CN1035929A - 具有辅助载波的高级兼容电视系统 - Google Patents

Abstract

一种NTSC兼容宽屏幕EDTV(扩展清晰度电视)系统包括三个分量：(1)包括中心信息和低频边条信息的主分量；(2)包括边条高频信息的辅助分量；和(3)包括附加高频亮度细节信息的辅助分量。分量(2)和(3)做为抑制载波的双单边带信号传送，其中，分量(2)独占上、下边带中的一个边带，分量(3)独占另一个边带。

Description

本发明涉及一种用辅助基带信息调制辅助载波信号的宽屏幕扩展清晰度电视（EDTV）系统。

传统的电视接收机，例如以美国及其它地方所采用的NTSC广播标准为依据的接收机，有4∶3的宽高比（显示图象的宽度对高度之比）。近来，对使用具有较大宽高比的电视接收机系统感兴趣，例如：2∶1，16∶9或5∶3，因为，这种宽高比较传统电视接收机的4∶3宽高比更近似或等于人眼的宽高比。具有5∶3宽高比的视频信号受到特别的注意，因为该比值与电影片的宽高比近似，因此，这样的信号可不用剪切图象信息而直接发射及接收。但是，简单地发射增大了宽高比的信号的宽屏幕电视系统与具有传统宽高比接收机的传统系统不相容。这使广泛使用宽屏幕系统发生了困难。

为此，希望有一种与传统电视接收机兼容的宽屏幕系统，更希望有一种能提供增强或扩展显示图象清晰度的兼容宽屏幕系统，以提供特佳的图象细节。例如，这样的EDTV（扩展清晰度电视）宽屏幕系统可以含有提供逐行扫描图象的装置。这样一个宽屏幕EDTV系统的实例由M.A.Isnardi等人在题为“ACTV（高级兼容电视）系统中兼容性及可恢复性的编码”的论文中公开了。该文发表在《IEEE    Transactions    on    Broadcasting》，1987年12月Vol.BC-33，No.4。在这个系统中，形成了包括第一、第二、第三和第四分量的电视信号。第二分量（高频边条信息）和第三分量（附加高频亮度细节信息）正交调制在辅助副载波上。利用正交解调，在接收机中恢复第二和第三分量。

在传统正交调制的情况下，正交载波周围的上边带及下边带中，每一个都是既含有第一也含有第二正交调制信号分量。正交调制分量的正常分离需要基准振荡器（例如，接收机中正交解调器部分的本机振荡器）呈现出精确的相位特性，以保持这两个正交调制信号分量互不干扰。本机基准振荡器的相位误差将产生两个调制分量之间的串扰，如果相位误差足够大，则串扰是显著的。如果相位误差足够大，例如是90°，则这两个分量的信息成分因解调而互换位置，引起严重的图象失真。由于信号“重影”的结果，也可能产生不期望的串扰效应。在这种情况下，正交载波将以任意相位而出现，足以使调制分量中所含的信息产生显著的失真。在根据本发明的系统中，避免了因正交调制/解调方案中存在着相位误差而潜在的困难。

依据本发明原理，信号相位不依赖于辅助载波信号的分离的第一和第二调制分量。特别是在所公开本发明优选实施例中，第一和第二辅助宽屏幕EDTV信号分量每一个都是作为抑制载波的单边带信号而发射的。第一调制分量占据抑制载波的下边带频带，不含有第二调制分量;第二调制分量占据抑制载波的上边带频带，不含有第一分量。此方案以下称为双单边带（DSSB）编码器系统。

在所公开的应用本发明原理的兼容宽屏幕EDTV电视系统的优选实施例中，对原始高分辨率的逐行扫描宽屏幕信号进行编码，以包括由复合信号得出的四个分量，对这四个分量在单一信号传送通道中重新组合起来之前，分别进行了处理。

第一分量是具有标准4∶3宽高比的主要2∶1隔行信号。该分量包括已时间扩展到几乎占据4∶3宽高比的有效行时间的宽屏幕信号的中心部分;和已时间压缩到左、右水平图象过扫描区的两边条水平低频信息，在标准电视接收机显示中，过扫描区的这种信息是看不见的。

第二分量是辅助的2∶1隔行信号，它包括每一边条已时间扩展到有效行时间一半的左、右边条高频信息，因此，已扩展的边条信息实际上占据了整个有效行时间。此分量是DSSB调制系统的一个边带调制分量。

第三分量是辅助的、由宽屏幕信号源得出的2∶1隔行信号，它包括约5.0MHz和6.2MHz之间的高频水平亮度细节信息。此分量在下频率平移以后，代表DSSB调制系统的第二边带调制分量。

第四分量是辅助的、2∶1隔行的“辅助者”（helper）信号，它包括垂直-时间（V-T）亮度细节信息，换言之，是在从逐行扫描转换到隔行扫描格式时会丢失的信息。此信号分量有助于重新构成丢失的图象信息，并有助于减少或消除在宽屏幕EDTV接收机中不期望的闪烁及运动的人工产物。

在宽屏幕EDTV接收机中，把含有所述四个分量的复合信号解码为构成该复合信号的四种分量。对已解码的分量分别进行处理，并用来产生具有增强分辨率的、代表图像的宽屏幕信号。

图中：

图1是依据本发明的使用辅助调制器装置的兼容宽屏幕EDTV编码系统的总图;

图1a是所公开的宽屏幕EDTV系统的编码器详细方框图;

图1b-1e包括有助于理解所公开的宽屏幕EDTV系统工作的图;

图2-5是有助于理解所公开系统工作的信号波形和图;

图13表示包括依据本发明的辅助解调器装置的宽屏幕EDTV接收机的部分框图;

图6-12和图14-23更详细地说明所公开系统的各个方面;以及

图24a和24b分别表示了依据本发明的DSSB调制器和解调器的细节。

打算通过标准的，例如NTSC广播通道发射大宽高比（例如5∶3）图象的系统应利用宽屏幕接收机获得高质量的图象显示，同时大大减少或消除在标准4∶3宽高比显示中能观察到的劣化。对图象的两个边条利用信号压缩技术，有利于标准NTSC电视接收机显示的水平过扫描区，但是，在重新构成宽屏幕图象的两个边条区域内，可能使图象分辨率受到损失。因为时间压缩引起了频域扩展，只有低频分量经受得住在标准电视通道中的处理，此通道所呈现的带宽比宽屏幕信号所需要的带宽要窄。因此，当兼容宽屏幕信号的已压缩两个边条在宽屏幕接收机中扩展时，在所显示的宽屏幕图象中心部分和两个边条的分辨率或高频分量之间产生了显著的差异，除非采取了措施以避免这种影响。这种显著的差异是由于低频边条的信息被恢复了，但高频信息由于视频通道带宽的限制而被失掉了。

在图1系统中，与图1a较详细系统的公共元件用同一参考号标定。如图1所示，对具有左、右边条及中心信息的原始宽屏幕逐行扫描信号进行处理，以获得四个分开的编码分量。这四个分量上面已经描述过了，在图1中，从图象显示的角度做了一般说明。对第一分量进行处理（包括对中心部分信息进行时间扩展和对两边条部分的低频信息进行时间压缩），使得所产生的亮度带宽不超过NTSC的亮度带宽（在本实施例中，为4.2MHz）。对此信号以标准的NTSC格式进行彩色编码，对此信号的亮度及色度分量进行适当的前置滤波（例如，利用场梳状滤波器），以便在标准的NTSC及宽屏幕接收机中提供已改善的亮-色分离度。

第二分量（边条高频信息）的时间扩展使其水平带宽减小到大约1.1MHz。此分量与主信号（第一分量）是空间不相关的，而且采取了特殊的予防措施在标准NTSC接收机上遮掩其可见性，正如下面将要讨论的那样。

第三分量5.0MHz到6.2MHz的已扩展高频亮度信息，在进一步处理之前首先频率下移至0到1.2MHz的范围内。将此分量变换成标准的4∶3格式，使之与主信号（第一分量）在空间上相关，以遮掩其在标准NTSC接收机上的可见性。第三分量已压缩的两个边条信息所呈现的带宽为中心部分信息的六分之一（0-1.2MHz）。

第四分量（垂直-时间“辅助者”）变换成标准的4∶3格式，使之与主信号分量相关，从而遮掩其在标准NTSC接收机上的可见性，并将其水平带宽限制到750KHz。

第一、第二和第三分量由各自的帧内平均器38、64和76（一种垂直-时间（V-T）滤波器）进行处理，以消除在宽屏幕接收机中主信号和辅助信号分量之间的V-T串扰。第一分量只在约1.5MHz以上进行帧内平均。在DSSB调制器框80中，第二和第三帧内平均分量（标志为X及Z）在先于调制3.108MHz辅助副载波ASC之前，进行了非线性幅度压缩，ASC不象色度副载波，ASC具有场交替相位。在加法器40中，把来自方框80的已调制信号（M）加到帧内平均第一分量（N）上。所形成的输出信号是4.2MHz带宽的基带信号（NTSSCF），它与来自滤波器79的、经过750KHz低通滤波的第四分量（YTN）一起，在方框57中正交调制射频图象载波，以产生NTSC兼容的射频信号，该信号能够经过单一的、标准带宽的广播通道传送到标准NTSC接收机或宽屏幕逐行扫描接收机上。

正如从图1a中编码器将要看到的那样，对第一分量进行的时间压缩容许把两个边条的低频信息全部压缩到标准NTSC信号的水平过扫描区域中。利用即将讨论的包括方框80的辅助副载波调制技术，以对标准接收机透明的方式，在通过视频传送通道时，两个边条的高频信息与标准的NTSC信号共享频谱。当由标准NTSC接收机接收时，只能看到主信号（第一分量）的中心信息部分。第二和第三分量可能产生小幅度的干扰图案，在正常观看距离及正常图象控制调节位置上觉察不到。第四分量在带有同步视频检波器的接收机中被全部消除。在带有包络检波器的接收机中，第四分量被处理了，但由于它与主信号相关而不被觉察。

图1b表示所公开EDTV宽屏幕系统的射频频谱，它包括辅助信息，与标准NTSC系统的射频频谱相比较。在所公开系统的频谱中，两个边条的高频（分量2）和附加高频水平亮度细节信息（分量3）分别在辅助副载波（ASC）频率3.108MHz的一侧占据带宽近似为1.1MHz的上、下边带。V-T“辅助者”信号信息（分量4）在主信号图象载波频率的每一侧各延伸750KHz。

宽屏幕逐行扫描接收机包括重新构成原始宽屏幕逐行扫描信号的装置。与标准NTSC信号相比较，重新构成的宽屏幕信号具有带有标准NTSC分辨率的左、右两个边条，并且具有特别是在图象的静止部分上，带有优异的水平和垂直亮度细节的4∶3宽高比的中心信息。

两项基本考虑控制了与形成和处理第一、第二、第三和第四分量有关的信号处理技术。这些考虑就是与现有接收机的兼容性和在接收机中的可恢复性。

完全兼容性指的是接收机和发射机的一致性，使得现有的标准接收机能接收宽屏幕EDTV信号，而且不用专门的附加器就能产生标准的显示。这种意义上的兼容性要求例如，发射机的图象扫描格式基本上与接收机的图象扫描格式一样，或者是在接收机图象扫描格式的容差范围之内。兼容性还意味着，在标准接收机上显示时，必须把附加的非标准分量在实际上或在感觉上隐藏在主信号中。为获得后一种意义上的兼容性，所公开的系统利用下面的技术来隐藏辅助分量。

如上讨论，两个边条的低频信息实际上被隐藏在标准接收机的正常水平过扫描区域内。对于与两个边条的低频信息相比是低能信号的分量2，以及正常为低能高频细节信号的分量3进行幅度压缩，并将其调制到频率为3.108MHz的辅助副载波上。3.108MHz是间置频率（半行频的奇数倍）。选择辅助副载波的频率、幅度和相位，使得已调制的辅助副载波信号的可见性尽可能地减小，例如，通过从一场到另一场来控制辅助副载波的相位，使得从一场到下一场的相位改变180°，而不象色副载波从一场到下一场的相位那样。尽管已调制的辅助副载波分量完全在色通带之内（2.0-4.2MHz），但是因为它们显示为场频互补彩色闪烁，而这种闪烁在正常色饱和电平上不被人们所觉察，所以，已调制的辅助副载波分量在感觉上被隐藏起来了。此外，在幅度调制之前，对调制分量进行的非线性幅度压缩有助于把瞬时幅度过冲减小到可以接受的较低电平。通过把中心信息时间扩展到匹配于标准的4∶3格式来隐藏分量3，因此，分量3与分量1空间相关（并且时间相关）了。这是利用将要讨论的格式编码器来完成的。这样的空间相关性在把分量3与分量2一起调制到辅助副载波上并与分量1组合起来之后，有助于防止分量3的信息与分量1的信息互相干扰。

通过把中心信息时间扩展到匹配于4∶3格式，把分量4-“辅助者”信号也隐藏起来，因此使分量4与主信号空间相关了。分量4在带有同步检波器的标准接收机中被消除;在带有包络检波器的标准接收机中，因其与主信号是空间相关的也在感觉上被隐藏起来。

在宽屏幕逐行扫描接收机中恢复分量1、分量2和分量3，是通过在发射和接收机中进行帧内平均处理来完成的。这种处理与图1和图1a发射机系统中的元件38、64和76有关，还与将要讨论的接收机中的有关元件有关。帧内平均是一种信号调整技术，这种技术为相互组合制备出两种视觉高度相关的信号，使得利用例如场存储装置就能够把它们有效并精确地恢复出来，以后甚至是在代表图像的信号存在着运动的情况下，也没有V-T（垂直-时间）串扰。为此目的而采用的这类信号调整实质上包括使两个信号在场基础上一致，即隔开一场取两个具有相同值的取样。帧内平均是达此目的的简便技术，但是也可以利用其它技术。帧内平均基本上是线性的、时间变化的数字前置滤波和后置滤波处理，以保证把两个视觉高度相关的已组合信号精确地恢复出来。利用发射机编码器的水平前置滤波器和接收机解码器的后置滤波器之间的保护带，来消除水平串扰。

在时域内的帧内平均处理，通过图1c作了一般说明，其中，通过对相隔262H的象素（A、B和C、D）进行平均，使对偶场一样。在每一对中，用平均值来替换原始值。图1d以图1系统的角度说明帧内平均处理。从分量2和分量3开始，在一帧内对相隔262H的对偶象素（图象元素）进行平均，并且用平均值（例如X₁、X₃和Z₁、Z₃）来替换原始象素值。在一帧之内产生了V-T平均，并且不超过帧的边界。在分量1的情况下，帧内平均仅对约1.5MHz以上的信息执行，因而不影响较低频率的垂直细节信息。在分量1和分量2的情况下，帧内平均对包括亮度分量（Y）和包括整个色频带内的色度分量（C）的复合信号执行。由于相隔262H的象素对色副载波是“同相”的，所以复合信号的色度分量经受得住帧内平均。控制新的辅助副载波的相位，使之对相隔262H的象素是精确反相的，因此与色副载波的相位不一样。因此，在装置40中，当把分量2和分量3（调制以后）加到分量1上时，相隔262H的象素有（M+A）和（M-A）的形式，其中M是主复合信号中1.5MHz以上的一个取样，A是辅助的已调制信号的一个取样。

利用帧内平均，实际上消除了V-T串扰，甚至在存在着运动的情况下。关于这一点，帧内平均处理产生了相隔262H同样的取样。在接收机中，精确地（即没有串扰）恢复这些取样的信息内容是一件简单的事，那就是通过在一帧之内平均并差分相隔262H的象素取样，从而恢复主信号和辅助信号信息。在接收机解码器中，通过帧内平均和差分处理，基本上能够完整地恢复已帧内平均的原始信息，因为已经使原始的视觉高度相关的信息从一场到一场基本上相同了。

还是在接收机中，利用同步射频检波器，对射频通道进行正交解调。由此，把分量4与其它三个分量分离开来。利用帧内平均及差分把分量1与已调制的分量2和分量3分离开来，并且利用解调把分量2和分量3分离开来，正如将参照图13讨论的那样。

在恢复了四个分量之后，对复合信号进行NTSC解码并分离成为亮度和色度分量。对全部分量执行相反的变换以恢复宽屏幕的宽高比，并把两个边条的高频与低频组合起来以恢复全部边条的分辨率。把已扩展的高频亮度细节信息平移到其原始频率范围内，并且加到利用时间内插和“辅助者”信号转变成逐行扫描格式的亮度信号上。色度信号利用无助的时间内插转换成逐行扫描格式。最后，亮度和色度的逐行扫描信号都转换成模拟形式，并经矩阵变换以产生RGB彩色图象信号通过宽屏幕逐行扫描显示器显示出来。

在讨论图1a的兼容宽屏幕编码系统之前，参考图2的信号波形A和B。信号A是5∶3宽高比的宽屏幕信号，要把它转换成如信号B所描绘的具有4∶3宽高比的标准NTSC兼容信号，宽屏幕信号A包括与主图象信息有关、占据时间间隔TC的中心部分信息，以及与辅助图象信息有关、占据时间间隔TS的左、右边条部分。在此实例中，左、右边条呈现出基本上相等的宽高比，它小于位于左、右边条中央的中心信息的宽高比。

通过把一定的边条信息完全压缩到与时间间隔TO有关的水平过扫描区域中，把宽屏幕信号A转换成NTSC信号B。标准NTSC信号具有有效行时间间隔TA（持续时间约为52.5微秒），TA中包括过扫描时间间隔TO、包括着要显示的视频信息的显示时间间隔TD，整个水平行时间间隔TH的持续时间约为63.556微秒。对宽屏幕及标准NTSC信号，时间间隔TA和TH是一样的。已发现，几乎所有的用户电视接收机都有占整个有效行时间间隔TA至少4%的过扫描时间间隔，即，在左、右两边各有2%的过扫描。隔行取样频率为4×fsc（这里，fsc是彩色副载波的频率）时，每一水平行时间间隔含有910个象素，其中754个象素组成要显示的有效水平行图象信息。

宽屏幕EDTV系统较详细地示于图1a。参看图1a，525行、60场/秒的宽屏幕逐行扫描摄象机10，在本例中提供具有R.G.B分量和大的宽高比5∶3的宽屏幕彩色信号。也可以使用隔行信号源，但逐行扫描信号源产生优异的结果。宽屏幕摄象机具有比标准NTSC摄像机更大的宽高比及较宽的视频带宽，宽屏幕摄像机的视频带宽尤其正比于其宽高比和每帧总行数的乘积。假设宽屏幕摄像机以恒定速度扫描，其宽高比的增大会引起其视频带宽相应增大，而且当信号由宽高比为4∶3的标准电视接收机显示时，还会引起图象信息水平压缩的增大。基于这些原因，要实现完全的NTSC兼容性，则需改进宽屏幕信号。

由图1编码器系统处理的彩色视频信号，既含有亮度信号分量也含有色度信号分量。亮度和色度信号都含有低频及高频信息，在下面的讨论中将分别称为“低频”（lows）和“高频”（highs）。

来自摄像机10的宽带宽屏幕逐行扫描彩色视频信号在装置12中进行矩阵变换，以便从R.G、B彩色信号中得出亮度分量Y及色差信号分量I和Q。宽带逐行扫描信号Y.I.Q以8倍色副载波频率（8×fsc）取样，并且由在模数转换器装置14中各自的模数转换器（ADC）分别从模拟形式转变为数字（二进制）形式，之后分别由滤波器装置16中各自的垂直-时间（V-T）低通滤波器滤波，以产生已滤波的信号YF，IF和QF。这些信号中每一个都是图2中波形A所示的形式。各自的滤波器是图10d中所示3×3线性、时间不变的滤波器，正如要讨论的那样。这些滤波器稍微降低了垂直-时间分辨率，特别是对角线的V-T分辨率;但是，这些滤波器防止了在逐行扫描变为隔行扫描以后，在主信号（图1中的分量1）中不期望的隔行人工产物（例如闪烁、锯齿边及其它与混淆相关的效应）。在图象的静止部分，滤波器几乎保持了全部垂直分辨率。

中心信息扩展因数（CEF）是宽屏幕接收机显示的图象宽度和标准接收机显示的图象宽度之差的函数。宽高比为5∶3的宽屏幕显示器的图象宽度，是宽高比为4∶3的标准显示器的图象宽度的1.25倍。1.25这个因数是初始的中心信息扩展因数，它必须调整，以考虑标准接收机的过扫描区域并考虑在中心和两个边条之间边界区域中有意的轻微重叠，正如下面将要说明的那样。这些考虑确定了CEF为1.19。

来自滤波网络16的逐行扫描信号呈现为0-14.32MHz的带宽，并且通过逐行扫描（P）-隔行扫描（I）转换器17a、17b和17c分别转换为2∶1隔行扫描信号，P-I转换器的细节将结合图22和23加以讨论。从转换器17a-17c输出的信号IF′、QF′及YF′的带宽呈现为0-7.16MHz，因为隔行扫描信号的水平扫描频率是逐行扫描信号水平扫描率的一半。在此转换过程中，对逐行扫描信号进行二次取样，用有效象素取样的一半来产生2∶1隔行的主信号。特别是，每一逐行扫描信号变成2∶1隔行扫描格式是利用保留每一场中的奇数行或偶数行并以4×fsc的速率（14.32MHz）读出所保留的象素来进行的。隔行信号的所有后续数字处理，以4×fsc的速率来进行。

网络17c还包括误差予测网络。网络17c的一个输出YF′是已前置滤波的逐行扫描分量的隔行二次取样亮度形式。网络17c的另一输出（亮度）信号YT含有从图象帧差分信息中得出的垂直-时间信息，并且代表接收机中“丢失”的亮度取样实际值与予测值之间时间予测或时间内插的误差，正如以后将要说明的那样。予测是以接收机中可以获得的“前”、“后”象素幅度的时间平均值为基础进行的。信号YT是在接收机中帮助重新组成逐行扫描信号的亮度“辅助者”信号，YT基本上是接收机对非静止图象信号进行处理时所预计的误差原因，YT简化了接收机中消除这样的误差。在图象的静止部分中，这项误差是零，这时在接收机中实现了理想的重新组成。已发现，色度“辅助者”信号实际上并不需要，亮度“辅助者”信号足以产生良好的结果，因为人眼对缺少色度的垂直或时间细节不太敏感。图2a说明产生“辅助者”信号YT的算法。

参看图2a，在逐行扫描信号中，象素A、X和B占据图象的同一空间位置。黑色象素例如A和B作为主信号传送，并且在接收机中是有用的。白色象素例如X不被传送，而是预测为时间平均值（A+B）/2。即，在编码器中，通过平均“前”和“后”象素A和B的幅度来予测“丢失”的象素X。从实际值X中减去予测值（A+B）/2，产生对应于“辅助者”信号的予测误差信号，该预测误差信号具有依据表示式X-（A+B）/2的幅度。此表示式除确定了时间帧平均信息之外，还确定了时间场差分信息。“辅助者”信号通过750KHz低通滤波器进行水平低通滤波，并作为“辅助者”信号YT传送出去。对“辅助者”信号的带宽必须限制到750KHz，以防止把该信号调制到射频图象载波上以后，与下一个较低的射频通道相互干扰。在接收机中，通过利用A及B取样的平均值对丢失的象素X进行了同样的预测，并把予测误差加在予测值上。即，通过把予测误差X-（A+B）/2加到时间平均值（A+B）/2上来恢复X。因此，V-T“辅助者”信号简化了从隔行扫描到逐行扫描的转换。

利用所公开的时间予测算法有利地获得了比利用某些其它算法得到的予测信号能量要低的“辅助者”信号，其它算法有例如，由M.Tsinberg在题为“扩展NTSC两通道兼容高清晰度电视系统”的论文中（ENTSC    Two-Channel    Compatible    HDTV    System）〔发表在《美国电气及电子工程师学会消费者电子学学报》，1987年8月，第CE-33卷第3期，第146-153页上〕所描述获得行差分信号的算法。在图象的静止区域内，因为予测是理想的，所以，误差能量是零。静止和基本上静止的图象表现为低能量情况（例如，以对着静止背景的播音员为特征的新闻广播）。已发现，所公开的算法在接收机中图象重新组成以后产生最少的有害人工产物，而且由所公开算法产生的“辅助者”信号在把带宽限制（滤波）到约750KHz以后还保持其有效性。当存在着静止图象信息时，利用所公开算法产生的“辅助者”信号有利地呈现为零能量，因此，与静止图象有关的“辅助者”信号不受滤波的影响。即使不传送“辅助者”信号也能得到大大改善了的重新构成的宽屏幕图象。在这种情况下，图象的静止部分将比标准NTSC图象清晰得多，但是，运动部分将有些“模糊”，而且可能出现“拍频”人工产物。因此，最初广播电台不必传送“辅助者”信号，但在滞后一会时间就可以选择把射频传送升级。

对于逐行扫描系统以及对于具有比标准行频高的隔行扫描系统，所公开的时间予测系统都是有用的，但是，以使用具有在图象中占据同样空间位置的象素A、X和B的逐行扫描源为最好，这种逐行扫描源对静止图象产生最好的予测。如果原始宽屏幕图象来自隔行扫描信号源，则即使是在图象的静止部分，时间予测也不会理想。在这种情况下，“辅助者”信号将有较大的能量，并将在重新构成的图象静止部分中产生轻微的人工产物。实验表明，采用隔行信号源得到了仅在严格检查时才看得到人工产物的可以接受的结果，然而，逐行扫描信号源几乎不引入人工产物并能产生更好的结果。

回到图1a，来自转换器17a-17c的隔行扫描宽屏幕信号IF′、QF′及YF′分别由水平低通滤波器19a、19b和19c滤波，以产生具有0-600KHz带宽的信号IF″、具有0-600KHz带宽的信号QF″以及具有0-5MHz带宽的信号YF″。然后，对这些信号进行格式编码处理，即，利用与边条一中心信号分离器及处理器装置18有关的格式编码设备，把这些信号的每一个编码成4∶3格式。简言之，即对每个宽屏幕行的中心部分进行时间扩展，将其变换成以4∶3宽高比有效行时间来显示的部分。时间扩展使带宽减小，因此，使原始宽屏幕隔行扫描的频率分量与标准NTSC带宽兼容。把两个边条信号分裂成水平频带，这样I和Q彩色高频分量呈现为83KHz-600KHz（如图7中IH信号所示）的带宽，Y亮度高频分量呈现为700KHz-5.0MHz（如图6中YH信号所示）的带宽。边条低频信号（即信号YO、IO及QO，如图6及图7所产生的）包括直流分量，对边条低频信号进行时间压缩，将其变换到每行左、右水平图象的过扫描区域中。两侧的高频分开处理。这种格式编码处理的细节下面随即说明。

在考虑下列编码细节的过程中，同时考虑图1e是有帮助的，图1e以显示中心及边条信息的角度画出了对于分量1、2、3和4进行编码的过程。对于已滤波的隔行信号IF″、QF″和YF″通过边条一中心信号分离器及处理器18进行处理，产生三组输出信号：YE、IE和QE;YO、IO和QO;以及YH、IH和QH。处理前两组信号（YE、IE、QE和YO、IO、QO），以产生包括全带宽中心分量的信号，以及已压缩到水平过扫描区域中的两个边条亮度低频信号的信号。处理第三组信号（YH、IH、QH），以产生包括两个边条高频信号的信号。当把这些信号组合起来时，就产生了具有4∶3显示宽高比的NTSC兼容宽屏幕信号。包括装置18的电路细节将结合图6、7和8示出并讨论。

信号YE、IE和QE包括全部中心信息并呈现为图3中信号YE所示的同一格式。简言之，信号YE从信号YF″中如下所述而得出。宽屏幕信号YF″包括在宽屏幕信号的有效行间隔内出现的象素1-754，该宽屏幕信号包括两个边条及中心信息。中心信息（象素75-680）通过时间分离处理作为中心亮度信号YC提取出来。信号YC通过中心信息扩展因数1.19（即5.0MHz÷4.2MHz）进行时间扩展，产生NTSC兼容的中心信息信号YE。由于进行了扩展因数为1.19的时间扩展，所以信号YE呈现为NTSC兼容的带宽（0-4.2MHz）。信号YE占据在过扫描区域TO之间的图象显示时间间隔TD（图2）。信号IE和QE分别从信号IF″及QF″产生，其处理方式与信号YE类似。

信号YO、IO和QO提供插入到左、右水平过扫描区域中的低频边条信息。信号YO、IO和QO呈现为图3中信号YO所示的同一格式。简言之，信号YO从信号YF″中得出，如下。宽屏幕信号YF″包括与象素1-84有关的左边条信息和与象素671-754有关的右边条信息。正如将要讨论的那样，对信号YF″进行低通滤波，以产生具有0-700KHz带宽的亮度低频信号，通过时间分离处理，从这个信号中提取左、右边条低频信号（图3中的信号YL′）。对亮度低频信号YL′进行时间压缩，以产生在与象素1-14和741-754有关的过扫描区域中具有已压缩低频信息的边条低频信号YO。此已压缩的边条低频信号呈现为正比于时间压缩量的、增大了的带宽。信号IO和QO分别从信号IF″和QF″产生，其处理方式与信号YO类似。

利用边条一中心信号组合器28，例如时间多路转换器，把信号YE、IE、QE及YO、IO、QO组合起来，以产生具有NTSC兼容带宽和4∶3宽高比的信号YN、IN及QN。这些信号是图3所示信号YN的形式。组合器28还包括用来均衡被组合信号过渡时间的适当的信号延时。这样的均衡信号延时还包括在本系统中其它需要均衡信号过渡时间的地方。

调制器30，带通滤波器32、H-V-T带阻滤波器34和组合器36构成改进了的NTSC信号编码器31。色度信号IN和QN通过调制器30正交调制到频率为NTSC色副载频（一般为3.58MHz）的副载波SC上，产生已调制的信号CN。调制器30是传统设计的，并将结合图9加以说明。借助于二维（V-T）滤波器32，对已调制信号CN在垂直（V）方向和时间（T）方向上进行带通滤波，滤波器32在把隔行扫描色度信号作为信号CP加到组合器36的色度信号输入端上以前，去掉了该隔行扫描色度信号中的串扰人工产物。借助于三维H-V-T带阻滤波器34，在亮度信号YN作为信号YP加到组合器36的亮度输入端上以前，在水平（H）、垂直（V）和时间（T）方向上对YN进行了带阻滤波。对亮度信号YN和色度信号IN及QN进行滤波，用来保证在后续的NTSC编码之后显著降低亮-色串扰。多维空间-时间滤波器例如图1中的H-V-T滤波器34和V-T滤波器32，包括接着将要讨论的图10所示的结构。

图1a中的H-V-T带阻滤波器34呈现为图10b的结构，并滤掉来自亮度信号YN的向上移动对角线频率分量。这种频率分量看上去类似于色副载波分量，滤掉这种频率分量，在频谱中形成一个无信号频段以插入已调制的色度信号。由于已确定人眼对于对角线频率分量基本上并不敏感，所以从亮度信号YN中把向上移动的对角线频率分量滤掉不会显著劣化所显示的图象。滤波器34呈现为近似1.5MHz的截止频率，因此不损伤亮度的垂直细节信息。

V-T带通滤波器32减小色度带宽，因此，已调制的色度边条信息可以插入到由滤波器34在亮度频谱中所形成的无信号频段内。滤波器32降低了色度信息的垂直和时间分辨率，使得静止和运动的边缘有轻微的模糊，但由于人眼对此影响并不敏感，所以这种影响无足轻重或没有意义。

来自组合器36的输出中心/边条低频信号C/SL包括从宽屏幕信号的中心信息得出的要显示的NTSC兼容信息，以及从宽屏幕信号的边条中得出的、已压缩的边条低频信号（亮度和色度），这种低频信号位于NTSC接收机显示器上人看不到的左、右水平过扫描区域中。在过扫描区域中已压缩的边条低频信号代表用于宽屏幕显示的边条信息的一个组成部分。另一个组成部分一边条高频信号由处理器18产生，这将在下面讨论。边条高频信号YH（亮度高频信号）、IH（I高频信号）和QH（Q高频信号）示于图4中。图6、7和8示出用来产生这些信号的装置，这将要加以讨论。在图4中，信号YH、IH及QH包括与左边条象素1-84有关的左边条高频信息，以及与右边条象素671-754有关的右边条高频信息。

帧内平均器38对信号C/SL进行处理，以产生信号N，将其加到加法器40的输入端上。由于信号C/SL的帧内图象信息的高视觉相关性，已帧内平均的信号N基本上与信号C/SL相同。平均器38平均约1.5MHz以上的信号C/SL，并协助减少或消除在主信号和辅助信号之间的垂直-时间串扰。帧内平均器38的工作选择在高通频率范围1.5MHz及其以上，以保证对2MHz和2MHz以上的信息进行完全的帧内平均，防止由于帧内平均处理使亮度垂直细节信息劣化。借助于在编码器31中与帧内平均器38有关的滤波器和图13解码器中与帧内平均一差分装置有关的滤波器之间的200KHz保护带来消除水平串扰。图11a和11b示出高频帧内平均器38的细节。图11a，11b和13将相继加以讨论。

利用与编码器31类似的NTSC编码器60，把信号IH、QH及YH排成NTSC格式。特别是，编码器60包括图9所示类型的装置及用来把边条色度高频信息正交调制到3.58MHz的边条亮度高频信息上的装置，以产生信号NTSCH-NTSC格式的边条高频信息。此信号示于图5。

在NTSC编码器31和60中使用多维带通滤波器，当接收机包括用来分离亮度和色度信息的互补多维滤波时，有利地允许在接收机中实际上无串扰地把亮度和色度分量分离开来。利用互补滤波器做亮/色编码和解码称为合作处理，在C、H、Strolle所写题为“用来改善亮/色分离的合作处理”的论文中作了详细讨论。该文发表在《美国电影和电视工程师协会期刊》（SMPTE    Journal），1986年8月，第95卷第8期，第782-789页上。即使是使用传统陷波滤波器和行-梳状滤波器的标准接收机，也会从在编码器中使用这样的多维前置滤波器，减小了亮/色串扰中得到好处。

装置62对信号NTSCH进行时间扩展，以产生已扩展的边条信号ESH。特别是，如图5所示，这种扩展通过变换处理来完成，即，把信号NTSCH的左边条象素1-84变换到信号ESH象素位置1-377上，即把信号NTSCH的左边条高频信号扩展到占据信号ESH的行时间的一半。对信号NTSCH的右边条部分（象素671-754）进行类似的处理。这种时间扩展处理以因数377/84减小了包括信号ESH的信息的水平带宽（与信号NTSCH的带宽相比较）。完成时间扩展的变换处理由图12-12d所示类型的设备来实现，将要结合该图加以讨论。图11b所示类型的网络64对信号ESH进行帧内平均，产生图5所示的信号X。由于信号ESH的帧内图象信息的高视觉相关性，已帧内平均的信号X基本上与信号ESH相同。把信号X加到DSSB调制器80的信号输入端上。调制器80的细节示于图24a，将要结合该图加以讨论。

具有通带5MHz-6.2MHz的水平带通滤波器70对信号YF′进行滤波。把滤波器70的输出信号-水平亮度高频信号加到幅度调制器72上，在这里它对5MHz的载波信号fc进行调幅。调制器72包括截止频率近似为1.2MHz的输出低通滤波器，以便在调制器72的输出端上获得具有0-1.2MHz通带的信号。由调制处理产生的上边带（混淆的）（5.0-6.2MHz）被1.2MHz低通滤波器去除。事实上，作为幅调处理及其后低通滤波的结果，已把5.0MHz-6.2MHz范围内的水平亮度高频分量平移到0-1.2MHz范围内。载波幅度应足够大，以使在通过1.2MHz低通滤波器滤波以后仍保留原始信号的幅度。即，产生不影响幅度的频率平移。

来自装置72的己频率移动的水平亮度高频信号，借助格式编码器74进行编码，使此信号与主信号C/SL空间相关。编码器74类似于用来扩展中心信息并把边条低频信息压缩到水平过扫描区域中的、与装置18和28有关的格式编码网络。即，利用将要结合图6-8加以讨论的技术，编码器74把己频率平移的水平亮度高频信号编码成标准的4∶3格式。当对到编码器74的输入信号的中心部分进行时间扩展时，它的带宽从1.2MHz下降到约1.0MHz，并且编码器74的输出信号变成与主信号空间相关的了。在利用编码器74进行时间压缩之前，在装置72内对边条信息进行低通滤波，滤到170KHz。利用类似于图11b所示装置的装置76，在做为Z信号加到DSSB调制装置80上以前，对来自编码器74的信号进行帧内平均。由于来自编码器74的信号的帧内图象信息的高视觉相关性，己帧内平均的信号Z基本上与来自编码器74的信号相同。调制信号X、（包括亮度和色度信息的复合信号）和调制信号Z基本上具有相同的带宽，约为0-1.1MHz。

正如将要结合图24a加以讨论的那样，在调制之前，装置80对两个辅助信号X和Z的大幅度偏移进行非线性γ函数的幅度压缩。γ值采用0.7，借此，每个取样的绝对值自乘到0.7次幂并乘以原始取样的符号。γ压缩降低了在现有接收机中已调制信号的大幅度偏移潜在干扰的可见性，而且允许在宽屏幕接收机中进行可予测的恢复，因为在编码器中采用的γ函数的倒数是可予测的，而且在接收机的解码器中容易实现。

然后，已幅度压缩的信号去调制频率为3.1075MHz的相控辅助副载波ASC，该频率是半行频的奇数倍（395×H/Z）。辅助副载波的相位从一场到下一场产生180°的交替，而不象色度副载波相位那样。辅助副载波的场交替相位允许信号X和Z的辅助调制信息重叠到色度信息上并且简化了在接收机中使用相对不复杂的场存储装置把辅助信息分离开来。在加法器40中，把已调制的信号M加到信号N上。所形成的信号NTSCF，是4.2MHz    NTSC兼容信号。

为了大的幅度压缩目的而在编码器中采用的上述非线性γ函数是非线性压扩（压缩-扩展）系统的一个组成部分，此系统还包括用来幅度扩展的、在宽屏幕接收机的解码器中互补的γ函数，下面将要加以讨论。已发现，所公开的非线性压扩系统大大降低了辅助的非标准信息对标准信息的影响，并不因噪声效应使图象产生可见的劣化。此压扩系统利用非线性γ函数，在编码器中瞬时压缩辅助的、非标准宽屏幕高频信息的大幅度偏移;并且在解码器中，利用互补的非线性γ函数相应地扩展这样的高频信息。其结果是，适当地降低了大幅度辅助高频信息引起的对现有标准视频信息的干扰，在所公开的兼容宽屏幕系统中，把非标准辅助宽屏幕信息分裂成低频和高频部分进行压扩。在解码器中，对已压缩的高频信息进行非线性幅度扩展不会引起过大的可察觉的杂波，因为大幅度高频信息一般与高对比度的图象边缘有关，而且人眼对这种边缘上的杂波并不敏感。上述压扩处理还有利地减少了辅助副载波和色副载波之间的交叉调制产物，随之还减小了可见拍频产物。

亮度“辅助者”信号YT呈现为7.16MHz的带宽，并借助于格式编码器78进行编码，编成4∶3格式（其编码方式与编码器74所实现的一样，例如，是图6所示的类型），还利用滤波器79进行水平低通滤波，滤到750KHz，以产生信号YTN。在借助于格式编码器78的输入低通滤波器进行时间压缩之前，对边条部分进行低通滤波，滤到125KHz，该低通滤波器除了具有125KHz的截止频率以外，对应于图6所示装置的输入滤波器610，把边条部分的高频信号除去。因此，信号YTN与主信号C/SL空间相关了。

信号YTN和NTSCF在加到射频正交调制器57上调制电视射频载波信号之前，分别借助于数模转换器装置53和54，从数字（二进制）形式转换成模拟形式。然后，把射频已调制的信号加到发射机55上，经天线56广播出去。

与调制器80有关的辅助副载波ASC是与行同步的、并具有选定的频率，以保证边条和中心信息之间有足够的分离度（例如：20-30db），并且对标准NTSC接收机所显示的图象没有显著的影响。ASC频率最好是半行频的奇数倍的间置频率，以便不致产生损害所显示图象质量的干扰。

例如由装置80提供的DSSB调制，除了提供在接收机中有关解调的优点以外，还有利地允许同时传送两个窄带信号，下面将要加以讨论。对调制高频信号进行的时间扩展使带宽减小了，这与窄频带调制的要求一致。带宽减小得越多，载波和调制信号之间产生的干扰可能就越小。而且，把边条信息的典型高能直流分量压缩到过扫描区域中，而不是用作调制信号。因此，大大减小了调制信号的能量，因而也大大减小了调制信号的潜在干扰。

通过天线56广播的已编码NTSC兼容的宽屏幕信号，打算被NTSC接收机和宽屏幕接收机接收，如图13所示。

在图13中，通过天线1310接收广播的兼容宽屏幕EDTV隔行扫描电视信号，将此信号加到NTSC接收机1312的天线输入端上。接收机1312以正常方式来处理此兼容宽屏幕信号，以产生具有4∶3宽高比的图象显示，把宽屏幕边条信息部分地（即低频信号）压缩到观众看不到的水平过扫描区域中，部分地（即高频信号）包括在不干扰标准接收机工作的已调制的辅助副载波信号中。

把通过天线1310接收的兼容宽屏幕EDTV信号还送到能够显示具有大的宽高比（例如5∶3）视频图象的宽屏幕逐行扫描接收机1320上。通过输入装置1322处理接收到的宽屏幕信号，1322包括射频调谐器和放大器电路、产生基带视频信号的同步视频解调器和用来以二进制形式产生基带视频信号（NTSCF）的模/数转换器（ADC）电路。ADC电路以四倍色副载波频率（4×fsc）的取样速率工作。

把NTSCF信号加到帧内平均器-差分器装置1324上，1324对帧内相隔262H的图象行中1.7MHz以上的信息进行平均（加法组合）和差分（减法组合），以恢复主信号N及基本上无V-T串扰的、已正交调制的信号M。在装置1324的1.7MHz的下限工作频率和在图1a的编码器中装置38的1.5MHz下限工作频率之间提供了200KHz的水平串扰保护带。由于在图1a的编码器中进行帧内平均时，原始主信号C/SL具有高视觉帧内图象相关性，因此，已恢复的信号N包括在视觉上与主信号C/SL的图象信息基本上相同的信息。

把信号M耦合到DSSB解调器和幅度扩展装置1326上，1326响应于具有场交替相位的、类似于结合图1a讨论过的信号ASC的辅助副载波ASC，用来解调辅助信号X和Z。由于利用图1a编码器进行帧内平均时，信号ESH和图1a中装置74的输出信号具有高视觉帧内图象相关性，因此，已解调的信号X和Z包括与信号ESH和图1a中装置74的输出信号的图象信息在视觉上基本相同的信息。装置1326还包括1.5MHz的低通滤波器，用来把频率为辅助副载波频率二倍的不期望的高频解调产物滤掉;还包括幅度扩展器，该扩展器利用γ函数的倒数（其γ＝1/0.7＝1.429），即，图1a中装置80所执行非线性压缩函数的倒数，来扩展（以前压缩过的）已解调信号。装置1326的DSSB解调器部分的其它细节示于图24b，将要结合该图加以讨论。

与正交调制/解调器系统相比较，当存在着解调相位误差时，相对于辅助宽屏幕信息采用DSSB系统具有显著的优点。与解调器基准信号的相位无关，不出现调制分量之间的串扰。在解调器基准信号振荡器中的相位误差的影响是，使已解调的信号中的全部频率分量都移动与振荡器信号相同度数，借此，下边带相位在一个方向上移动，上边带相位以同样的大小在相反方向上移动。还有，与解调器的相位无关，每个调制分量以整个幅度恢复出来;“重影”只是简单地作为重影而出现，并不进一步劣化所显示的图象。DSSB系统的缺点是，它不适于传送直流信息（直流信息随解调方法而有区别），因为来自每个调制分量的直流信息在调制频谱中位于载波频率上。但是，此潜在缺点并不影响所公开的DSSB调制结构，因为有利的是，调制分量（分量2和分量3）没有直流信息。

装置1328对已彩色编码的边条高频信号进行时间压缩，使它们占据其原始的时槽，因此恢复了信号NTSCH。装置1328以与图1a装置62中已时间扩展的信号NTSCH相同的量，对信号NTSCH进行时间压缩。

亮度（Y）高频解码器1330把亮度水平高频信号Z解码成为宽屏幕格式。对边条进行时间扩展（以与图1a的编码器中对边条进行时间压缩相同的量），并对中心信息进行时间压缩（以与图1a的编码器中对边条进行时间扩展相同的量）。在十个象素的重叠区域内把各信息拼接到一起，下面将要结合图14加以说明。装置1330的配置如图17所示。

调制器1332把来自解码器1330的信号幅度调制到5.0MHz载波fc上。之后，利用截止频率为5.0MHz的滤波器1334对已幅调的信号进行高通滤波，去掉下边带。在滤波器1334的输出信号中，恢复了5.0-6.2MHz的中心信息频率分量，也恢复了5.0-5.2MHz的边条频率分量。把来自滤波器1334的信号加到加法器1336上。

把来自压缩器1328的信号NTSCH加到装置1340上，1340用来把亮度高频与色度高频分离开来，以产生信号YH、IH和QH。这可以利用图18的配置来完成。

利用亮-色分离器1342（1342可以与分离器1340类似也可以采用图18所示类型的装置），把来自装置1324的信号N分离成为其亮度组成分量和色度组成分量YN、IN和QN。

把信号YH、IH、QH和YN、IN、QN作为输入信号提供给Y-I-Q格式解码器1344，1344把亮度和色度分量解码成为宽屏幕格式。对边条低频信号进行时间扩展，对中心信息进行时间压缩，把边条高频信号加到边条低频信号上，并利用图14的原理，把两个边条信号在10个象素的重叠区域内拼接到中心信息上。解码器1344的细节示于图19。

把信号YF′耦合到加法器1336上，在这里，YF′与来自滤波器1334的信号相加。通过这种处理，把已恢复的扩展了的高频水平亮度细节信息加到已解码的亮度信号YF′上。

利用转换器1350、1352和1354分别把信号YF′、IF′和QF′从隔行扫描转换为逐行扫描格式。亮度逐行扫描转换器1350还响应于来自格式解码器1360的“辅助者”亮度信号YT，1360对已编码的“辅助者”信号YTN进行解码。解码器1360把信号YTN解码成为宽屏幕格式，并呈现为类似于图17那样的结构。

通过对相隔1帧的行进行时间平均，I和Q转换器1352和1354把隔行扫描转换成逐行扫描信号，以产生丢失的逐行扫描行信息。这可以利用图20所示类型的设备来完成。

亮度逐行扫描转换器装置1350，除了如图21的配置中所示附加了信号YT以外，类似于图20所示。在此装置中，把“辅助者”信号取样，YT加到时间平均上，以协助重新构成丢失的逐行扫描像素的取样。在包括已编码行差分信号（编码后为750KHz）的行频分量的频带内，恢复了全部时间细节。在行频分量的这一频带以上，信号YF是零，因此，通过时间平均重新构成了丢失的取样。

借助于数/模转换器1362，在加到视频信号处理器和矩阵放大器装置1364上之前，把宽屏幕逐行扫描信号YF、IF和QF转换成模拟形式。装置1364的视频信号处理器部件包括：信号放大、直流电平移动、脉冲峰化、亮度控制、对比度控制和其它传统的视频信号处理电路。矩阵放大器1364把亮度信号YF和色差信号IF和QF组合起来，以产生代表彩色图象的视频信号R、G和B。由装置1364中的显示驱动放大器把这些彩色信号放大到适于直接驱动宽屏幕彩色图象显示装置1370（例如宽屏幕显象管）的电平。

图6表示在图1a的处理器18中所包括的从宽带宽屏幕信号YF″产生YE、YO和YH的装置。利用具有截止频率700KHz的输入滤波器610，对信号YF″进行水平低通滤波，以产生低频亮度信号YL并把YL加到减法组合器612的一个输入端上。把信号YF″加到组合器612的另一个输入端上，把信号YF″在通过装置614延迟（以补偿滤波器610的信号处理延时）之后加到时间分离装置616上。把已延迟的信号YF″和已滤波的信号YL组合起来，在组合器612的输出端产生高频亮度信号YH。

把已延迟信号YF″和信号YH、YL加到分离装置616分开的输入端上，616包括用来分别处理信号YF″、YH和YL的分离装置（DEMUX）618、620和621。分离装置616的细节将结合图8加以讨论。分离装置618、620和621分别得出如图3和图4所示的整个带宽的中心信号YC，边条高频信号YH和边条低频信号YL′。

利用时间扩展器622对信号YC进行时间扩展，以产生信号YE。对信号YC以足以为左、右水平过扫描区域留出余地的中心扩展因数进行时间扩展。中心扩展因数（1.19）是信号YE的预定宽度（象素15-740）与信号YC的宽度（象素75-680）之比，如图3所示。

利用时间压缩器628，以一侧压缩因数对信号YL′进行压缩，以产生信号YO。一侧压缩因数（6.0）是信号YL′相应部分的宽度（例如：左侧象素1-84）与信号YO的预定宽度（例如：左侧象素1-14）之比，如图3所示。时间扩展器622、624和626及时间压缩器628可以是图12所示的类型，将要加以讨论。

用类似于利用图6设备产生信号YE、YH和YO的方法，从信号IF″和QF″分别产生信号IE、IH、IO和QE、QH、QO。关于这一点，可参看图7，图7示出用来由信号IF″产生信号IE、IH和IO的装置。用类似的方法，从信号IF″产生信号QE、QH和QO。

在图7中，把宽带宽屏幕信号IF″在通过装置714延迟之后，耦合到分离装置716上，并在减法组合器712中与来自低通滤波器710的低频信号IL进行减法组合，以产生高频信号IH。延迟信号IF″及信号IH和IL分别由与分离装置716有关的分离器718，720和721进行分离，以产生信号IC、IH和IL′。利用扩展器722对信号IC进行时间扩展，以产生信号IE;利用压缩器728对信号IL′进行时间压缩，以产生信号IO。以类似于信号YC所采用的、已讨论过的中心扩展因数对信号IC进行扩展，而且，以类似于信号YL′所采用的、已讨论过的一侧压缩因数对信号IL′进行压缩。

图8示出分离装置816，例如，它可以用作图6的装置616和图7的装置716。图8的这种装置以图6分离器616的角度加以说明。输入信号YF″包括确定图象信息的754个象素。象素1-84确定左边条，象素671-754确定右边条，象素75-680确定中心信息，而中心信息对左、右边条稍有重叠。信号IF″和QF″呈现为类似的重叠。正如将要讨论的那样，已发现，这样的重叠简化了接收机把中心和两个边条组合（拼接）起来，从而基本上消除了边界人工产物。

分离装置816包括分别与左边条、中心、右边条信息有关的第一、第二和第三分离器（DEMUX）810、812和814。每个分离器都有一输入端“A”，把信号YH、YF″和YL分别加到A端上;和一输入端“B”，把消隐信号（BLK）加到B端上。消隐信号，例如可以是逻辑O电平或地电平。只要810的信号选择输入端（SEL）接到来自计数比较器817的、表明左边条象素1-84和右边条象素671-754存在的第一控制信号，810就从输入信号YH中提取包括左、右高频信号的输出信号YH。平时，来自计数比较器817的第二控制信号把输入端B上的BLK（消隐信号耦合到装置810的输出端上，而不是把输入端A上的信号YH耦合到810的输出端上。

装置814和计数比较器820以类似的方式工作，用来从信号YL中得出边条低频信号YL′。只有当来自计数比较器818的控制信号表明中心信息象素75-680存在时，装置812才把来自其输入端A上的信号YF″耦合到其输出端上，以产生中心信息信号YC。

利用来自计数器822的脉冲输出信号，使计数比较器817、818和820与视频信号YF″同步。计数器822响应于4倍色副载波频率（4×fsc）的时钟信号，还响应于从视频信号YF″得出的水平扫描同步信号H。来自计数器822的每一个输出脉冲对应于沿着水平行的一个象素位置。计数器822呈现出计数值为-100的初始偏置，这个计数值对应于从瞬间T_HS从水平同步脉冲的下降沿开始到水平消隐期间结束的100个象素，水平消隐期间结束时，象素1出现在水平行显示期间的起点上。因此，在行显示期间的起点上，计数器822呈现出计数值“1”。也可利用其它的计数器配置。分离装置816采用的原理也可用于执行相反信号组合操作的多路转换装置上，例如，由图1a中边条-中心信息组合器28所执行的那种操作。

图9示出图1a中编码器31和60的调制器30的细节。在图9中，信号IN和QN以四倍色副载波的速率（4×fsc）出现，把信号IN和QN分别加到锁存器910和912的信号输入端上。锁存器910和912还接受4×fsc时钟信号，以送入信号IN和QN中，也接受2×fsc开关信号，将此开关信号加到锁存器910的倒相开关信号输入端及锁存器912的不倒相开关信号输入端上。把锁存器910和912的信号输出端组合成单一的输出线，在此线上，信号I和Q交替出现，把信号I和Q加到不倒相锁存器914和倒相锁存器916的信号输入端上。对这些锁存器以4×fsc速率进行钟控，并分别在倒相和不倒相输入端上接受速率为色副载波频率fsc的开关信号。不倒相锁存器914产生正极性信号I和Q的输出交替序列，倒相锁存器916产生负极性信号I和Q的输出交替序列，即，-I、-Q。把锁存器914和916的输出端组合成单一输出线，在此线上出现成对的、极性相反的I和Q信号的交替序列，即，I、Q、-I、-Q……等等，构成了信号CN。在将此信号在装置36中与已滤波的亮度信号YN组合，以产生形式为Y+I、Y+Q、Y-I、Y-Q、Y+Q……等NTSC编码的信号C/SL之前，利用滤波器32对此信号进行滤波。

图10示出垂直-时间（V-T）滤波器，通过调整加权系数a₁-a₉，这种滤波器能够呈现V-T带通、V-T带阻或V-T低通的结构。图10a的表说明在所公开系统中采用的与V-T带通和带阻滤波器结构有关的加权系统。H-V-T带阻滤波器（例如，图1a的滤波器34）和H-V-T带通滤波器（例如，图13解码器系统中所包括的滤波器），分别包括水平低通滤波器1020和V-T带阻滤波器1021的组合（如图10b所示），以及水平带通滤波器1030和V-T带通滤波器1031的组合（如图10C所示）。

在图10b的H-V-T带阻滤波器中，水平低通滤波器1020呈现为给定的截止频率，并提供已滤波的低频信号分量。此信号在组合器1023中与来自延迟装置1022的输入信号的延时型式相减组合，以产生高频信号分量。在把这个低频分量加到用来提供H-V-T带阻滤波的输出信号加法组合器1025上之前，借助于网络1024使该低频分量受到一帧延时。V-T滤波器1021呈现图10a所示V-T带阻滤波系数。H-V-T带通滤波器（例如，图13的解码器中所包括的滤波器）示于图10c，构成这种H-V-T带通滤波器包括具有给定截止频率的水平带通滤波器1030，1030与具有V-T带通滤波器系数（如图10a的表所示）的V-T带通滤波器1031串联。

图10的滤波器含有多个串联的存储器装置（M）1010a-1010h，用来在其各自的抽头t₁-t₉上提供连续的信号延时并提供整个滤波器的延时。把通过抽头传送的信号分别加到乘法器1012a-1012i的一个输入端上。每一个乘法器的另一端分别接受规定的加权值a₁-a₉，这些加权值依赖于要执行的滤波处理的性质。滤波处理的性质也指定了存储器装置1010a-1010h给予的延时。水平方向滤波器采用存储象素的存储单元，因此，整个滤波器的延时小于一个水平图象行（1H）的时间间隔。垂直方向滤波器只采用存储行的存储单元，时间方向滤波器只采用存储帧的存储单元。因此，H-V-T三维（3-D）滤波器包括象素（＜1H）、行（1H）和帧（＞1H）的存储单元的组合，而V-T滤波器只包括后两种类型的存储单元。把来自元件1012a-1012i的已加权抽头信号（相互已延时）在加法器1015中组合起来，产生已滤波的输出信号。

这样的滤波器是非递归型有限脉冲响应（FIR）的滤波器。在本实例中，存储单元所提供延时的性质依赖于要滤波信号的类型，和亮度、色度和边条高频信号之间所能容许的串扰量。滤波器截止特性的陡度通过增加串联存储单元的数目来增强。

图10d示出图1a的网络16中独立滤波器中的一个，它包括串联的存储（延时）装置1040a-1040d、有关的乘法器1042a-1042e和信号组合器1045。乘法器具有指定的各自加权系数a1-a5，用来从信号端子t1-t5接受信号。组合器把来自乘法器a1-a5的已加权输出信号相加，以产生输出信号。

图11a和11b示出图1a的高频帧内平均器38的细节。高频帧内平均器38包括具有截止频率近似为1.5MHZ、接受信号C/SL的水平低通滤波器1110。在滤波器1110的输出端，产生输入信号C/SL的低频分量，在所示配置的减法组合器1112的输出端，产生输入信号C/SL的高频分量。在把低频分量加到加法器1120上以前，利用装置1114将此低频分量延时262H。在把信号C/SL的高频分量加到用来产生信号N的加法器1120上以前，利用V-T滤波器1116处理此高频分量。

滤波器1116示于图11b，1116包括一对262H延时单元1122和1124，还包括具有有关加权系数a1、a2和a3的有关乘法器1125、1126和1127。把乘法器的输出加到用来产生C/SL高频已时间平均的信号的加法器1130上。加权系数a2保持不变，而系数a1和a3从一场到下一场在 1/2 和0之间交替。当系统a3呈现0和 1/2 时，系数a1呈现的值为 1/2 和0。

图12示出光栅变换装置，它能用于图6和图7的时间扩张器和压缩器。关于这一点，可参看说明变换过程的图12a的波形。图12a表示具有在象素84至670之间的中心部分的输入信号波形S，打算借助于时间扩展处理，把该中心部分变换到输出波形W的象素位置1-754上。波形S的端点象素84和670，直接变换成波形W的端点象素1和754。由于时间扩展了，中间的象素不直接按1∶1算法变换，许多情况下不按整数算法来变换。说明后一种情况，例如，输入波形S的象素位置85、33对应于输出波形W的整数象素位置3。因此，信号S的象素位置85、33中包括整数部分（85）和小数部分DX（、33），而波形W的象素位置3包括整数部分（3）和小数部分（0）。

在图12中，工作在4×fsc速率的象素计数器1210提供代表输出光栅上象素位置（1……754）的输出写地址（WRITE    ADDRESS）信号M。把信号M加到包括查寻表的可编程只读存储器（PROM）1212上，查寻表包括取决于要执行的光栅变换性质（例如，压缩或扩展）的编程值。响应于信号M，PROM    1212提供代表整数的输出读地址（READ ADDRESS）信号N，及代表等于或大于零而小于1的小数的输出信号DX。在6位（2⁶＝64）信号DX情况下，信号DX呈现为小数部分0、1/64、2/64、3/64……63/64。

PROM    1212允许对视频输入信号S作为信号N存储值的函数进行扩展或压缩。这样，响应于象素位置信号M的整数值，提供了读地址信号N的编程值和小数信号DX的编程值。例如，为了实现信号扩展，就调整PROM    1212，使之以低于信号M的速率来产生信号N。相反，为了实现信号压缩，PROM    1212以高于信号M的速率来提供信号N。

利用串联象素延迟单元1214a、1214b和1214c来延迟视频输入信号S，以产生视频输入信号互相延迟型式的视频信号S（N+2）、S（N+1）和S（N）。把这些信号加到各个众所周知的双端口存储器1216a-1216d的视频信号输入端上。把信号M加到每一个存储器1216a-1216d的写地址输入端上，把信号N加到每个存储器1216a-1216d的读地址输入端上。信号M确定输入的视频信号信息将写入存储器的什么地方，信号N确定从存储器读出哪一个值。存储器能写入一个地址，而同时读出另一个地址。来自存储器1216a-1216d的信号S（N-1）、S（N）、S（N+1）和S（N+2），依赖于存储器1216a-1216d的读/写操作而呈现出已时间扩展或时间压缩的格式，存储器的读/写操作是PROM    1212如何编程的函数。

来自存储器1216a-1216d的信号S（N-1）、S（N）、S（N+1）和S（N+2）利用四点线性内插器进行处理，四点线性内插器包括峰化滤波器1220和1222、PROM    1225和一个两点线性内插器1230，这些装置的细节示于图12b和12c。

峰化滤波器1220和1222从包括信号S（N-1）、S（N）、S（N+1）和S（N+2）的信号组接受三个信号，如图所示，还接受峰化信号PX。峰化信号PX的值做为信号DX值的函数从零变到1，如图12d所示，PX由PROM    1225响应于信号DX来提供。PROM    1225包括查寻表并且编了程序，以产生响应于给定DX值的给定PX值。

峰化滤波器1220和1222分别把已峰化的、相互延时的视频信号S′（N）和S′（N+1）提供给两点线性内插器1230，1230还接受信号DX。内插器1230提供（已压缩或已扩展的）视频输出信号W，此处，输出信号W由下列表达式确定：

W＝S′（N）+DX〔S′（N+1）-S′（N）〕

所述四点内插器和峰化函数有利地近似于具有良好的高频细节分辨率的内插函数（Sinx）/X。

图12b示出峰化滤波器1220、1222和内插器1230的细节。在图12b中，把信号S（N-1）、S（N）和S（N+1）加到峰化滤波器1220中的加权电路1240上，这些信号在1240中分别以峰化系数- 1/4 、 1/2 和- 1/4 加权。如图12c所示，加权电路1240包括用来把信号S（N-1）、S（N）和S（N+1）分别乘以峰化系数- 1/4 、 1/2 和- 1/4 的乘法器1241a-1241c。把来自乘法器1241a-1241c的输出信号在加法器1242中相加，以产生了峰化的信号P（N），在乘法器1243中，P（N）与信号PX相乘，以产生已峰化的信号，此信号与信号S（N）在加法器1244中相加，以产生已峰化的信号S′（N）。峰化滤波器1222呈现为类似的结构及工作。

在两点内插器1230中，在减法器1232内，从信号S′（N+1）中减去信号S′（N），以产生差信号，此差信号在乘法器1234中乘以信号DX。来自乘法器1234的输出信号在加法器1236中与信号S′（N）相加，以产生输出信号W。

平均器-差分器装置1324的细节示于图15。利用装置1510对信号NTSCF进行低通滤波，以产生“低频”分量，此“低频”分量与信号NTSCF在装置1512中进行相减组合，以产生信号NTSCF的“高频”分量。利用装置1513对此“高频”分量进行平均（相加组合）和差分（相减组合），以便在装置1513的平均输出端（+）上产生已平均的高频分量NH，在其差分输出端（-）上产生信号M。把分量NH与来自滤波器1510的、延时262H的输出信号在加法器1514中相加，以产生信号N。

图16示出图15装置1513的细节。除了附加了如图所示的倒相器1610和1612、以及加法器1614外，图16类似于以前讨论过的图11b的配置。

在示出图13中装置1330细节的图17中，把信号Z加到边条-中心分离器1710（多路转换器）上，1710分别提供分开的亮度高频边条和中心信号YHO和YHE，在图1a的编码器中，对YHO和YHE进行压缩和扩展。利用已经讨论过的变换技术，利用装置1712和1714对信号YHO和YHE进行时间扩展和时间压缩，以产生亮度高频边条和中心信号YHS及YHC，在把YHS和YHC加到幅度调制器1332上以前利用装置1716（例如，可以利用图14的系统来完成）把YHS和YHC拼接起来。

在图18中，具有图10c结构及3.58±0.5MHz通带的H-V-T带通滤波器1810，使信号NTSCH通到减法组合器1814上，组合器1814还接受通过过渡时间均衡延时器1812以后的信号NTSCH。已分离的亮度高频信号YH出现在组合器1814的输出端上。利用解调器1816，响应于色副载波信号SC，对来自滤波器1810的已滤波NTSCH信号进行正交解调，用来产生色度高频信号IH和QH。

在图19中，借助于边条-中心信号分离器（时间分离器）1940，把信号YN、IN和QN分离成已压缩的边条低频信号YO、IO、QO和已扩展的中心信号YE、IE、QE。分离器1940可以采用以前讨论过的图8分离器816的原理。

借助于时间扩展器1942以边条扩展因数（对应于图1a中编码器的边条压缩因数），对信号YO、IO和QO进行时间扩展，以恢复在宽屏幕信号中边条低频信号的原始空间关系，正如用已恢复的边条低频信号YL、IL和QL所表示的那样。类似地，为了给边条信号留出空间，借助于时间压缩器1944以中心压缩因数（对应于图1a中编码器的中心扩展因数）对中心信号YE、IE和QE进行时间压缩，以恢复在宽屏幕信号中中心信号的原始空间关系，正如用已恢复的中心信号YC、IC和QC所表示的那样。压缩器1944和扩展器1942可以是以前讨论过的图12所示的类型。

利用组合器1946把空间上已恢复的边条高频信号YH、IH和QH与空间上已恢复的边条低频信号YL、IL和QL组合起来，以产生重新构成的边条信号YS、IS和QS。借助于拼接器1960，把信号YS、IS和QS拼接到重新构成的中心信号YC、IC和QC上，以形成全部重新构成的宽屏幕亮度信号YF′以及全部重新构成的宽屏幕色差信号IF′和QF′。边条与中心信号分量的拼接，以在中心和边条信号之间的边界处实质上消除了可见接缝的方法来完成，正如从对图14所示拼接器1960下面将要进行的讨论中可以看到的那样。

在图20中，在把隔行扫描信号IF′（或QF′）加到双端口存储器2020的一个输入端上之前，利用单元2010将IF′延时263H。在把此已延时的信号在加法器2014与隔行扫描输入信号相加之前，利用单元2012把该已延时的信号附加延时262H。在把来自加法器2014的输出信号加到双端口存储器2018的输入端上之前，把该输出信号耦合到除二网络2016上。存储器2020和2018以8×fsc的速率读出数据，以4×fsc的速率写入数据。把来自存储器2018和2020的输出加到用来产生逐行扫描输出信号IF（QF）的多路转换器（MUX）2022上。图20还示出了表示隔行扫描输入信号的波形（两行，具有标出的象素取样C和X）以及包括象素取样C和X的逐行扫描输出信号的波形。

图21示出适合于用作图13中信号YF′的转换器1350的装置。在所示的加法器2114中，把隔行扫描信号YF′组合起来之前，利用单元2110和2112把YF′延迟。把来自单元2110的已延时信号加到双端口存储器2120上。把来自加法器2114的信号耦合到除二网络2116上，2116的输出信号在加法器2118中与信号YT相加。把来自加法器2118的输出加到双端口存储器2122上。存储器2120和2122以4×fsc的速率写入，以8×fsc的速率读出，并把输出信号提供给多路转换器2124，2124产生逐行扫描信号YF。

图14绘出适合于用作例如图19中拼接器1960的边条-中心的拼接装置。在图14中，所示拼接器包括用来从边条亮度信号分量YS和中心亮度信号分量YC中产生全部带宽的亮度信号YF′的网络1410，还包括I信号拼接器1420及Q信号拼接器1430，1420和1430在结构及工作上类似于网络1410。中心信息与两个边条信息有意地重叠几个象素，例如10个象素。这样，在拼接之前的信号编码及传送过程中，中心及边条信号共享几个冗余的象素。

在宽屏幕接收机中，中心和边条信息从它们各自的信号中重新构成，但是，由于对这些信号执行了时间扩展、时间压缩及滤波，因此在边条与中心信息的边界处有几个象素不可靠或失真了。在图14中，用与信号YS和YC有关的波形来表示重叠区域（OL）及不可靠的象素（CP，为了清楚起见，稍作夸大）。如果信息没有重叠区域，则不可靠的象素将互相靠着，并会看到一条接缝。已发现，10个象素宽的重叠区域足以补偿3-5个不可靠的边界象素。

冗余象素有利地容许边条和中心信息在重叠区中混合。在把边条信号YS加到信号组合器1415上之前，在重叠区域中，乘法器1411把YS乘以加权函数W，如有关波形所示。类似地，在把中心信号YC加到组合器1415上之前，在重叠区域内，乘法器1412把YC乘以加权函数的补数（1-W），如有关波形所示。这些加权函数在重叠区域内呈现出线性斜坡型特性，并包括0与1之间的值。加权以后，利用组合器1415把边条和中心的象素相加，使得每一个重新构成的象素是边条与中心象素的线性组合。

在重叠区域的最内部边界附近，加权函数最好应接近于1，而在最外部边界附近，应接近于0。这将保证不可靠的象素对重新构成的信息边界具有比较小的影响。所述线性斜坡型加权函数满足这一要求。但是，加权函数不一定是线性的，在1和0加权点附近具有曲线或圆拱部分的非线性加权函数也能使用。这样的加权函数能很容易地通过对所示类型的线性斜坡加权函数进行滤波而获得。

利用包括响应于代表象素位置的输入信号的查寻表及减法组合器的网络，能够很容易地产生加权函数W和1-W。边条-中心象素的重叠位置是已知的，查寻表响应于输入信号，对应于加权函数W，根据提供从0到1的输出值而编程。输入信号可用各种方法产生，例如，利用由各水平行同步脉冲来同步的计数器。加权函数的补数1-W，能够通过从1中减去加权函数W来产生。

图22示出适合于用作图1a中把信号YF从逐行扫描转换成隔行扫描的转换器17c的装置。图22还示出逐行扫描输入信号YF的部分图，YF在垂直（V）和时间（T）平面内，具有标出的取样信号A、B、C和X，这些标出的取样信号也示于图2a中。逐行扫描信号YF通过单元2210和2212延迟525H，用来从取样信号B中产生已相对延迟的取样X和A。在把取样B和A加到除二网络2216上之前，B和A在加法器2214中相加。在网络2218中，来自网络2216的输出信号与取样X相减组合，以产生信号YT。把信号YT加到双端口存储器2222的输入端上，把来自延时单元2210输出的信号YF加到双端口存储器2223的输入端上。存储器2222和2223均以4×fsc速率读出，以8×fsc速率写入，用来在各自的输出端上产生隔行扫描形式的信号YF′和YT。

图23示出适合于用作图1a中转换器17a和17b的装置。在图23中，在把逐行扫描信号IF（或QF）加到双端口存储器2312上以前，把IF（或QF）加到525H延迟单元2310上，2312以4×fsc速率读出，以8×fsc速率写入，用来获得隔行扫描输出信号IF′（或QF′）。图23还示出表示具有与采样信号C和X有关的第一行和第二行的逐行扫描输入信号的波形，以及隔行扫描输出信号（把具有取样信号C的第一行扩展成 (H)/2 速率）的波形。双端口存储器2312以已扩展的形式仅输出输入信号的第一行取样（C）。

图24a示出装置80的细节。把Sinα形式的信号X和Sinβ形式的信号Z分别加到非线性幅度压缩器2405和2408的地址输入端上。压缩器2405和2408都是可编程只读存储器装置，每一个装置包括一个查寻表，该查寻表包括对应于所需非线性γ压缩函数的编程值。这个函数用所描述的瞬时输入对输出的压缩器传递函数来表示。对于来自装置2405和2408数据输出的已压缩的信号X和Z，进行DSSB调制处理，如下。

图24a的DSSB调制器部分主要包括两个单边带发生器，一个用来产生上边带，另一个用来产生下边带。简言之，对于每一个发生器，原始输入信号及其希耳伯特变换分别调制到正弦和余弦相位的载波上，把调制的结果相加，增强一个边带，同时消去另一个边带。然后，把每个发生器的输出组合起来，以产生信号（M），把M加到主信号（N）上，正如以前所讨论过的那样。

希耳伯特变换器对给定带内的全部频率提供90°相移，（例如，把正弦函数变换成余弦函数，同时在该频带内保持平坦的幅度响应。希耳伯特变换器的数字手段经常采用有限脉冲响应（FIR）滤波器的形式。关于希耳伯特变换器设计上的其它信息能够在Oppenheim和Schafer所写书名为《数字信号处理》（Prentice-Hall出版）中找到。

在图24a中，把来自压缩器2405输出端的已幅度压缩的、Sinα（为了说明起见）形式的信号X，直接加到乘法器2414的调制输入端上，利用希耳伯特变换器2410移相90°成为cosα的形式以后，加到乘法器2412的调制输入端上。乘法器2412和2414的基准信号输入端分别接受cosQ和SinQ形式的正交相位的有关副载波信号，这两个副载波信号被加到调制输入端上的信号所调制。乘法器2412和2414的输出信号在组合器2418中组合起来，以产生已双单边带调制的输出信号（M）的下边带。在本实例中，输入到乘法器2412和2414上的副载波信号呈现为相互正交（SinQ、CosQ）的相位关系，尽管并不要求正交的相位关系。在发射机中可以选择任何合适的副载波相位关系，而在接收机解调器中为了正确地解调，副载波的相位关系必须完全一样。

为产生上边带，把来自压缩器2408的已幅度压缩的、Sinβ（为了说明起见）形式的信号Z加到调制网络上，该调制网络包括希耳伯特变换器2420、乘法器2422和2424、以及组合器2428，它们与形成前述下边带调制器的那些元件，以同样的方式配置起来。在组合器2430中，通过把上边带和下边带信号组合起来而产生输出DSSB信号M。上边带调制器与下边带调制器的不同在于，输入到各自乘法器上的副载波的定相。例如，下边带调制器的乘法器2412接受CosQ形式的副载波，而上边带调制器的对应乘法器2422接受SinQ形式的副载波，因此，这两个副载波处于正交相位关系。输入到对应乘法器2414和2424上的副载波也呈现为相互正交的相位关系。上、下边带调制器的意义是，单元2418和2428是执行相加功能还是执行相减功能，以及哪一个乘法器接受经过希耳伯特转换的输入信号。因此，通过在单元2418和单元2428中相减而不是相加、或者通过把经过希耳伯特转换的输入信号加到乘法器2414和2424而不是加到乘法器2412和2422上（如所示），就可以把上、下边带的意义倒过来。

图24b示出了图13中方框1326的DSSB解调器部分。把已调制的信号M加到乘法器2440和2450（正交同步检波器）上，2440和2450分别接受Sin（Q+e）和Cos（Q+e）形式正交相位关系的解调基准信号。假定每个基准信号都呈现出相位误差“e”。利用网络2442和2452，对来自每一个乘法器的检波输出信号分别进行低通滤波，以滤掉不期望的高频载波解调综合产物。通过网络2444和2454，对每一个已滤波的输出信号进行90°希耳伯特变换，借助于网络2460和2470，对每一个经过变换的信号与另一个未经变换的信号进行相减组合，如图所示，以产生分量X和Z。此外，例如，借助于具有查寻表的有关PROM（未示出），对信号X和Z进行非线性幅度扩展，该查寻表利用发射机中压缩值的倒数来编程。

正如从组合器2460和2470的输出信号表达式可以看出的那样，与相位误差“e”的数值无关，没有来自输出信号X和Z的串扰分量。相位误差对输出信号X为正，而对输出信号Z为负，这一事实可用于抵消相位误差“e”。如果相位误差“e”没有抵消，就会被显示出来。然而，已经观察到，相位误差对显示的图象不可能有显著的影响。

Claims (22)

1、一种用来处理电视类型信号的系统，包括：

用来提供代表宽屏幕图象的电视类型信号的装置，这种宽屏幕图象具有主图像部分，这种主图像部分的图像宽高比大于有关边条图像部分的宽高比，而且整个图像的宽高比大于标准电视图像；

响应于所述电视信号，用来产生第一分量的装置，第一分量包括代表标准宽高比图像的信息；

响应于所述电视信号，用来产生第二分量的装置，第二分量包括第一种辅助信息；以及

响应于所述电视信号，用来产生第三分量的装置，第三分量包括第二种辅助信息；以及

响应于所述第二和第三分量、并响应于辅助副载波，用来产生以第二和第三分量调制的双单边带载波的调制装置，其中，所述第二分量占据所述副载波的、不包括第三分量的第一边带，所述第三分量占据所述载波的、不包括第二分量的第二边带。

2、根据权利要求1的一种系统，其中，

所述第二分量包括边条图像信息;以及

所述第三分量包括高频图像的细节信息。

3、根据权利要求2的一种系统，其中，

所述第二分量包括高频信息，不包括低频信息;以及

所述第三分量包括水平高频亮度细节信息，不包括水平低频图像信息。

4、根据权利要求1的一种系统，其中，所述辅助副载波呈现出一种场交替相位。

5、根据权利要求1的一种系统，还包括：

在调制所述辅助副载波之前，用来对所述第二和第三分量进行帧内处理的装置;

用来把所述已调制的副载波与所述第一分量组合起来以产生输出信号的装置;以及

用来以所述输出信号调制射频载波的装置。

6、根据权利要求1的一种系统，其中，所述辅助副载呈现为低于色副载频的频率。

7、根据权利要求1的一种系统，还包括：

在调制所述辅助副载波之前，用来对第二和第三分量进行幅度压缩的装置。

8、根据权利要求1的一种系统，其中，

所述已调制的辅助副载波具有在基带频率范围内的某一频率。

9、根据权利要求1的一种系统，其中，

所述调制装置包括：

一个第一调制器，包括：

（a）.分别响应于呈现为相互不同相位的第一和第二载波信号的第一和第二信号乘法器;

（b）.用来使所述第二分量相移一个予定量的第一装置;

（c）.用来把所述已相移的第二分量耦合到所述第一乘法器的一个调制信号输入端上的装置;

（d）.用来把所述第二分量耦合到所述第二乘法器的一个调制信号输入端上的装置;以及

（e）.用来把来自所述第一和第二乘法器的已调制的载波输出信号组合起来，以产生所述第一和第二边带中一个边带的第一装置;

一个第二调制器，包括：

（a）.分别响应于呈现为相互不同相位的第三和第四载波信号的第三和第四信号乘法器，

（b）.用来使所述第三分量相移一个予定量的第二装置;

（c）.用来把所述已相移的第三分量耦合到所述第三乘法器的一个调制信号输入端上的装置;

（d）.用来把所述第三分量耦合到所述第四乘法器的一个调制信号输入端上的装置;以及

（e）.用来把来自所述第三和第四乘法器的已调制的载波输出信号组合起来，以产生所述第一和第二边带中另一个边带的第二装置;以及

用来把来自所述第一和第二组合器的输出信号组合起来，以产生一个双单边带输出信号的装置。

10、根据权利要求9的一种系统，其中，

所述第一和第二相移装置分别把所述第二和第三分量相移90°。

11、根据权利要求10的一种系统，其中，所述已相移的第二和第三分量没有直流信息。

12、根据权利要求9的一种系统，其中，

所述第一和第二载波信号呈现为相互正交的相位关系;以及

所述第二和第三载波信号呈现为相互正交的相位关系。

13、根据权利要求12的一种系统，其中，

所述第一和第三载波信号呈现为相互正交的相位关系;

所述第二和第四载波信号呈现为相互正交的相位关系。

14、一种用来接收代表宽屏幕图像的电视类型信号的系统，这种宽屏幕图像具有主图像部分，这种主图像部分的图像宽高比大于有关边条图像部分的宽高比，而且整个图像的宽高比大于标准电视图像，所述电视信号包括（a），包括代表标准宽高比图像的信息的第一分量;（b）包括第一种辅助信息的第二分量;以及（c），包括第二种辅助信息的第三分量，所述第二和第三分量与辅助载波一起包括双单边带已调制的载波信号，其中所述第二分量占据所述载波的、不包括所述第三分量的第一边带，所述第三分量占据所述副载波的、不包括所述第二分量的第二边带，把所述双单边带已调制的载波信号与所述第一分量组合起来;所述系统包括：

用来把所述第一分量与所述双单边带已调制的载波信号分离开来的装置;

用来解调所述双单边带载波信号，以恢复所述第二和第三分量的装置;以及

响应于所述已恢复的第一、第二和第三信号，用来产生图像代表信号的视频信号处理装置。

15、根据权利要求14的一种系统，其中，

所述第二分量包括边条信息;以及

所述第三分量包括高频图像细节信息。

16、根据权利要求15的一种系统，其中，所述第二分量包括高频信息，不包括低频信息;以及

所述第三分量包括水平高频亮度细节信息，不包含水平低频图像信息。

17、根据权利要求14的一种系统，其中，所述解调装置响应于具有场交替相位的基准信号。

18、根据权利要求14的一种系统，还包括：

用来对所述已恢复的第二和第三分量进行幅度扩展的装置。

19、根据权利要求13的一种系统，其中，所述解调装置包括：

分别响应于具有相互不同相位的第一和第二载波信号，并响应于所述已双单边带调制的载波信号，用来分别提供第一和第二输出信号的第一和第二信号乘法器;

用来分别使所述第一和第二输出信号相移一个予定量，以产生已相移的第一和第二输出信号的第一和第二装置;

用来把所述第一输出信号与所述已相移的第二输出信号组合起来，以产生所述第二和第三分量中一个分量的第一装置;以及

用来把所述第二输出信号与所述已相移的第一信号组合起来，以产生所述第二和第三分量中另一个分量的第二装置。

20、根据权利要求19的一种系统，其中，

所述第一和第二相移装置分别把所述第一和第二输出信号相移90°。

21、根据权利要求18的一种系统，其中，

所述第一和第二载波信号呈现为相互正交的相位关系。

22、根据权利要求18的一种系统，其中，

所述第一和第二组合装置是相减组合装置。

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