenc_i al de linha como descrito por M. Tsinberg no artigo ENTSC Two-Channel Compatible HDTV System (Dispositiwo HDTU compatível de dois canais ENTSC), IEEE Transactions on Consumer Electronics, uo lume CE-33, N9. 3 de Agosto de 1987, págs. 146-153. Em zonas paradas de uma imagem a energia de erro é zero porque a predição á perfeita. Uma condição de energia baixa é manifestada por imagens paradas ou sensivelmente paradas (tais como imagens de notícias transmitidas mostrando um Jornalista num fundo parado).

Foi verificada que □ algoritmo descrito produzia as interferências menos notáveis, após □ reconstrução da imagem no receptor, e o sinal de ajuda produzido pelo algoritmo desc ri to, re tém a sua utilidade após ser limitado em banda (filtrado) para cerca de 75U KHz. 0 sinal de ajuda produzido peio algoritmo descrito, apre senta de preferência energia zero na presença da informação de irna gem parada e, consequentemente, um sinal de ajuda associado com uma imagem parada,não é afectado pela filtragem.

Uma imagem de écran largo reconstruída aperfeiçoada,resulta mesmo se o sinal de ajuda não ó transmitido. Em tal caso porçães paradas da imagem serão muito mais finas do que uma imagem padrão NTSC, mas as partes móveis serão algo mais brandas e poderão apresentar interferências de batimento. Assim um emissor não necessita de transmitir inicialmente o sinal de ajuda, mas pode escolher para melhorar a transmissão RF, transmintindo-a num instante mais tarde.

dispositivo de predição temporal descrito,é útil,tanto para dispositivo de exploração progressiva como para a entrelaçado com frequências de linha mais altas do que as de linha padrão, mas funciona melhor com uma fonte do exploração progressiva tendo pixels A, X e B ocupando a mesma posição espacial numa imagem quo

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resulta numa prediçSo perfeita para imagens paradas. A predição temporal será imperfeita mesmo em porções paradas de uma iinagem se a imagem de écran largo original vier de uma fonte de sinal e_n trelaçado. Em tal caso, o sinal de ajuda terá mais energia e introduzirá ligeiros artifícios nas porções paradas de uma imagem reconstruída. As experiências mostraram que a utilização de uma fonte de sinal entrelaçado conduz a resultados aceitáveis, sendo os artifícios notados apenas numa inspecção apertada, mas que uma fonte de sinal de exploração progressiva introduz menos artifícios e produz resultados preferidos.

Voltando à fig. la, os sinais de écran largo entrelaçados IF', QF' e YF' dos conversores 17a-17c são filtrados respectivamente por filtros passa baixo horizontais 19a, 19b e 19c para pro duzirem um sinal IF·' com uma largura de banda de 0-600 KHz, um sj_ nal QF com uma largura de banda de 0-600 KHz o um sinal YF com uma largura de banda de 0-5 MHz. Estes sinais são em seguida sujeitos a um processo de codificação de formatação que codifica cja da um destes sinais para uma formatação 4:3 por meio de um dispositivo codificador de formatação associado coin uma unidade separa dora e processadora de sinal central e lateral 18.

Sumariamente a porção central de cada linha de écran largo é expandida no tempo e conformada para a exibida do tempo de linha activo com um alargamento de 4:3. A expansão no tompo provoca uma diminuição em largura de banda de modo que as frequCncías entrelaçadas originais de écran largo são tornadas compatíveis com a largura da banda padrão NTSC. Os painéis laterais são div_i didos em bandas de frequência horizontais de modo que o componente de altos de cor I e Q apresenta uma largura de banda de 83 KHz-600KHz (como mostrado para o sinal IH na fig. 7) o o componente de altos de luminância Y apresenta uma largura de banda de 700 KHz-5,0 MHz (como mostrado para o sinal YH na fig. 6). 0s baixos de painel lateral, isto é, os sinais Y0, 10 θ Q0 desenvolvidos c_o mo mostrado nas figs. 6 e 7, incluem um componente DC e são compr_i midos no tempo e conformados para as regiões sobreexploradas de imagem horizontal esquerda e direita em cada linha. 0s altos de painel lateral são processados separadamente, Detalhes deste pr£ cesso de codificação de formatação são dados imediatamente abaixo.

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No decurso de se considerarem os seguintes detalhes de codificação, se rá útil para também considerar a fig. ie , que representa o processo de codificação dos componentes 1,2, 3 e 4 no contexto da informação de painel central e lateral exibida. Os sinais entrelaçados filtrados IF, QF e YF são processados pelo processador e separador de sinal de painel lateral e central 13 p,a ra produzirem 3 grupos de sinais de saida YE, ΙΕ o QE , Y0, 10 e Q0 e YH, IH e QH. Os primeiros dois grupos de sinais ( YE, IE, QE e YD, 10, QO) são processados para dosenvolverem um sinal contendo um componente de painel central de largura de banda total e baixos do luminância de painol lateral comprimidos em regiões de sobreexplo ração horizontal.

terceiro grupo de sinais (YH, IH, QH) ó processado para desenvolver um sinal contendo altos de painel lateral. Quando es. tes sinais são combinados, um sinal de écran largo compatível NTSC com um alargamento de 4:3, é produzido. Os detalhes dos circuitos compreendendo a unidade 18 serão mostrados e explicados em ligação com as figs. 6 , 7 e 3.

Os sinais YE, IE e QE contêm □ informação de painel central completa e apresentam a mesma formatação como indicado para o sinal YE na fig. 3. Resumidamente o sinal YE é derivado do sinal YF como se segue. 0 sinal de écran largo YF contém pixels 1-754 que ocorrom durante o intervalo de linha activo do sinal de écran largo contendo informação de painel lateral e central. A informa ção de painel central de banda larga (pixels 75-680) 6 extraída como o sinal de luminância de painel central YC através de um pro cesso de desmultipiexação no tempo. 0 sinal YC é expandido no tempo pelo factor de expansão de painel central de 1,19 (isto é, 5,0 MHz : 4,2 HHz) para produzir o sinal de painel central compatível NTSC YE. 0 sinal YE apresenta uma largura de banda compat_í vel NTSC (0-4,2 hHz) devido à expansão no tempo pelo factor 1,19. 0 sinal IE ocupa o intervalo de exibição de imagem TD (fig. 2) e_n tre as regiães de sobreexploração TO. 0s sinais IE e QE são desenvolvidos a partir de sinais IF e QF respectivamente e são processados de modo similar ao do sinal YE.

Os sinais Y0, 10 e Q0 proporcionam a informação de painel lateral de baixa frequência (baixos) que é inserida nas regiões

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-21de sobreexploração horizontais esquerda e direita. Os sinais YO, 10 e Q0 apresentam a mesma formatação que a indicada para o sinal Y0 na fig. 3. Sumariamente o sinal Y0 é derivado a partir do sinal YF como se segue. 0 sinal de écran largo YF contém informa ção de painel esquerdo associado com pixels 1-84 e informação de painel direito associado com pixels 671-754. Como será explicado o sinal YF¹’ é filtrado em passa baixo para produzir um sinal de baixos de luminância com uma largura de banda de 0-700 KHz a partir do qual o sinal de baixos de painel lateral esquerdo e direito é extraído (sinal YL ' na fig. 3) através de um processo de de^s muitiplexação no tempo.

sinal de baixos de luminância YL' é comprimido no tempo para produzir o sinal de baixos de painel lateral Y0 com informação de baixa frequência comprimida nas regiões de sobreexploração associadas com pexels 1-14 e 741-754. 0 sinal de baixos comprinU do apresenta uma largura de banda aumentada proporcional ò quanti. dade da compressão no tempo. Os sinais 10 e Q0 são desenvolvidos a partir dos sinais IF e QF respectivamente e são processados de modo similar ao sinal YO .

0s sinais YE , IE, QE e Y0, 10, Q0 são combinados pelo combinador de sinal lateral e central 28, por exemplo um multiplexador no tempo para produzirem sinais YN, IN e QN com uma largura de banda compatível NTSC o um alargamento de 4:3. Estes sinais são de formato do sinal YN mostrado na fig. 3. 0 combinador 28 inclui também retardos de sinal apropriados para igualarem os tejn pos de transito dos sinais a serem combinados. Tais retardos de sinais de igualação estão também incluídos algures no dispositivo quando forem requeridos para igualarem os tempos de trânsito dos sinais.

Um modulador 30, um filtro passa banda 32, um filtro de atenuação de banda H-V-T 34 e um combinador 36 constituem um cod_i ficador de sinal NTSC aperfeiçoado. 0s sinais de crominância IN e UN são modulados em quadratura numa subportadora SC à frequência de subportadora de crominância NTSC nominalmente de 3,58 MHz pelo modulador 30 para produzir um sinal modulado CN. 0 modulador 30 é de desenho convencional e será descrito om ligação com

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a fig. 9. 0 sinal modulado CN é filtrado em passa banda nas dimonsões vertical U e temporal T por meio do filtro bidimensional V-T 32 que remove os artifícios de cruzamento no sinal de crominância entrelaçado, antes de ele ser aplicado a uma entrada de sinal de crominância do combinador 36, como um sinal CP.

sinal de luminância YN é filtrado em banda atenuada nas dimensões horizontal H, vertical V e temporal T por meio do filtro de atenuação de banda H-U-T de 3 dimensões 34 antes de ser aplicado como um sinal YP a uma entrada de luminância do combinador 36. 0 sinal de luminância filtrado YN e os sinais do difere_n ça de cor de crominância IN e dN servem para assegurar que o cruzamento de luminância e crominância será significativamente reduzido após codificação subsequente NTSC. Os filtros muitidimensi£ nais e espaciais-temporais tais como o filtro H-U-T 34 e o filtro V-T 32 na fig. 1, compreendem uma estrutura como a representada pe. la fig. 10 que será explicada subsequentemente. 0 filtro de atenuação de banda H-U-T 34 na fig. la,apresenta a configuração da fig. 10b e remove os componentes de frequência diagonais que se movem para cima do sinal de luminância YN. Estes componentes de frequência são similares, em aparência,aos componentes de subport_a dora de crominância e são removidos para fazerem um vazio no espectro de frequências, no qual a crominância modulada será inserida. A remoção dos componentes de frequância diagonais quo se movem para cima do sinal de luminância YN,não degrada a imagem exibida porque foi determinado que o olho humano é quase insensível a estes componentes de frequência. 0 filtro 34 apresenta uma fre quência de corte de aproximadamente 1,5 MHz de modo a não deteri^ rar a informação de detalhe vertical de luminância.

filtro passa banda U-T 32 reduz a largura de banda de crominância de modo que a informação de painel lateral de crominâri cia,modulada,pode ser inserida no vazio criado no espectro de luminância pelo filtro 34. 0 filtro 32 reduz a resolução vertical e temporal da informação de crominância de modo que as bordas estáticas e móveis são ligeiramente manchadas, mas este efeito é de pequena ou nenhuma consequência devido à insensibilidade do olho humano para tal efeito.

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Um sinal de saída de baixos central/lateral C/SL a partir do combinador 36, contém informação compatível NTSC para ser exibi, da como derivada do painel central do sinal de écran largo, assim como, baixos de painel lateral comprimidos (tanto em luminância como em crominância) derivados dos painéis laterais do sinal de écran largo e situados nas regiões de sobreexploração horizontais esquerda e direita,não visíveis por um espectador de um visor de receptor NTSC.

Os baixos de painel lateral comprimidos na região do sobra oxploração,representam uma parte constituinte da informação do paj. nul lateral para um visor ds écran largo. A outra parte constitu tiua, os altos de painel lateral, á desenvolvida pelo processador 10 como será explicado abaixo.

Os sinais de altos de painel lateral YH (altos de luminãncia) IH (altos 1) e QH (altos 0) estão representados na fig. 4. As figs. 6, 7,e 8 representam dispositivos para desenvolverem estes sinais como será explicado. Na fig. 4 os sinais YH, IH e QH contém informação de alta frequência de painel esquerdo associada com pixels de painel esquerdo 1-84 a informação de alta frequência de painel direito associada com pixels de painel direito 671-754.

sinal C/SL á processado por um integrador intraquadro 38, para produzir um sinal N que é aplicado à entrada de uin adicionador 40. 0 sinal integrado intraquadro N é quase idêntico ao sinal

C/SL devido à alta correlação visual da informação de imagem intra quadro de sinal C/SL. 0 integrador 38 integra o sinal C/SL abaixo de aproximadamente 1,5 MHz e auxilia a reduzir ou eliminar □ cruzamento vertical e temporal entre os sinais principal e auxiliar. A gama de frequências de passa alto de 1,5 MHz e abaixo da qual o integrador intraquadro funciona, foram escolhidas para assegurar que a integração total intraquadro ó conseguida para informação a 2 MHz ou abaixo para impedir a informação de detalhe vertical de luminância de ser degradada pelo processo de integração intraquadro. U cruzamento horizontal é eliminaao por meio de um limitador de banda de 2D0 KHz,entre um filtro associado ao integrador intra quadro 38 no codificador 31 o um filtro associado a uma unidade integradora-diferenciadora intraquadro no descodificador da fig.

13. As figs. 11a e 11b mostram detalhes do integrador intraquadro

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de altos 38. As figs. 11a, 11b u 13 serão subsequentainento expli. cadas.

Os sinais IH, C|H e YH são colocados na formatação NTSC por meio de um codificador NTSC 60 que é similar ao codificador 31. Especificamente o codificador 60 inclui dispositivos do tipo mostrado na fig. 9 assim como dispositivos para modularem em quadratura a informação de altos de crominância de painel lateral para informação de altos de crominância de painel lateral em 3,58 MHz, para produzir o sinal NTSCH, a informação de altos do painel lat.e rai na formatação NTSC. Este sinal está representado na fig. 5.

A utilização de filtragem em passa banda muitidimensional, em codificadores NTSC 31 a 60 permite, com vantagem, que os compo nentes de luminância e crominância sejam separados,uirtualmente livres de cruzamentos, no receptor, quando o receptor inclui filtragem muitidimensional complementar para separar a informação de luminância e crominância. A utilização de filtros complementares para codificação e descodificação de luminância e crominância é chamado processamento cooperativo a é explicado um detalhe num a_r tigo de C. H. Strolle intitulada Cooperativa Procussing for Iíiipro ved Crominance/L uminance Separation (Processamento cooperativo p.a ra a separação de luminância e crominância) publicado no Journal SMPTE , volume 95, n2. β de Agosto de 1986, a páginas 7tí2-789. Mes. mo em receptores padrão utilizando filtros convencionais de entalhe e linhas combinados beneficiarão da utilização de tal pré-fi^. tragem muitidimensional no codificador pela apresentação de cruza mento de crominância e luminância reduzido.

sinal NTSCH á expandido no tempo por uma unidade 62 para produzir um sinal de altos lateral expandido ESH. Especificamente como mostrado na fig. 5 a expansão é conseguida por um processo de conformação que conforma os pixels de painel lateral esquerdo 1-84 do sinal NTSCH para posiçães de pixel 1-377 do sinal ESH, is. to é, os altos lateral esquerdo do sinal NTSCH são expandidos para ocuparem metade do tempo de linha do sinal ESH. A porção de painel lateral (pixels 671-754) do sinal NTSCH é processado de mo do similar. 0 processo de expansão no tempo reduz a largura de banda horizontal da informação que compreende □ sinal ESH (compa68 591

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-25rada com a do sinal NTSCH) por um factor de 377/84.

processo de conformação pelo qual a expansão no tempo é conseguida pode ser realizado pelo aparelho do tipo mostrado e a ser explicado em ligação com as figs. 12-12d. 0 sinal ESH é integrado intraquadro por uma rede 64 do tipo mostrado na fig. 116 para produzir um sinal X como representado na fig. 5. 0 sinal ijn tegrado intraquadro X é sensivelmente idêntico ao sinal ESH devido à alta correlação visual da informação de imagem intraquadro do sinal ESH. 0 sinal X é aplicado a uma entrada de sinal de um modulador de quadratura 80. Os detalhes do modulador 80 são mostrados e serão explicados em ligação com □ fig. 24a.

C sinal YF' é também filtrado por um filtro passa banda ho rizontal 70 com uma passa banda de 5 MHz-6,2 MHz. 0 sinal de saída do filtro 70, altos de luminância horizontal é aplicado a um mo dulador de amplitude 52 onde ele modula um sinal portador de 5 MHz f . 0 modulador 72 inclui um filtro passa baixo de saída com uma frequência de corte de aproximadamente de 1,2 MHz para obter um si. nal com uma passa banda de 0-1,2 MHz na saída do modulador 72.

A banda lateral superior (errática) (5,0-6,2 MHz) produzida pelo processo de modulação é removida pelo filtro passa baixo de 1,2 MHz. Efectivamente as altas frequências de luminância horizontal na gama de 5,0 MHz-6,2 MHz foram mudadas para gama de 0-1,2 MHz com resultado do processo de modulação em amplitude e subsequente filtragem em passa baixo. A amplitude portadora deve rá ser suficientemente larga de modo que as amplitudes de sinal original sejam retidas após filtragem pelo filtro passa baixo de

1,2 MHz. Isto é, a mudança de frequência sem afectar a amplitude é produzida.

sinal de altos de luminância horizontal mudado em frequência a partir da unidade 72 é codificado por meio de um codifica^ dor de formatação 74 para correlacionar espacial mente este sinal com o sinal principal C/SL. 0 codificador 74 é similar às redes de codificação de formatação associadas com as unidades 18 e 28 para expandirem a informação de painel central e comprimirem a iç formação de baixos de painel lateral para a região de sobreexploração horizontal. Isto é, o codificador 74 codifica os altos de luminância horizontal deslocados em frequência para uma formatação

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padrão 4:3 utilizando técnicas que serão explicadas em ligação com as figs. 6-8.

Quando a porção central do sinal de entrada para o codificador 74 é expandida no tempo a sua largura de banda cai para apro ximadamente 1,0 MHz de 1,2 MHz e o sinal de saída do codificador 74 torna -se correlacionado espacialmente com o sinal principal. A informação de painel lateral é filtrada em passa baixo dentro da unidade 72 para 170 KHz antes de ser comprimida no tempo pelo codificador 74. 0 sinal do codificador 74 á integrado intraquadro através do dispositivo 76 similar ao representado na fig. 11b antos de ser aplicado à unidade 80 como o sinal Z. 0 sinal integrado intraquadro Z é quase idêntico ao sinal do codificador 74 porque a alta correlação visual da informação de imagem intraquadro do sinal do codificador 74. 0 sinal de modulação X, um sinal compósito contendo informação de luminância e crominãncia e o sinal de modulação 2 apresentam sensivelmente a mesma largura de banda, aproximadamente 0-1,1 MHz.

Como será explicado em ligação com a fig. 24, a unidade 80 executa uma compressão de amplitude de função gama não linear em grandes desvios de amplitude dos dois sinais auxiliares X e Z,antes destes sinais modularem em quadratura um sinal subportador al_ ternativo ASC. A gama de 0,7 é utilizada, pelo que o valor absoluto dc cada amostra é aumentado à potência de 0,7 e multiplicado pelo sinal do valor de amostra original. A compressão gama reduz a visibilidade da intorferéncia potencial de grandes dosvios de amplitude dos sinais modulados nos receptores existentes e permite a recuperação previsível no receptor de écran largo, uma vez que o inverso da função gama utilizada no codificador é previsível e pode ser facilmente implementado no descodificador do receptor.

0s sinais comprimidos em amplitude são então modulados em quadratura numa subportadora alternativa de fase controlada A5C da 3,1075 MHz que é um múltiplo ímpar de metade da frequência de linha horizontal (395 χ η/2). A fase da subportadora alternativa é obrigada a alternar 180fi de um campo para o seguinte, de modo diferente a fase da subportadora de crominãncia não alterna de um campo para o seguinte. 0 campo de fase alternante da subporta

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RCA 34,970 _r,_?_ ' 'í dora alternativa permite que a informação de modulação auxiliar dos sinais X e Z se sobreponha à informação de crominância. Lie produz componentes de informação auxiliar em fase complementar A ”^Α1 ^{θ A} 3’ 3 do sinal auxiliar modulado e facilita a s_e paração da informação auxiliar utilizando um dispositivo de armazenagem de campo simples no ruceptor. 0 sinal modulado em quadra turd M é adicionado ao sinal N no adicionador 40. 0 sinal resultante NTSCF é um sinal compatível NTSC de 4,2 MHz.

A função gama não linear descrita, utilizada no codificador, serve para grande compressão de amplitude. E uma parte constituinte de um dispositivo do compressão e expansão não linear quo inclui também uma função gama complementar no doscodificador de um roceptor de écran largo, para expandir em amplitude, como se rá explicado subsequentemente. Verificou-se que o dispositivo de compressão e expansão não linear descrito reduz significativamente o impacto da informação auxiliar não padronizada sobre a info_r mação de imagem padrão,sem causar degradação visível de uma imagem devido aos efeitos de ruído.

dispositivo de compressão e expansão,uti 1iza uma função gama não linear para comprimir instantaneamente grandes desvios de amplitude de informação de alta frequência de écran largo não padronizada auxiliar no codificador, com uma função não linear a ser utilizada para, em correspondência, expandir tal informação de alta frequência no descodificador. 0 resultado é uma redução na quantidade de interferência corn a informação vídeo padrão existen te originada por informação de alta frequência auxiliar de grande amplitude,no dispositivo de écran largo compatível descrito, em que a informação de écran largo auxiliar não padronizada é divid_i da em porções de baixa e alta frequências sujeitas à expansão e compressão.

No descodificador, a expansão de amplitude não linear da informação de alta frequência comprimida não resulta ein ruído pe_r cuptível excessivo. Isto é, a informação de alta frequência de grande amplitude está associada tipicamente com bordos de imagem de alto contraste e o olho humano é insensível ao ruído nesses bordos. 0 processo de compressão e expansão descrito reduz também

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-28vantajosamente os produtos de modulação cruzada entre a subportadora alternativa e a subportadora de crominância com a redução as_ sociada em produtos de batimento visíveis.

sinal de ajuda de luminância YT apresenta uma largura de banda de 7,16 MHz e é codificado para a formatação 4:3 (da mes ma maneira que a conseguida pelo codificador 74, por exemplo do tipo mostrado na fig. 6), por meio de um codificador de formatação 78 e é filtrado em passa baixo horizontalmente para 750 MHz por um filtro 79, para produzir um sinal YTN. As porções laterais são filtradas em passa baixo para 125 KHz antes da compressão no tempo por meio de um filtro passa baixo de entrada do codificador de formatação 78 correspondente ao filtro de entrada 610 do disp£ sitivo mostrado em parte na fig. 6, mas com uma frequência de cor te de 125 KHz. Os altos de porção lateral são descarregados. E_s te sinal YTN é correlacionado espacial mente com o sinal principal C/SL.

Os sinais YTN e NTSCF são convertidos da forma digital (binária) para a forma análoga por meio de unidades DAC 53 e 54 respectivamente, antes destes sinais serem aplicados a um modulador de quadratura RF 57, para modularem um sinal portador RF de TV. 0 sinal modulado RF é, em seguida, aplicado a um transmissor 55 para ser emitido através de uma antena 56.

A subportadora auxiliar ASC associada com o modulador 80 é sincronizada horizontalmente e tem uma frequência escolhida para assegurar a separação adequada (por exemplo 20-30 db) de info_r mação lateral e central e para ter impacto insignificante numa imagem exibida por um receptor NTSC padrão. A frequência ASC, de preferência, seria uma frequência entrelaçada num múltiplo ímpar de uma metade da frequência de linha horizontal de modo a não pro duzir interferência que comprometeria a qualidade da imagem exib_i da.

A modulação DSSB tal como a proporcionada pela unidade 80 permite, com vantagem, dois sinais de largura de banda estreita serem transmitidos simultaneamente, adicional mente para proporcio narem vantagens relacionadas com a desmodulação no receptor como será explicado. A expansão no tempo do sinal de altos de modulação resulta numa redução de largura de banda coerente com os requisitos de modu, lação de banda estreita. Quando mais a largura de banda é reduzida, menor

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-29é a probabilidade que a interferência entre a portadora e os sinais dú modulação aconteça. Além disso a alta energia típica do componente DC da informação de painel lateral é comprimida para a região sobreexplorada, em vez de ser utilizada como um sinal de mc) dulação. Assim a energia do sinal de modulação e por isso a interferência potencial do sinal de modulação são grundemento reduzidas .

sinal de écran largo compatível NTSC codificado, emitido pula antena 56, destina-se a ser recebido tanto por recuptores NTSC como por recuptores de écran largo como representado na fig. 13.

Na fig. 13, um sinal de televisão entrelaçado EDTU de écran largo compatível emitido é recebido por uma antena 1310 e aplicado a uma entrada de antena de um receptor NTSC 1312. 0 receptor

1312 processa □ sinal de écran largo compatível de maneira normal para produzir uma imagem exibida com um alargamento de 4:3 com a informação do painel lateral de écran largo a ser em parte compr_i rnida (isto é, os baixos) para as regiães sobreexploradas horizontais fora da vista do espectador e sendo em parte (isto é os‘‘altos') contida no sinal subportador alternativo modulado, que não interfere com o funcionamento do receptor padrão.

sinal EDTU de écran largo compatível, recebido pela antena 1310 é também aplicado a um receptor de exploração progressiva de écran largo 1320 capaz de exibir uma imagem vídeo com um alargamento grande de, por exemplo, 5:3. 0 sinal de écran largo recu bido é processado por uma unidade de entrada 1322 incluindo um sintonizador de radiofrequência (RE) a circuitos amplificadores, um desmodulador vídeo síncrona (desmodulador da quadratura) que produz um sinal vídeo de banda base e circuitos conversores analógicos/digitais (ADC) para produzirem um sinal de vídeo de banda base (NTSCF) em forma binária. Os circuitos ADC funcionam a uma frequência de amostragem de quatro vezes a frequência da subporta dora de crominância (4 x f ).

SC sinal NTSCF é aplicado a uma unidade integradora e diferenciadora intraquadro 1324 que integra (combina aditivamente) e diferencia (combina subtractivamente) as linhas de imagem afastadas de 262H dentro dos quadros acima de 1,7 MHz, pura recuperar o

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sinal principal l\l e o sinal modulado em quadratura M substancial, mente livres de cruzamentos V-T. E proporcionado um limite de banda de cruzamento horizontal de 200 KHz entre a frequência de funcionamento de limite inferior de 1,7 MHz da unidade 1324 e a frequência de funcionamento de limite inferior de 1,5 MHz da uni. dade 38 no codificador da fig. la. 0 sinal recuperado N contém informação que é, sensivelmente, igual visualmente à informação de imagem do sinal principal C/SL devido à alta correlação visual da imagem intraquadro do sinal principal original C/SL quando pori derado intraquadro no codificador da fig. la.

□ sinal M é acoplado a uma unidade desmodulamora de quadra tura e expansora em amplitude 1326 para desmodular os sinais auxi. liares X e Z em resposta à subportadora alternativa ASC com uma fase alternante de campo similar ao sinal ASC, explicada em 1iqa ção com a fig. la. Os sinais desmodulados X e Z contêm informação que é sensivelmente idêntica visualmente à informação de ima gem do sinal ESH e ao sinal de saída da unidade 74 da fig. la d_e vido à alta correlação visual da imagem intraquadro destes sinais quando integrados intraquadro pelo codificador da fig. la. A uni dade 1326 inclui também um filtro passa baixo de 1,5 MHz para remover os produtos de desmodulação de alta frequência indesejados a duas vezes a frequência da subportadora alternativa e um expan sor de amplitude para expandir os sinais desmodulados (previame_n te comprimidos) utilizando uma função gama inversa (gama = 1/0,7 = 1,429), isto é, o inverso da função de compressão não linear executada pela unidade 80 da fig. la. Detalhes adicionais da porção de desmodulador DSSB da unidade são mostrados e serão explicados em ligação com a figura 24b.

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Comparado com um dispositivo de modulador/desmodulador em quadratura, a utilização de um dispositivo DSSB em relação à informação de écran largo auxiliar oferece vantagens significativas na presença de erros de fase de desmodulação. 0 cruzamento entre os componentes de modulação não aparece, apesar da fase do sinal de referência de desmodulação. 0 efeito de um erro de fase no oscilador de sinal de referência do desmodulador é para prçi vocar que todas as frequências no sinal desmodulado mudem o mesmo número de graus que o sinal de oscilador, pelo que a fase de banda lateral inferior muda numa direcção e a fase de banda lateral superior muda na direcção oposta,a mesma quantidade. Também é re cuperado cada componente de modulação com toda a amplitude apesar da fase do desmodulador, e os fantasmas aparecem simplesmente c_o mo fantasmas sem degradação adicional de uma imagem exibida. Uma desvantagem do dispositivo DSSB é que ele próprio não se presta para transmitir informação DC que pode ser distinta durante a modulação, uma vez que a informação DC de cada componente de modulja ção ficaria situada na frequência de portadora no espectro de fre quências de modulação. Esta desvantagem potencial não tem impacto no arranjo de modulação DSSB descrito, no entanto, devido aos coni ponentes de modulação (componentes 2 e 3) falta com vantagem a ijn formação DC.

A unidade 132Θ comprime no tempo os altos de painel lateral codificados de cor de modo a que eles ocupem os seus interva los de tempo originais recuperando assim o sinal NTSCH. A unid_a de 1328 comprime no tempo o sinal NTSCH na mesma proporção que a unidade 62 da fig. 1 expande no tempo o sinal NTSCH.

Um descodificador de altos de luminância (Y) 1330, descodifica o sinal de altos horizontal de luminância Z para a formata ção de écran largo. Os lados são expandidos no tempo (na mesma proporção que a compressão no tempo dos lados no codificador da fig. la) e o centro é comprimido no tempo (na mesma proporção que

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□ expansão no tempo dos lados no codificador da fig. la). Os painéis são reunidos conjuntamcnte na região de sobreposição de 10 pixels como será explicado subsuquentemente, em ligação com a fig. 14. A unidade 1330 está disposta como mostrajo na fig. 17.

mo modulador 1332 modula em amplitude □ sinal do descodificudor 1330 numa portadora de 5,0 «Hz f . A amplitude do sinal mo dulado é depois filtrada em passa alto por um filtro 1334 com uma frequência de corte do 5,0 MHz para remover a banda lateral inferior. No sinal de saída do filtro 1334, as frequências de 5,0 u 6,0 MHz do painel central são recuperadas e as frequências de 5,0 a 5,2 «Hz do painel lateral são recuperadas. 0 sinal do filtro 1334 é aplicada a um adicionador 1336.

sinal NTSCH do compressor 1328 á aplicado a uma unidade

1340 pera separação dos altos de luminância, dos altos de crominância e para produzir sinais YH, IH e QH. Isto pode ser conseguido pelo arranjo da fig. 10.

sinal N da unidade 1324 é separado nos seus componentes constituintes de luminância e crominância YN, IN e C|N por meio de um separador de luminância e crominância 1342 que pode ser similar ao separador 1340 e que pode utilizar o dispositivo do tipo mostrado na fig. 10.

0s sinais YH, IH, QH e YN, IN, QN são fornecidos como entradas a um descodificador de formatação Y-I-Q 1344 que descodifj. ca os componentes de luminância e crominãncia para a formatação de ácran largo. Os baixos de painel laLeral são expandidos no tempo, o painel central é comprimido no tempo, os altos de painel lateral são adicionados aos baixos de painel lateral e os painéis laterais são reunidos ao painel central numa região de sobre?os_i ção de 10 pixels utilizando os princípios da fig. 14. 0s detalhes do descodificador 1344 são mostrados na fig. 19.

sinal YF ¹ é acoplado ao adicionador 1336 onde ele á soma do ao sinal do filtro 1334. Através deste processo a informação de detalhe de luminância horizontal de alta frequência aumentada e recuperada,é adicionada ao sinal de luminância descodificado YF·.

0s sinais YF', IF' e QF' são convertidos da formatação en68 591

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trelaçada para exploração progressiva por meio dos conversores 1350, 1352 e 1356, respectivamente. 0 conversor de exploração progressiva de luminância 1350 também responde ao sinal de luininância de ajuda YT de um descodificador de formatação 1360 que descodifica o sinal da ajuda codificado YTN. 0 descodificador 1360,descodifica o sinal YTN pura a formatação de écran largo e exibe uma conformação similar à da fig. 17,

Os conversores I e Q 1352 e 1356 convertem os sinais entre laçados para exploração progressiva integrando no tempo linhas afastadas de um quadro paro produzirem a informação de linha de exploração progressiva em falta. Isto pode ser conseguido pelo dispositivo do tipo mostrado na fig. 20.

A unidade conversora de exploração progressiva de luminância 1350, é similar à mostrada na fig. 20 excepto no que o sinal YT é adicionado como mostrado pelo arranjo da fig. 21. Nesta unidade uma amostra du sinal de ajuda YT 6 adicionada a uma média temporal para auxiliar a reconstrução du uma amostra de pixel de exploração progressiva em falta. 0 detalhe temporal completo é recuperado dentro da banda de frequências horizontais contida no s_i. nal de diferença de linha codificado (750 KHz após codificação). Acima desta banda do sinal de frequências horizontais, YT é zero. Do modo que a amostra em falta á reconstruída por integração temporal .

Os sinais de exploração progressiva de écran largo YF, IF e QF são convertidos para a forma analógica por meio de um conver sor digital/analógico 1362, antes de serem aplicados a uma unidade de processamento de sinal vídeo e amplificadora de matriz 1362. 0 componente processador de sinal vídeo da unidade 1366, inclui ani plificação de sinal, mudança de nível DC, controlo de brilho, con trolo de contraste e outros circuitos de processamento de sinal vídeo convencionais. 0 amplificador de matriz 1364 combina o sinal de luminância YF com sinais de diferença de cor IF e QF para produzir sinais vídeo representativos de imagem de cor R, C e B. Estes sinais da cor são amplificados por amplificadores de excita ção de visor na unidade 1366, para um nível adequado,para comandarem directamente um dispositivo da visor de imagem de cor de écran largo 1370, por exemplo, um cinescópio da écran largo.

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A fig. 6 representa □ dispositivo incluído no processador 18 da fig. la para desenvolver sinais YE, Y0 e YH a partir do sinal de écran largo de banda larga YF. 0 sinal YF á filtrado em passa baixo, horizontalmente, por um fxitro do entrada 610 com uma Frequência de corte de 700 KHz para produzir o sinal de luminóncia de baixa frequência YL quo é aplicado a uma entrada de um combinador subtractivo 612. 0 sinal YF á aplicado a outra entra da do combinador 612 e ao dispositivo desmultiplexador em tempo 616 após sor retardado por uma unidade 614 para compensação do r_e tardo de processamento de sinal do filtro 610. Combinando o sinal retardado YF e □ sinal filtrado YL produz-se □ sinal de luminancia de alta frequência YH na saída do combinador 612.

sinal retardado YF e os sinais YH e YL são aplicados a entradas separadas do aparelho desmultiplexador 616 que inclui unidades desmultiplexadoras (DEMUX) 618, 620 e 621, pura processa rem respectivamente os sinais YF, YH e TL. 0s detalhes do dispo sitivo desmultiplexador 616 serão explicados em ligação com a fig.

8. As unidades desmultiplexadoras 618, 620, 621, derivam respectivamente o sinal do painel central do largura de banda completa YC, o sinal de altos de painel lateral YH e o sinal de baixos de painel lateral YL ' , como representado nus figs. 3 e 4.

sinal YC é expandido no tempo por um expansor eni tempo 622 para produzir o sinal YE. 0 sinal YC é expandido no tempo com um factor de expansão central suficiente para deixar espaço para as regiões de sobreexploração horizontais esquerda e direita. 0 factor de expansão central (1,19) á a relação da largura pretajv dida do sinal YE (pixels 15-740) com a largura do sinal YC (pixels 75-680) como mostrado na fig. 3.

sinal YL' é comprimido com um factor do compressão lateral por um compressor ein tempo 628, para produzir o sinal Y0. 0 factor de compressão lateral (6,0) é a relação entre a largura da porção correspondente do sinal YL¹ (por exemplo pixels esquerdos 1-84) com a largura pretendida do sinal Y0 (por exemplo os pixels esquerdos 1-14) como mostrado na fig. 3. Os expansoros em tempo 622, 624 e 626 e o compressor em tempo 628 podem sor do tipo mostrado na fig. 12 como será explicado.

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Os sinais ΙΕ, IH, 10 e QE, QH, QO são respectivamente desenvolvidos a partir de sinais IF e QF de unia maneira similar à que os sinais YE, YH e YO são desenvolvidos pelo dispositivo da fig. 6. A este respeito é feita referência à fig. 7 quo represen ta o dispositivo para desenvolver os sinais IE, IH, 10 a partir do sinal YF. Os sinais QE , QH e QO são desenvolvidos a partir do sinal QF de uma maneira similar.

Na fig. 7 o sinal de écran largo de banda larga IF após ser exibido por uma unidade 714 ó acoplado ao dispositivo desmultiplaxador 716 e ó também combinado subtructivamantu com o sinal de baixa frequência IL de um filtro passa baixo 710 num combinador subtractivo 712, para produzir o sinal de alta frequência IH. 0 sinal retardada IF e os sinais IH e IL são respectivamente desmultiplexados por desmui tipiexadores 718 , 720 e 721 associados ao dispositivo desmuitiplexador 716 para produzirem sinais IC, IH b IL¹, 0 sinal IC é expandido no tempo por um expansor 722 para produzir o sinal IE e uni sinal IL' é comprimido no tempo por um compressor 728 para produzir o sinal 10. 0 sinal IC é expandido com um factor de expansão similar ao utilizado para o sinal YC como explicado e o sinal IL' é comprimido com um factor de compres são lateral similar ao utilizado para o sinal YL' também como explicado.

A fig. 8 representa um dispositivo desmultiplexador 816 tal como pode sor utilizado para o dispositivo 616 da fig. 6 e 716 da fig. 7. 0 dispositivo da fig. 8 está representado no contexto do desmultiplexador da fig. 6. 0 sinal de entrada YF contém 754 pixels definindo a informação de imagem. Os pixels 1-84 definem o painel esquerdo, os pixels 671-754 definem o painel direito e os pixels 75-680 definein o painel central que se sobrepãe 1igciramente aos painéis esquerdo e direito. Os sinais IF e QF apresentam sobreposição semelhante. Como será explicado verificou-se que essa sobreposição de painel facilita a combinação (reu, nião) dos painéis central e laterais no receptor para eliminar substancialmente os artifícios de fronteira.

dispositivo desmultiplexador 816 inclui primeira, segunda e terceira unidades desmultipiexadoras (DEMUX) 810, 812 e 814 respectivamente associadas com informação de painel esquerdo, cen

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trai e deireito. Cada unidade desmultiplexadora tem uma entrada A nu qual os sinais YH, YF e YL são respectivamente aplicados e uma entrada 8 nu qual um sinal em branco (BLK) á aplicado. 0 sinal cm branco pode ser, por exemplo, um nível lógico zero ou a massa.

A unidade 810 extrai o sinal de saída YH contendo altos es querdo e direito do sinal de entrada YH durante □ período que uma entrado seleccionada de sinal (SEL) da unidade 810 recebe um primeiro sinal de controlo de um comparador de contagem 817 indicando a presença de elementos de pixal da painel esquerdo 1-84 e el.o mentos de pixel de painel direito 671-754. Em outros períodos um segundo sinal de controlo do coinparador de contagem 817 prouoca □ sinal BLK na entrada B em vez do sinal YH na entruda A para ser acoplado li saída da unidade 810.

A unidade 814 e o comparador de contagem 820 operam de modo similar para derivarem o sinal de baixos de painel lateral YL ¹ do sinal YL. A unidade 812 faz o acoplamento do sinal IF da sua entrada A à sua saída para produzir o sinal de painel central YC apenas quando um sinal de controlo de um comparador du contagem 818 indica a presença de pixeis de painel central 75-680.

0s comparadores de contagem 817, 818 e 820 são sincronizados em relação ao sinal vídeo YF, por maio de um sinal de saída dá impulso de um contador 822 que reage a um sinal de rológio com quatro vezes a frequência da subportadora de crominãncia (4 x f_sc) e a um sinal de sincronismo de linha horizontal H.derivado do sinal de video YF. Cada impulso de saída do contador 822,corresponde a uma posição de pixel ao longo da linha horizontal. 0 cori tador 822 apresenta um desfasamento inicial de -100 de contagem, correspondendo aos 100 pixeis do início de um impulso de sincronismo horizontal, para regiães negativas no instante P^ra o f_i_ nal do intervalo em branco horizontal no qual o pixel de tempo 1 aparece no início do intervalo de exibição de linha horizontal. Este contador 822 apresenta uma contagem du 1 no início do intervalo de exibição de linha. Cutros arranjos de contadores podem ser também desenvolvidos. 0s princípios utilizados pelo disposit_i vo desmultiplexador 816,podem também ser aplicados ao dispositivo

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c -3?' muitiplexador para executar unu operação de combinação de sinal de conversão, tal como é executada pelo combinador de painel central e lateral 28 da fig. la.

A fig. 9 mostra detalhes do modulador 30 nos codificadores 31 e 60 da fig. la. Na fig. 9 os sinais IN e QN aparecem a quatro vezes a frequência da subportadora de crominãncia (4 x f_e£;) ^e são aplicados às entradas de sinal de trincos 910 e 912,respectivamente. os trincos 910 e 912 recebem também sinais de relógio do 4 x f para transferirem nos sinais IN e QN e um sinal de comutação de 2 x f que é aplicado a uma entrada de sinal de comutução invertida do trinco 910 e a uma entrada de sinal de comutação não invertida do trinco 912.

As saídas de sinal dos trincos 910 e 912 são combinadas nçj ma única linha de saída na qual os sinais I e Q aparecem alternadamente e são aplicadas às entradas de sinal de um trinco versor 914 e a uru trinco inversor 916. Estes trincos são não insincronizados a uina frequência da 4 x f e recebem um sinal de ção à frequência da subportadora de crominãncia f e nas s c inversora e não inversora, respectivainente, 0 trinca não

914 produz uma sequência alternativa de saida dos dade positiva I e Q e o trinco alternativa de saída de sinais ó -I e -Q.

comutaentradas inversor sinais de polari inversor 916 produz uma sequência I e Q de polaridade negativa, isto inhd

I c t]

As saídas de trincos 914 ue saída e 916 são combinadas numa única na qual aparece uma sequência alternante de sinais riiuparal hudos, de parus de polaridadu ruutuamente opostos, isI, Q, -I, -Q ... etc., constituindo o sinal CN. Este sinal to é , é filtrado pelo filtro 32, antes de ser combinado na unidade 36 com uma versão filtrada do sinal de luminãncia YN, para produzir o

Y+I, Y+Q...

sinal codificado NTSC C/SL da forma Y+I, Y+Q, Y-I, Y-U, e assim por diante.

A fig. 10 representa um filtro ver tical-temporal pode apresentar configurações passa banda V-T, de banda V-T ou passa baixo U-T para ajustamento de coeficientes ração a^-a^. A tabela da fig. 10a representa os coeficientes de ponderação associados com as configurações de filtro passa banda (V-T) que atenuada de ponde68 591

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e do atenuação de banda V-T que s'áo utilizadas no dispositivo explicado. Um filtro de atenuação de banda H-V-T tal como o filtro 34 da fig. la e os filtros passa banda H-V-T como os que estão incluídos no dispositivo descodificador da fig.

compreendam respectivamente a combinação de um filtro passa baixo horizontal

1020 e um filtro de atenuação de banda V-T 1021 como niostrado na fig.

e a combinação de um filtro passa banda horizontal 1030 e um filtro passa banda V-T 1031 como mostrado na fig. 10C.

No filtro de atenuação de banda H-V-T da fig. 10b o filtro passa baixo horizontal 1020 apresenta uma frequência de corte dada e proporciona um componente de sinal de baixa frequência filtr_a do. Cate sinal é combinado subtractivamunte num combinador 1023 com uma versão retardada do sinal de entrada de uma unidade de r.ç tardo 1022 para produzir o componente du sinal de alta frequência. 0 componente do baixa frequência á sujeito a um retardo de quadro através de uma rede 1024 antes de ser aplicado a um combinador aditivo 1025 para proporcionar um sinal de saída filtrado de banda atenuada H-V-T. 0 filtro V-T 1021 apresenta os coeficientes de filtro de atenuação de banda V-T mostrados na Fig. 10a. Um filtro passa banda H-V-T tal como o incluído no descodificador da fig. 13 é mostrado na fig. 10C como compreendendo um filtro passa banda horizontal 1030 tendo uma frequência de corte dada,em casqa ta com o filtro passa banda V-T 1031 tendo coeficientes de filtro passa banda V-T como indicados pela tabela da fig. 10a.

filtro da fig. 10 inclui unia pluralidade da unidades de memória em cascata (μ) 1010a-l01 Oh,para proporcionarem retardas de sinal sucessivos nos respectivos terminais t^-t^ e para propoj? cionarem um retardo geral no filtro. 0s sinais conduzidos pelos terminais são respectivamente aplicados a uma entrada dos multipl_i cadores 1012a-1012i, Dutra ontrada de cada um dos multiplicadores recebe respectivamente uma ponderação prescrita a^-a^ dependendo da natureza do processo de filtragem a ser executado. A natureza do processo de filtragem dita também os retardos divididos pelas unidades de memória lOlOa-lDIOh.

0s filtros de dimensão horizontal utilizam elementos de m_e mória de armazenagem de pixel de modo que o retardo geral de filtro é menor do que o intervalo de tempo de uma linha de imagem ho

6Θ 591

RCfi 04,970

rizontal (1H). Os filtros de dimensão vertical utilizam elementos de memória de armazenagem da linha e as filtros de dimensão temporal utilizam elementos de memória de armazenagem de quadro oxclusivamenta. Assim um filtro 3-0 H-U-T compreende uma combinação dos elementos de armazenagem de pixel (4»1H), de linha (1H) e de quadro ( >1H) enquanto que um filtro V-T compreende apenas os dois últimos tipos dos elementos da memória. Os sinais extra_í dos ponderados (mutuamente retardados) dos elementos 1012a-1012i são combinados nuin adicionador 1015 para produzirem um sinal da saída filtrado.

Tais filtros são filtros não recursivos, de resposta de ijn pulso finita (FIH). a natureza do retardo proporcionado pelos elementos de momória depende do tipo de sinal a ser filtrado e da quantidade de cruzamento que pode ser tolerado entre os sinais de luminância, de crominância e de painel lateral. A finura das carac terís ticas de corte do filtro é aumentada pelo aumento do núine ro de elementos ao memória em cascata.

A fig. 10d representa um dos filtros separados da rede 16 da fig. la e inclui unidades de memória (retardo) ein cascata 1040a-1040b, multiplicadores associados 1042a-1042e coin os factores de ponderação respuctivos indicados a^-a^, para receberem sinais dos terminais de sinais t^-t^. Tambám está incluído um combinador de sinal 1045 que soma os sinais de saída ponderados a partir dos multiplicadores a^-a<- para produziram uma salda do sinal.

As figs. 11a e 11b mostram detalhes do integrador intraquai dro de altos 3Θ da fig. la. 0 integrador de altos 36 inclui um filtro passa baixo horizontal de entrada 1110,com urna frequância de corte de aproximadamente 1,5 MHz que recebe o sinal C/SL. Um componente da baixa frequência do sinal de entrada C/SL, é produz_i do na saída do filtro 1110 θ um componente da alta frequência do sinal de entrada C/SL, é produzido na saída de um combinador subtractivo 1112 disposto como mostrado. 0 componente da baixa frequência á submetido a um retardo de 262H por uma unídadb 114 antes de ser aplicado a um adicionador 1120. 0 componente de alta frequência do sinal C/SL á processado por um filtro U-T 1116 antes de ser aplicado ao adicionador 1120 para produzir o sinal N.

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-400 Filtro 1116 é mostrado na fig. 11b como incluindo um par de elementos dB retardo de 262H, 1122 b 1124 e multiplicadores as.

saciados 1125, 1126 e 1127, com coeficientes da ponderação associa.

dos a^, a? e a^. As saídas do multiplicador são aplicadas a um adicionador 1130 para produzirem um sinal ponderado no tempo de altos C/SL. 0 coeficiente da ponderação a^ permanece mas os coeficientes a^ e a^ alternam entra 1/2 a 0 de ra o seguinte. 0 coeficiente a^ apresenta valores de quando coeficiente a-j apresenta valores de 0 e 1/2.

cons tanta, uin campo p.a

1/2 e 0 ,

A fig. 12 representa o aparelho do conformação de retículo que pode ser utilizado para os expansorus o compressores no tempo das figs. 6 e 7. A este respeito ô feita referência às formas de onda da fig. 12a que representa o processo de conformação. A fig. 12a representa a forma da onda do sinal de entrada S com uma porção central entre os pixels 84 e 670 que se destina a ser conforma da para as localizações de pixel 1-754 de uma forma de onda de sa_I da W através de um processo de expansão no tempo. Os pixels da ponto de extremidade 1 e 670 da forma de onda S são conformados directumente nos pixels de ponto de extremidade 1 e 754 da forma de onda W.

0s pixels intermédios não são directamante conformados numa base de 1:1 devido à expansão no tempo e em muitos casos não são conformados numa base inteira. 0 último caso está raprasenta do quando, por exemplo, a localização de pixel 85,33 da forma de onda de entrada S corresponde à localização de pixel inteira 3 da forma de onda de saída W. Assim, a localização de pixel 85,33 do sinal S contém uma parte inteira (85) e uma parte fraccionária DX (0,33) e a localização de pixel 3 da forma de onda VJ contém uma parte inteira (3) e uma parte fraccionária (0).

Na fig. 12 um contador de pixels 1210 funcionando a uma frequência 4 x f proporciona um sinal de WRITE ADRESS (escrita do endereço) de saída M, representativo das localizações de pixel (1...754) num retículo de saída. 0 sinal M é aplicado u PROM (me mória apenas de leitura, programável) 1212 que inclui uma tabela de consulta contendo valores programados dependendo da natureza da conformação de retículo a ser executada, por exemplo compres

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são ou expansão. Na resposta ao sinal M a PROM 1212 proporciona um sinal de READ ADRESS (ler endereço) de saída N representando uni número inteiro e um sinal de saída DX representando um número fraccionário igual ou maior do que zero,mas inferior à unidade. No caso de um sinal de 6 bits 0X (2° = 64), o sinal DX apresenta partes fraccionárias 0, 1/64, 2/64, 3/64...63/64.

PROM 1212 permite a expansão ou compressão de um sinal de entrada vídeo S, como uma função de valores armazenados do sinal N. Assim um valor programado do sinal READ ADRESS N e um valor programado do sinal de parte fraccionária DX são fornecidos em resposta aos valores inteiros do sinal de localização de pixel M. Para conseguir a expansão de sinal por exemplo a PROM 1212 es_ tá disposta para produzir o sinal N a uma frequência mais baixa do que a do sinal M. Contrariamente para se conseguir a compressão de sinal, a PROM 1212 proporciona o sinal N a uma frequência maior do que a do sinal M.

sinal de entrada de vídeo S 6 retardado por elementos de retardo de pixel em cascata 1214a, 1214b e 1214c para produzir sinais vídeo S(N+2), S(n+1) e S(n) que são versões mutuamente retardadas do sinal vídeo de entrada. Estes sinais são aplicados às entradas de sinal vídeo das memórias de acesso duplo respectivamente 1216a-1216d como são conhecidas. 0 sinal M é aplicado a uma entrada de endereço de escrita de cada uma das memórias 1216a-1216d e o sinal N á aplicado à entrada de endereço de leitura de cuda uma das memórias 121óa-1216d.

sinal M determina onde a informação de sinal vídeo entrando será escrita nas memórias e o sinal N detormina quais os valeres que serão lidos das memórias. As memórias podem escrever para um endereço enquanto que lêein simultaneamente de outro endereço. Os sinais de saída S(N-l), S(n), S(N-r-l) θ S(N + 2) das memórias 1216a-1216d apresentam uma formatação expandida no tempo ou comprimida no tempo dependendo da operação de 1eitura/escrita das memórias 1216a-1216d, que é uma função de como a PROM 1212 é programada .

Os sinais S(N-l), 8(n), S(N-t-l) e S(N<-2) das memórias 1216a-1216d são processados por um interpolador linear de quatro pontos

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RCA 94,970 incluindo filtros da pico 1220 e 1222, uma PROM 1225 e uru interpo 1 a d o r linear de dois pontos 1250, detalhes do qual estão repres e_n tados nas figs. 12b a 12c.

Os filtros de pico 12220 e 1222 recebem três sinais do gru po de sinais, incluindo sinais S(N-l), S(n), S(N+1) e S(N+2), como mostrado, assim como recebendo um sinal de pico PX. 0 valor do sinal de pico PX varia de zero à unidade como uma função de um valor de sinal DX como mostrado na fig. 12d e é fornecido pela ΡΓίΰΗ 1225 em resposta ao sinal DX. A Pl-íOM 1225 inclui uma tabela de consulta a está programada para produzir um dado valor de PX cm resposta a um dado valor de DX. Os filtros da pico 1220 e 1222 fornecem respoctivamonto sinais vídeo mutuamente retardados de pico S'(n) e S'(N+1) ao interpoiador linear de dois pontos 1230 que recebe também o sinal DX. 0 interpoiador 1230 fornece um sinal da saída vídeo W (comprimido ou expandido) em quu o sinal de saída W é definido pela expressão

W = S'(N) + DX ¹ (N ₊ l)-S ' (hl)_7 interpoiador de quatro pontos c a função de pico aproxima com vantagem uma função de interpolação (san X)/x com boa reso lução de detalhe da alta frequência.

A fig. 12b mostra detalhes dos filtros de pico 1220 e 1222 e do interpoiador 1230. Na fig. 12b, os sinais S(N-l), S(n) θ b(N+l) são aplicados a um circuito de ponderação 124 G no filtro de pico 1220 onde estes sinais são ponderados respectivamente pelos coeficientes de pico -1/4, 1/2 □ -1/4. Corr.o mostrado na fig. 12c, o circuito de ponderação 1240 compreende multiplicadores 1241a-1241c para multiplicarem respectivamente os sinais S(N-l), S(N) e S(N+1) com coeficientes de pico -1/4, 1/2 e -1/4.

0s sinais de saída dos multiplicadores 1241<á-1241c são somados num adicionador 1242 para produzir um sinal de pico P(n) que é multiplicada pela sinal PX no multiplicador 1243 para produzir um sinal de pico que é somado com o sinal S(n) no adicionador 1244 para produzir o sinal de pico S'(n). 0 filtro da pico 1222 apresenta estrutura e operação similar.

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No interpolador de dois pontos 1230, o sinal S'(n) á suotraído do sinal S'(Ntl) num subtractor 1232 para produzir um sinal de diferença que é multiplicado polo sinal DX num multiplicador 1234. 0 sinal de saída do multiplicador 1234 é somado com o sinal S'(n) num adicionador 1236 para produzir o sinal da saída W.

Os detalhes da unidade integradora-diferenciadora 1324 são mostrados na fig. 15. 0 sinal NTSCF é filtrado em passa baixo p_e la unidade 1510 para produzir um componente da baixos que é com binado subtractivamente com o sinal NTSCF numa unidade 1512 para produzir o componente de altos do sinal NTSCF. Este componente é integrado (combinado aditivamente) e diferenciado (combinado subtractivamente) por uma unidade 1513 pura produzir um componente de altos integrado NH numa saída de integração (<·) β o sinal Mi numa saída de diferenciação (-). 0 componente NH é somado num adicionador 1514 com ura sinal de saída retardado 2b2H do filtro 1510 para produzir □ sinal N.

A fig. 16 mostra detalhes da unidade 1513 na fig. 15. A fig. 16 é similar ao arranjo da fig. 11b ante riormente explicada excepto que os inversores 1610 e 1612 e um adicionador 1614, foram adicionados como se mostra.

Nu fig. 17, que mostra detalhes da unidade 1330 da fig. 13, o sinal Z é aplicado a um separador lateral e central (desmultiplexador) 1710 que proporciona sinais de altos de luminância late rais e central separados YHO e YHE, respectivamente, que foram comprimidos e expandidos no codificador da fig. la. Estes sinais s3o expandidos no tempo e comprimidos no tempo pelas unidades 1712 e 1714 utilizando técnicas de conformação já explicadas, para produzirem sinais de altos de luminância laterais e central YHS e YHE que são reunidos por uma unidade 1716 (por exemplo, como pode ser conseguido pelo dispositivo da fig. 14) antes de ser aplicado ao modulador em amplitude 1332.

Na fig. 10, como notado ante riorme nte, são mostrados os d_e talhes do separador de luminância e crominância 134Ú para o NTSCH e 1342 para N. Nesta figura, um filtro passa banda H-V-T 1810, que tem a configuração da fig. 10c e uma passa banda de 3,58_*_0,5 MHz passa o sinal NTSCH para um combinador subtractivo 1814 que também recebe o sinal NTSCH após ser passado através de um retar-

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-44do igualador de tempo de trânsito 1812. 0 sinal de altos de luminância separado YH aparece na saída do combinador 1814. 0 sinal NTSCH filtrado do filtro 1810 é desmodulado em quadratura por um desmodulador 1816 em resposta a um s_i nal subportador de crominância SC para produzir altos de crominância IH e QH.

Na fig. 19, que mostra detalhes do descodificador 1344, os sinais YN, IN e QN são separados nos baixos de pa_i nel lateral comprimidos YO, 10 e Q0 e nos sinais de painel central expandidos YE, IE, QE por meio de um separador de painel lateral e central (desmui tipiexador no tempo) 1940. 0 desmui tipiexador 1940 pode empregar os princípios do desmultiplexador 816 da fig. 8, explicado anteriormente.

Os sinais Y0, 10 e Q0 são expandidos no tempo por um factor de expansão lateral (correspondente ao factor de compressão lateral no codificador da fig. la) por meio de um ex pansor em tempo 1942 para restaurar a relação espacial origi. nal dos baixos de painel lateral no sinal de écran largo, co mo representado pelos sinais de baixos de painel lateral res. taurados YL, IL e QL. De modo similar para arranjar espaço, para os painéis laterais e painel central os sinais YE, IE e QE são comprimidos no tempo com um factor de compressão central (correspondente ao factor de compressão central no codi. ficador da fig. la) por meio de um compressor em tempo 1944 para restaurar a relação espacial original do sinal de painel central no sinal de écran largo, como representado pelos sinais de painel central reconstruídos YC, IC e QC. 0 compres, sor 1944 e o expansor 1942 podem ser do tipo mostrado na fig. 12 anteriormente explicada.

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-45Os altos de painel lateral reconstruídos espacialmente YH, IH e QH, são combinados com os baixos de painel lateral reconstruídos espacial mente YL, IL e QL por um com binador 1946 para produzirem sinais de painel lateral reconstruídos YS , IS e QS. Estes sinais são ligados em sinais de painel lateral reconstruídos YC, IC e QC por meio de ligador 1960 para formar um sinal de luminância de écran largo completamente reconstruído YF' e sinais de diferença de cor de écran largo totalmente reconstruídos IF' e QF'. A reunião dos componentes de sinal de painel central e lat_e ral é conseguida de uma maneira que elimina virtualmente uma costura visível nos limites entre os painéis central e lateral como será visto da explicação subsequente do ligador 1960 mostrado na fig. 14.

Na fig. 20 são mostrados detalhes dos conversores 1 352 e 1354. Os sinais entrelaçados IF' (ou QF ' ) são ratar, dados de 263H por um elemento 2010, antes de serem aplicados a uma entrada de uma memória de acesso duplo 2020. Este sinal retardado é sujeito a um retardo de 262H adicional, por um elemento 2012 antes de ser adicionado com o sinal de entrada no adicionador 2014. 0 sinal de salda do adicionador 2014 é acoplado a uma rede de divisão por dois, antes de ser aplicado numa entrada de uma memória de acesso duplo 2019. As memórias 2020 e 2018 lêem os dados a uma frequência de 8 x f e escrevem os dados a uma frequência de

O w x f . As saídas das memórias 2019 e 2020 são aplicadas a um muitiplexador (MUX) 2022 para produzirem sinais de exploração progressiva de saída IF (QF). São também mostradas formas de onda representativas do sinal de entrada entrelaça do (duas linhas, com amostras de pixel C e X indicadas) e o sinal de saída de exploração progressiva compreendendo amostras de pixel C e X.

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-46A fig. 21 representa o dispositivo adequado para utilização como conversor 1350, para o sinal YF ' na fig. 13. 0 sinal entrelaçado YF¹ é retardado pelos elementos

2110 e 2112 antes de ser combinado num adicionador 2114 c_o mo mostrado. 0 sinal retardado do elemento 2110 é aplicado a uma memória de acesso duplo 2120. Um sinal de saída do adicionador 2114 é acoplado a uma rede de divisão por dois 2116, a saída da qual é adicionada ao sinal YT no ad_i cionador 2118. A saída do adicionador 2118 é aplicada a uma memória de acesso duplo 2122. As memórias 2120 e 2122 escrevem a uma frequência de 4 x f e lêem a uma frequência de 8 x f e fornecem sinais de saída a um multiplexador 2124 que desenvolve o sinal de exploração progressiva YF.

A fig. 14 representa o dispositivo de reunião de painel 1 ateral-painel central para utilização como ligador 1960 na fig. 19, por exemplo. Na fig. 14, o ligador é mostrado corno compreendendo uma rede 1410 para produzir o sinal de luminância de largura de banda completa YF' do compo nente de sinal de lumiância de painel lateral YS e o componente de sinal de luminância de painel central YC, assim cç> mo um ligador de sinal I 1420 e um ligador de sinal Q 1430 que são similares em estrutura e funcionamento à rede 1410. 0 painel central e os painéis laterais são sobrepostos propositadamente por diversos pixels, por exemplo dez pixels. Assim os sinais de painel central e lateral compartilham v_á rios pixels redundantes através do processo de codificação e transmissão de sinal antes da reunião.

No receptor de écran largo, os painéis central e lateral são reconstruídos a partir dos seus res pectivos sinais, mas por causa da expansão no tempo, compressão no tempo e filtragem executada nos sinais de painel, vários pixels, nos limites de painel

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-47lateral a central são corrompidos ou destorcidos. As regiões de sobreposição (0L) e pixels corrompidos (CP, ligeiramente exagara dos para clareza) são indicados pelas formas de onda associadas com sinais YS e YC na fig. 14. 8e os painéis não tiverem região de sobreposição, os pixels corrompidos seriam encostados uns aos outros e uma costura suria visível. Uma rogião de sobreposição de dez pixels de largura verificou-se ser suficientamente larga para compensar de três a cinco pixels de limite corrompidos.

□s pixels redundantes pormitem, com vantagem a mistura dos painéis lateral e central na região de sobreposição. Um multipl_i cador 1411 multiplica o sinal de painel lateral YS por uma função de ponderação W nas regiões de sobreposição, como representado pe. la forma de onda associada, sendo antes o sinal YS aplicado a um combinador de sinal 1415. De modo similar um multiplicador 1412 multiplica o sinal da painel central YC por uma função de pondera ção complementar (1-W) nas regiões de sobreposição, como represeri tado pela forma de onda associada, sendo antes o sinal YC aplicado ao combinador 1415. Estas funções de ponderação apresentam uma característica linear de tipo rampa nas regiões de sobreposição e contém valores entre 0 e 1. Após ponderação, os pixels de painel lateral e central são somados pelo combinador 1415 de modo que cada pixel reconstruído é uma combinação linear dos pixels de painel lateral e central.

As funções de ponderação de preferência deviam aproximar-Se da unidade perto dos limites mais interiores da região de sobrepo sição e deviam aproximar-se de zero no limite mais exterior. Isto assegurará que os pixels corrompidos tenham uma influência relativamente pequena no limite de painol reconstruído. A função de ponderação linear de tipo rampa representada satisfaz este requesito a uma função de ponderação não linear com porções extremas curvilínoas ou arredondadas, isto é, na vizinhança dos pontos po_n derados 1 e 0, pode também ser utilizada. Uma tal função de ponderação pode facilmente ser obtida pela filtragem de uma função de ponderação de rampa linear do tipo representado.

As funções de ponderação W e 1-W podem ser facilmente gera das por uma rede incluindo uma tabula de consulta que reage a um sinal de entrada representativo de posições de pixel e um combina

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dor subtractivo. As localizações do sobreposição be pixels lateral e central são conhecidas e a tabela de consulta é programada em consequência pura fornecer valores de saída de L> a 1 correspondendo à função de ponderação W, em resposta ao sinal de entrada. 0 sinal de entrada pode ser desenvolvido numa variedade de maneiras, tais como por um contador sincronizado por cada impulso de sincronismo de linha horizontal. Complementarmente a função de ponaeração 1-W pode ser produzida por subtraeção da função de ponderação W da unidade.

A fig. 2 2 mostra o dispositivo adequado para utilização c_o mo conversor de exploração progressiva para entrelaçado 17c para o sinal YF du fig. la. A fig. 22 mostra também um diagrama de uma porção do sinal de entrada de exploração progressiva YF com amostras A, B, C e X num plano vertical (v) e temporal (T) indica, do, como também mostrado na fig. 2a. 0 sinal de exploração progres. siva YF é submetido a um retardo de 525H através de cada uin dos elementos 2210 e 2212 para produzir amostras retardadas relativamente X e A da amostra B. As amostras B e A são somadas num adicionador 2214 antes de serem aplicadas a uma rede de divisão por dois 2216.

Um sinal de saída da rede 2216 é combinado subtractivamente numa rede 2218 com a amostra X para produzir o sinal YT. Este sinal é aplicado a uma entrada do comutador 2220 que funciona ao dobro da frequência de exploração de linha horizontal entrelaçada. Outra entrada do comutador 2220 recebe o sinal retardado YF da saída de retardo 2210. A saída do comutador 2220 é aplicada à m.e mória du acesso duplo 2222 que 16 numa frequência de 4 x f e es. creve a uma frequência de 8 x 4 f , para produzir sinais YF¹ e YT da forma entrelaçada numa saída.

a fig. 23 mostra o dispositivo adequado para utilização co mo os conversores 17a e 17b da fig. la. Na fig. 23 o sinal de ex. ploração progressiva IF (ou LjF) é aplicado a um elemento de retar do 2310 antes de ser aplicado a uma memória de acesso duplo 2312, que 16 a uma frequência de 4 x f e escreve a uma frequência de 8 x f para produzir o sinal de saída entrelaçado IF* (ou QF ’ ). São também mostradas formas de onda representativas do sinal de

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-49entrada de exploração progressiva com as primeira e segunda linhas associadas com amostras C e X, e o sinal de saída entrelaçado (a primeira linha com amostra C esticada a uma frequência H/2). A memória de acesso duplo 2312 da saída apenas à primeira amostra de linha (C) do sinal de entrada na forma esticada.

A fig. 24a mostra detalhes da unidade 80. 0 sinal X na forma de sen ot e o sinal Z na forma de sen /3 são aplicados para endereçarem entradas de compressores de amplitude não lineares 2405 e 2408, respectivamente. Os compressores 24D5 e 2408 são dispositivos de memória programável apenas de leitura (PROM) incluindo cada uma tabela de consulta contendo valores programados correspondentes à desejada função de compressão gama não linear. Esta função é indicada pela função de transferência compressora de entrada versus saída instantânea representada. Os si. nais comprimidos X e Z das saídas de dados das unidades 2405 e 2408 são submetidos a um processo de modulação DSSB como se segue.

A porção de modulador DSSB da fig. 24a compreende essencialmente dois geradores de banda lateral única, um para gerar a banda lateral superior e o outro para gerar a banda lateral inferior. Sumariamente, para cada gerador, o sinal de entrada original e o seu transformador de Hilbert são cada um deles modulados em portadoras de fases seno e cosseno, respectivamente, cujos resultados são adicionados, reforçando uma banda lateral e suprimi_n do ao mesmo tempo a outra. As saídas de cada gerador são depois combinadas para produzirem o sinal («) que é adicionado ao sinal principal (N) como anteriormente explicado.

Um transformador de Hilbert proporciona 902 de mudança de fase para todas as frequências numa dada banda, por exemplo convertendo uma função seno em cosseno, mantendo ao mesmo tempo uma resposta de amplitude plana na banda. As implementações digitais dos transformadores de Hilbert tomam frequentemente a forma de filtros de resposta de impulso finito (FIR). Informações adicionais sobre a concepção do transformador de Hilbert podem ser encontradas no testo Digital Signal Processing de Oppenheim e Schafer (Prentice-Hall).

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4?

-50Na fig. 24a, o sinal comprimido em amplitude X da saída do compressor 2405, na forma de sen o< para fins de representação, é aplicado directamente a uma entrada de modulação de um multipli. cador 2414 e à entrada de modulação de um multiplicador 2412 após ser deslocado 909 em fase para a forma de cos °< por um transforma, dor Hilbert 2410. As entradas de sinal de referência dos multiplicadores 2412 e 2414 respectivamente, recebem sinais subportado^ res relacionados,com fase em quadratura com a forma de cos Θ e sen Θ que são modulados pelos sinais aplicados às entradas de modulação. As saídas dos multiplicadores 2412 e 2414 são combinadas num combinador 2418 para produzirem o componente de banda lateral inferior do sinal duplo de saída modulado de banda lateral única (m). Neste exemplo as entradas de sinal subportador para os multiplicadores 2412 e 2414 apresentam uma relação de fase mutuamente em quadratura (sen Θ, cos Θ), apesar da relação de fase em quadratura não ser requerida. Qualquer relação de fase subpo_r tadora adequada pode ser seleccionada no transmissor e deve ser duplicada no desmodulador do receptor para desmodulação adequada.

Para gerar o sinal de banda lateral superior comprimido em amplitude Z a partir do compressor 2508, representativamente com a forma de sen /3 , é aplicada a uma rede de modulação que inclui um transformador de Hilbert 2420, multiplicadores 2422 e 2424 e o combinador 2428 dispostos do mesmo modo do que os elemen tos que formam o modulador de banda lateral inferior anteriormente descrito. 0 sinal DSSB de saída M é produzido pela combinação dos sinais de banda lateral superior e inferior num combinador 2430. 0 modulador de banda lateral superior difere do modulador de banda lateral inferior no faseamento das entradas de subportadora para os respectivos multiplicadores. Por exemplo o multipl_i cador do modulador de banda lateral inferior recebe uma subportadora com a forma de cos Θ e o multiplicador correlacionado 2422 do modulador de banda lateral superior recebe uma subportadora com a forma de sen Θ, pelo que estas subportadoras estão em relação de fase em quadratura. As entradas de subportadora para os multiplicadores correlacionados 2414 e 2424 apresentam também uma relação de fase em quadratura. 0 sentido de banda lateral supe

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rior/banda lateral inferior do modulador é uma função ou da adição ou da subtracção a ser executada pelas unidades 2418 e 2428, ou aplicando os sinais de entrada transformados de Hilbert aos multiplicadores 2414 e 2424 em vez de aos multiplicadores 2412 e 2422 como mostrado.

A fig. 24b representa a porção de modulador DSSB do bloco 1326 da fig. 13. 0 sinal modulado M é aplicado aos multiplicadores 2440 e 2450 (detectores síncronos de quadratura) que recebem respectivamente sinais de referência de desmodulação relacionados de fase em quadratura com a forma sen (Θ + e) e cos (Θ + e). Cada sinal de referência é prossuposto apresentar um erro de fase e. Os sinais de saída detectados de cada multiplicador são respectivamente filtrados em passa baixo pelas redes 2442 e 2452 para removerem os produtos de soma de desmodulação de portadoras de alta frequência não desejados. 0 transformado Hilbert a 902 é tomado através das redes 2444 e 2454 para cada sinal de saída filtrado e cada sinal transformado é combinado subtractivamente com o outro sinal não transformado por meio das redes 2460 e 2470 como mostra do para produzir os componentes X e Z. Em seguida, os sinais X e Z são expandidos em amplitude não linearmente como, por exemplo, por meio de PROM associadas (não mostradas) com tabelas de cônsul ta, programadas com o inverso dos valores de compressão no transmissor.

Como se pode ver das expressões para os sinais de saída dos combinadores 2460 e 2470, os componentes de cruzamento estão ausentes dos sinais de saída X e Z sem se ter em conta o valor do erro de fase e. 0 erro de fase é positivo para o sinal de saída X e negativo para o sinal de saída Z, um facto que pode ser utilizado para suprimir o erro de fase e. Se o erro de fase não é suprimido será exibido. Verificou-se, no entanto, que não é provável o erro de fase ter um efeito significativo numa imagem exibida.

Claims (18)

1 - Dispositivo para processamento de um sinal de tipo te levisão, compreendendo meios para fornecerem um sinal de tipo televisão represeri tativo de uma imagem de écran largo, tendo uma porção de imagem de painel principal com um alargamento de imagem maior do que o de uma porção de imagem de painel lateral associada e um alargamen to de imagem total maior do que o de uma imagem de televisão padrão;

meios que reagem ao dito sinal de televisão para desenvol_ verem um primeiro componente contendo informação representativa de uma imagem de alargamento padrão;

meios que reagem ao dito sinal de televisão para des envol_ verem um segundo componente contendo um primeiro tipo de informação auxiliar; e meios que reagem ao dito sinal de televisão para desenvol, verem um terceiro componente contendo um segundo tipo de informação aux iliar ; e meios de modulação que reagem aos ditos segundo e terceiro componentes e uma subportadora auxiliar para produzirem um sinal portador duplo de banda lateral única modulado pelos ditos segundo e terceiro componentes; caracterizado por o dito segundo componente ocupar uma banda lateral da dita subportadora exclusiva do dito terceiro componente e o dito terceiro componente ocupar uma segunda banda lateral da dita portadora exclusiva do dito segundo componente.

2 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por o dito segundo componente conter informação de imagem de painel lateral e o dito terceiro componente conter informação de detalhe de imagem de alta frequência.

3 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 2, caracterizado por o dito segundo componente conter informação de alta frequência exclusiva da informação de baixa frequência e o dito

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-53terceiro componente conter informação de detalhe de luminância hjo rizontal de alta frequência exclusiva de informação de imagem h_o rizontal de baixa frequência.

4 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por a dita subportadora auxiliar apresentar uma fase alter. nativa de campo.

5 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por compreender adicionalmente:

meios para processarem intraquadro os ditos segundo e ter. ceiro componentes antes de modularem a dita subportadora auxiliar;

meios para combinarem a dita subportadora modulada com o dito primeiro componente para produzirem um sinal de saída; e meios para modularem uma portadora de radiofrequência (RF) com o dito sinal de saída.

6 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por a dita subportadora auxiliar apresentar uma frequência menor do que a frequência de uma subportadora de crominSncia.

7 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por compreender, adicionalmente, meios para comprimirem em amplitude os ditos segundo e terceiro componentes para modularem a dita subportadora auxiliar.

8 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por a dita subportadora auxiliar modulada ter uma frequência dentro de uma gama de frequências de banda base.

9 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por os ditos meios de modulação compreenderem:

um primeiro modulador incluindo:

(a) os primeiro e segundo multiplicadores de sinal que reagem respectivamente aos primeiro e segundo sinais portadores apresentando fases mutuamente diferentes;

(b) primeiros meios para deslocarem em fase o dito segundo componente de um valor prescrito;

(c) meios para acoplarem o dito segunda componente desl_o

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-54cado em fase para uma entrada de sinal de modulação do dito primeiro multiplicador;

(d) meios para acoplarem o dito segundo componente a uma entrada de sinal de modulação do dito segundo multiplicador; e (e) primeiros meios para combinarem os sinais portadores modulados de saída dos ditos primeiro e segundo multiplicadores para produzirem uma das ditas primeira e segunda bandas laterais;

um segundo modulador incluindo:

(a) os terceiro e quatro multiplicadores de sinal que reagem respectivamente aos terceiro e quarto sinais portadores apresentando fases mutuamente diferentes;

(b) segundos meios para deslocarem em fase o dito tercei, ro componente de um valor prescrito;

(c) meios para acoplarem o dito terceiro componente deslocado em fase para uma entrada de sinal de modulação do dito ter, ceiro multiplicador;

(d) meios para acoplarem o dito terceiro componente a uma entrada de sinal de modulação do dito quarto multiplicador; e (e) segundos meios para combinarem sinais portadores modulados de saída dos terceiro e quarto multiplicadores para prodjq zirem a outra das ditas primeira e segunda bandas laterais; e meios para combinarem os sinais de saída dos ditos prime_Í ro e segundo combinadores para produzirem um sinal de saída duplo de banda lateral única.

10 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 9, caracte rizado por os ditos primeiros e segundos meios de deslocamento de fase deslocarem em fase respectivamente os ditos segundo e terce_i ro componentes de 909.

11 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 10, caracte rizado por aos ditos segundo e terceiro componentes deslocados em fase faltar informação DC.

12 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 9, caracte rizado por os ditos primeiro e segundo sinais portadores apresen68 591

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-55tarem mutuamente uma relação de fase em quadratura e os ditos segundo e terceiro sinais de portadores apresentarem mutuamente uma relação de fase em quadratura.

13 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 12, caracterizado por os ditos primeiro e terceiro sinais portadores apresentarem mutuamente uma relação de fase em quadratura e os ditos segundo e quarto sinais portadores apresentarem mutuamente uma re lação de fase em quadratura.

14 - Dispositivo para receber um sinal de tipo televisão representativo de uma imagem de écran largo tendo uma porção de imagem de painel principal com um alargamento de imagem maior do que □ de uma porção de imagem de painel lateral associada e um alargamento de imagem total maior do que o de uma imagem de televisão padrão compreendendo o dito sinal de televisão (a) um primeiro componente contendo informação representativa de uma imagem de alargamento padrão; (b) um segundo componente contendo um pri meiro tipo de informação auxiliar; e (c) um terceiro componente contendo um segundo tipo de informação auxiliar, compreendendo os ditos segundo e terceiro componentes conjuntamente com uma portadora auxiliar um sinal portador modulado duplo de banda lateral única, ocupando o dito segundo componente uma primeira banda late, ral da dita portadora exclusiva do dito terceiro componente e ocij pando o dito terceiro componente uma segunda banda lateral da dita subportadora exclusiva do dito segundo componente, sendo o dito sinal portador modulado duplo de banda lateral única combinado com o dito primeiro componente, sendo o dito dispositivo caracterizado por compreender:

meios para separarem o dito primeiro componente do dito sinal portador modulado duplo de banda lateral única;

meios para desmodularem o dito sinal portador duplo de banda lateral única para recuperarem os ditos segundo e terceiro componentes; e meios de processamento de sinal video que reagem aos ditos primeiro, segundo e terceiro componentes recuperados para desenvolverem um sinal representativo de imagem.

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15 - Oispositivo de acordo com a reivindicação 14, caracterizado por o dito segundo componente conter informação de painel lateral e o dito terceiro componente conter informação de detalhe de imagem de alta frequência.

16 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 15, caracterizado por o dito segundo componente conter informação de alta frequência exclusiva de informação de baixa frequência e o dito terceiro componente conter informação de detalhe de luminância ho rizontal de alta frequência exclusiva de informação de imagem horizontal de baixa frequência.

17 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 14, caracterizado por os ditos meios de desmodulação reagirem a um sinal de referência tendo uma fase alternante de campo.

18 - Dispositivo de acordo com a reivindicação 14, caracterizado por compreender adieionalmente meios para expandirem em amplitude os ditos segundo e terceiro componentes recuperados.